TWI767349B - 一種數位多模式控制之全橋相移轉換器 - Google Patents

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劉益華
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Abstract

一種數位多模式控制之全橋相移轉換器，其特徵在於：利用一控制單元執行一脈衝調變控制模式、一相移調變控制模式或一非對稱脈波寬度調變控制模式以產生該全橋相移轉換器之四個開關信號，其中，該控制單元係在一電流回授信號小於一第一預設值時執行該脈衝調變控制模式，在該電流回授信號大於或等於該第一預設值且小於一第二預設值時執行該相移調變控制模式，及在該電流回授信號大於或等於該第二預設值時執行該非對稱脈波寬度調變控制模式。

Description

一種數位多模式控制之全橋相移轉換器
本案係關於切換式電源供應器，特別是一種數位多模式控制之全橋相移轉換器。
電能為人類能否繼續邁向文明的首要議題，由於環保觀念與永續發展已成為全球共識，如何更有效率的使用現有的能源，並積極開發新的替代能源，是目前工程科技界首要之務。所以如何減少用電與提升電能轉換與使用效率，以減少溫室氣體排放，是我們急需解決的問題。
近年來直流對直流轉換器常被要求朝向高效率、高功率密度的方向發展，而全橋轉換器因為擁有較低的開關電壓與電流應力，因此適用於高輸入電壓與高功率的應用場合。
習知技術之全橋轉換器之控制方法係以全橋四顆功率開關，採用兩斜對角線對稱的脈波寬度調變(Pulse-Width Modulation,PWM)進行控制，而脈波寬度調變全橋轉換器並不考慮功率開關切換瞬間，開關上是否仍殘存電壓或電流之存在，係屬於硬式切換。硬式切換(Hard Switching)意即功率開關進行切換時，在功率開關上的電壓V ds 和流經功率開關的電流I ds 有重疊區域；反之，若未具有重疊區域則稱為軟式切換(Soft Switching)。硬式切換將會使功率開關產生損耗，因此，脈波寬度調變全橋轉換器的效率與功率密度會有所限制，否則將有損耗過多與體積過大等問題。
非對稱脈波寬度調變(Asymmetric Pulse-Width Modulation,APWM)控制常被用來取代脈波寬度調變全橋轉換器，因為非對稱脈波寬度調變控制可以實現零電壓切換(Zero Voltage Switching,ZVS)，屬於軟式切換，故其開關損耗可大幅降低。但因為非對稱脈波寬度調變之責任週期為非對稱，故也容易造成變壓器鐵芯之偏磁。此外，非對稱脈波寬度調變全橋轉換器具有較大電流變化 (di/dt)所造成之雜訊，該非對稱脈波寬度調變全橋對於電磁干擾(Electromagnetic Interference,EMI)之抑制亦是問題。
近年來，相移全橋轉換器受到許多研究學者的關注。因為相移全橋轉換器本身不需額外電路輔助即具有零電壓切換之特性，相移調變(Phase-Shift Modulation,PSM)控制相較於非對稱脈波寬度調變全橋轉換器具更寬廣之零電壓切換範圍，其效率能在更大負載範圍內提升，故相移調變控制更廣泛應用於全橋轉換器。然而由於相移調變控制時序上之特性，會產生一個特有之環流區間，其能量只能在該區間消耗，稱之為環流損失(Circulating Current Loss)，故環流損失問題便成為相移全橋轉換器的主要問題。此外，相移全橋轉換器尚有輕載時不易達到零電壓切換、責任週期損失(Duty Cycle Loss)與二次側振鈴現象(Parasitic Ringing)等問題。
除了上述控制方法之外，全橋轉換器之各橋臂間為避免短路所設置的停滯時間(Dead Time)亦為效率提升之關鍵。由於軟式切換之控制方法，即利用停滯時間內移除儲存在功率開關的殘存電荷以達到零電壓切換的效果。若停滯時間太長，將不利於能量傳輸；若停滯時間太短，可能無法有效地將殘存電荷移除，亦即無法完成零電壓切換而造成切換損失。
其中，責任週期損失為一次側之責任週期無法完全有效傳遞至二次側，於是降低了能量傳輸效率。而造成責任週期損失之原因是當一次側電流進行換向時，一次側電流無法立即換向到可提供給輸出電流之程度，故一次側電流在換向過程無法傳遞至二次側而造成責任週期損失。其原因係變壓器具漏感之存在，漏感限制了一次側電流之上升斜率，而造成一次側電流無法立即換向，且變壓器之漏感若越大，則責任週期損失將隨之越大；相對地變壓器之漏感若越小，則責任週期損失將隨之越小。但變壓器漏感量也是達成零電壓切換之關鍵，若漏感太小亦將使功率開關難以完成零電壓切換，故責任週期損失的改善必需結合零電壓切換的範圍做一併的考量。
而二次側振鈴現象係因為在電流換向模式下，開始時一次側電流不足以提供給二次側，故二次側輸出之二極體均為導通狀態以供給輸出電流； 而當一次側換向電流足以供給二次側電流輸出時，部分之輸出整流二極體將由導通轉為截止，而在導通轉為截止瞬間，由於二極體本身具有反向恢復電流之特性，該將造成一、二次側電流間出現電流之差值，且在二次側產生一電壓突波，該電壓突波即成為一諧振電源，且線路中之雜散電容及雜散電感亦會形成諧振網路而產生諧振現象，即為二次側振鈴現象。
有文獻提出以降低循環電流來減少循環能量的損失，亦有文獻對於相移全橋轉換器在輕載時，改採用脈波寬度調變來控制，因其不會產生上述的環流區間故不存在環流損失，然而脈波寬度調變全橋轉換器本身不具有零電壓切換之機制，而使得效率會隨負載增加而降低。此外，習知技術關於相移全橋轉換器之改良均以配合外加輔助電路，如：增加電容、電感等元件與線路，或藉由不同拓樸架構的合併，但過多的硬體線路將會對成本、產品體積與產品可靠度等方面造成衝擊，因此本領域亟需一新穎的全橋轉換器。
本發明之一目的在於揭露一種數位多模式控制之全橋相移轉換器，能藉由數位控制技術實現複雜之模式切換控制，以達到降低體積、重量與使用元件數之成效。
本發明之另一目的在於揭露揭露一種數位多模式控制之全橋相移轉換器，其可藉由在變壓器初級側加入諧振電感或控制主變壓器的漏感量，使功率開關在截止時，諧振電感與開關上的寄生電容產生諧振，將功率開關上的儲存電荷移除，進而使功率開關達到零電壓切換的效果。
本發明之另一目的在於揭露一種數位多模式控制之全橋相移轉換器，其可藉由在空載或極輕載使用脈衝調變模式以減少全橋轉換器的損耗；輕載至中載則使用相移調變控制來降低環流損失，用以提升輕、中載之效率；重載以上則使用非對稱脈波寬度調變控制來持續穩定輸出電壓，從而在不需外加任何輔助電路或元件的情況下提升轉換效率。
本發明之另一目的在於揭露一種數位多模式控制之全橋相移轉換器，其可藉由使用遲滯(Hysteresis)區域保持各所述控制模式間之一平滑切換。
本發明之另一目的在於揭露一種數位多模式控制之全橋相移轉換器，其可藉由在非對稱脈波寬度調變模式及相移模式中均設置能依負載大小進行彈性調整之一自適應停滯時間而確保功率開關零電壓切換，從而提高能量傳輸效率。
本發明之又一目的在於揭露一種數位多模式控制之全橋相移轉換器，其經由實驗驗證之最佳效率可達到93.11%，而在10%、30%、與滿載時的效率相較習知技術分別提高3.2%、1.3%與0.6%，整體平均效率提高1%~2%。
為達前述目的，一種數位多模式控制之全橋相移轉換器乃被提出，其具有：一全橋式開關電路，具有二輸入端以與一輸入電壓之正、負端耦接、四控制端以分別與一第一開關控制信號、一第二開關控制信號、一第三開關控制信號、以及一第四開關控制信號耦接、一第一輸出端在該第一開關呈現一作用電位時與該正端耦接及該第二開關呈現一作用電位時與該負端耦接，以及一第二輸出端在該第三開關呈現一作用電位時與該正端耦接及該第四開關呈現一作用電位時與該負端耦接；一電容-電感串聯電路，其一端係與該全橋開關電路之所述第一輸出端耦接；一變壓器，具有一主線圈及一次級線圈，該主線圈係與一磁化電感並聯且其一端係與該電容-電感串聯電路之另一端耦接，而其另一端則係與該全橋開關電路之所述第二輸出端耦接，該次級線圈具有一第一輸出端及一第二輸出端；一第一二極體，具有一第一陽極及一第一陰極，該第一陽極係與一電壓參考端耦接，該第一陰極係與該第一輸出端耦接；一第二二極體，具有一第二陽極及一第二陰極，該第二陽極係與該電壓參考端耦接，該第二陰極係與該第二輸出端耦接；一第一電感，耦接於該第一輸出端與一電壓輸出端之間；一第二電感，耦接於該第二輸出端與該電壓輸出端之間；一輸出電容，耦接於該電壓輸出端與該電壓參考端之間；一負載電阻，耦接於該電壓輸出端與該電壓參考端之間；一回授電路，用以依該負載電阻之一跨壓產生 一電壓回授信號及依流經該負載電阻之一電流產生一電流回授信號；一控制單元，儲存有一韌體程式，用以執行該韌體程式以提供一模式控制程序，該模式控制程序包括依一脈衝調變控制模式、一相移調變控制模式或一非對稱脈波寬度調變控制模式產生一第一開關信號、一第二開關信號、一第三開關信號及一第四開關信號，其中，該控制單元係在該電流回授信號小於一第一預設值時執行該脈衝調變控制模式，在該電流回授信號大於或等於該第一預設值且小於一第二預設值時執行該相移調變控制模式，及在該電流回授信號大於或等於該第二預設值時執行該非對稱脈波寬度調變控制模式；以及一閘極驅動器，用以依該第一開關信號、該第二開關信號、該第三開關信號及該第四開關信號產生該第一開關控制信號、該第二開關控制信號、該第三開關控制信號及該第四開關控制信號。
在一實施例中，該回授電路包含一分壓電路及一光耦合電路。
在一實施例中，該控制單元包含一類比至數位轉換器以對該回授信號進行一類比至數位轉換運算以產生一第一輸入數位信號。
在一實施例中，該控制單元包含一濾波運算功能模組以對該第一輸入數位信號進行一濾波運算以產生一第二輸入數位信號。
在一實施例中，該控制單元包含一比例-積分-微分運算功能模組以對該第二輸入數位信號與所述預設電壓值之差值執行一比例-積分-微分運算。
在一實施例中，該控制單元包含一脈波寬度調變模組以產生一PWM信號。
在一實施例中，該控制單元係透過使用遲滯(Hysteresis)區域以保持各所述控制模式間之一平滑切換。
在一實施例中，該第二預設值為
Figure 109134654-A0305-02-0007-35
其中，n lAFB 為該變壓器之該主線圈及該次級線圈之圈數比，D為責任週期，V o_min 為輸出電壓之最小值，R T 係等效電阻。
在一實施例中，該非對稱脈波寬度調變模式與該相移模式均具有一自適應停滯時間而能依負載大小進行彈性調整。
為使 貴審查委員能進一步瞭解本發明之結構、特徵及其目的，茲附以圖式及較佳具體實施例之詳細說明如後。
100:全橋開關電路
110:電容-電感串聯電路
120:變壓器
130:第一二極體
140:第二二極體
150:第一電感
160:第二電感
170:輸出電容
180:負載電阻
190:回授電路
191:分壓電路
192:光耦合電路
200:控制單元
201:類比至數位轉換器
202:濾波運算功能模組
203:比例-積分-微分運算功能模組
204:脈波寬度調變模組
210:閘極驅動器
圖1繪示本案之數位多模式控制之全橋相移轉換器之一實施例方塊圖。
圖2繪示本案所用之相移全橋轉換器之電路示意圖。
圖3a繪示相移全橋轉換器之環流區間示意圖。
圖3b繪示圖3a之[t 2,t 5]的環流區間與等效電路之示意圖。
圖3c繪示圖3a之[t 7,t 10]的環流區間與等效電路之示意圖。
圖4繪示變壓器一次側電流和二次側電壓波形圖。
圖5a繪示降低環流方法之一實施例之示意圖。
圖5b繪示降低環流方法另一實施例之之示意圖。
圖6a繪示非對稱脈波寬度調變的停滯時間△t 1A 與△t 2A 之示意圖。
圖6b繪示圖6a區間[t 0,t 1]之操作模式狀態與等效電路之示意圖。
圖6c繪示圖6a區間[t 3,t 4]之操作模式狀態與等效電路之示意圖。
圖7a繪示相移全橋調變的停滯時間△t 1p 與△t 2p 之示意圖。
圖7b繪示圖7a區間[t 2,t 3]之操作模式狀態與等效電路之示意圖。
圖7c繪示圖7a區間[t 4,t 5]之操作模式狀態與等效電路之示意圖。
圖8a繪示本案之多模式控制方法且加入自適應停滯時間調整之整體控制機制示意圖。
圖8b繪示脈衝調變控制模式之示意圖。
圖9a繪示本案之負載等效電阻量測之示意圖。
圖9b繪示本案所研製的轉換器之實體圖。
圖9c繪示圖9b於1A時之一次側主要波形(脈衝模式)。
圖10a繪示相移調變之輸出電流i o 等於5A之一次側主要波形圖。
圖10b繪示相移調變之輸出電流i o 等於11A之一次側主要波形圖。
圖10c繪示相移調變之輸出電流i o 等於15A之一次側主要波形圖。
圖10d繪示非對稱脈波寬度調變之輸出電流i o 等於20A之一次側主要波形圖。
圖11a繪示相移調變控制之功率開關Q2之V gs 驅動波形圖與V ds 跨壓波形圖。
圖11b繪示非對稱脈波寬度調變控制之功率開關Q2之V gs 驅動波形圖與V ds 跨壓波形圖。
圖12a繪示相移調變控制操作，負載1A之停滯時間量測圖。
圖12b繪示非對稱脈波寬度調變控制操作，負載16A之停滯時間量測圖。
圖13a繪示相移全橋與非對稱脈波寬度調變全橋轉換器之效率比較圖。
圖13b繪示本案與習知相移全橋技術之效率比較圖。
請參照圖1，其繪示本案之數位多模式控制之全橋相移轉換器之一實施例方塊圖。
如圖所示，本案之數位多模式控制之全橋相移轉換器具有一全橋開關電路100、一電容-電感串聯電路110、一變壓器120、一第一二極體130、一第二二極體140、一第一電感150、一第二電感160、一輸出電容170、一負載電阻180、一回授電路190、一控制單元200以及一閘極驅動器210。
該全橋開關電路100具有二輸入端A、B以與一輸入電壓Vin之正、負端耦接，四控制端以分別與一第一開關控制信號S1、一第二開關控制信號S2、一第三開關控制信號S3及一第四開關控制信號S4耦接、一第一輸出端C在該第一開關S1呈現一作用電位時與該正端耦接及該第二開關S2呈現一作用電位時與該負端耦接，以及一第二輸出端D在該第三開關S3呈現一作用電位時與該正端耦接及該第四開關S4呈現一作用電位時與該負端耦接。
其中，全橋相移轉換器比半橋相移轉換器多了兩個主功率開關S 3 及S 4，因而能提高輸出功率之能力。
一電容-電感串聯電路110其一端係與該全橋開關電路100之所述第一輸出端C耦接。
一變壓器120具有一主線圈及一次級線圈，該主線圈係與一磁化電感並聯且其一端係與該電容-電感串聯電路110之另一端耦接，而其另一端則係與該全橋開關電路100之所述第二輸出端耦接D，該次級線圈具有一第一輸出端E及一第二輸出端F。
一第一二極體130具有一第一陽極及一第一陰極，該第一陽極係與一電壓參考端G耦接，該第一陰極係與該第一輸出端E耦接。
一第二二極體140具有一第二陽極及一第二陰極，該第二陽極係與該電壓參考端G耦接，該第二陰極係與該第二輸出端F耦接。
一第一電感150耦接於該第一輸出端E與一電壓輸出端O之間。
一第二電感160耦接於該第二輸出端F與該電壓輸出端O之間。
一輸出電容170耦接於該電壓輸出端O與該電壓參考端G之間。
一負載電阻180耦接於該電壓輸出端O與該電壓參考端G之間。
一回授電路190包含一分壓電路191及一光耦合電路192，用以依該負載電阻180之一跨壓Vout產生一電壓回授信號及依流經該負載電阻180之一電流Iout產生一電流回授信號。
一控制單元200儲存有一韌體程式，用以執行該韌體程式以提供一模式控制程序，該模式控制程序包括依一脈衝調變控制模式、一相移調變控制模式或一非對稱脈波寬度調變控制模式以產生該第一開關控制信號S1、該第二開關控制信號S2、該第三開關控制信號S3及該第四開關控制信號S4，其中，該控制單元200係在該電流回授信號小於一第一預設值時執行該脈衝調變控制模式，在該電流回授信號大於或等於該第一預設值且小於一第二預設值時執行該相移調變控制模式，及在該電流回授信號大於或等於該第二預設值時執行該非對稱脈波寬度調變控制模式。
該控制單元200係例如但不限於透過使用遲滯(Hysteresis)區域以保持各所述控制模式間之一平滑切換，該非對稱脈波寬度調變模式與該相移模式均具有一自適應停滯時間而能依負載大小進行彈性調整，該第二預設值為
Figure 109134654-A0305-02-0011-2
其中，n lAFB 為該變壓器之該主線圈及該次級線圈之圈數比，D為責任週期，V o_min 為輸出電壓之最小值，R T 係等效電阻。
該控制單元200進一步包含一類比至數位轉換器201、一濾波運算功能模組202、一比例-積分-微分運算功能模組203以及一脈波寬度調變模組204。
其中，該類比至數位轉換器201用於對該回授信號進行一類比至數位轉換運算以產生一第一輸入數位信號，該濾波運算功能模組202用於對該第一輸入數位信號進行一濾波運算以產生一第二輸入數位信號，該比例-積分-微分運算功能模組203用於對該第二輸入數位信號與所述預設電壓值之差值執行一比例-積分-微分運算，該脈波寬度調變模組204用於產生一PWM信號。
該閘極驅動器210用以依該第一開關信號、該第二開關信號、該第三開關信號及該第四開關信號產生該第一開關控制信號S1、該第二開關控制信號S2、該第三開關控制信號S3及該第四開關控制信號S4。
以下將針對本發明的原理進行說明：
全橋轉換器在相同之輸出功率下，每一個功率元件所承受電壓與電流之應力均較其他轉換器小，故全橋轉換器一般適用於較高功率及較高輸入電壓之應用場合。
請參照圖2其繪示本案所採用之全橋轉換器之電路示意圖。
如圖所示，習知技術之全橋轉換器係由一次側之四個功率開關Q 1 、Q 2 、Q 3 與Q 4 ，與變壓器T 1 ，搭配二次側輸出二極體D 1 、D 2 與輸出電感L 1 、L 2 所組成。其中，V in 為輸入電壓、V pri 與V sec 分別為主變壓器一次側輸入電壓與二 次側輸出電壓，Q D1 ~Q D4 與C S1 ~C S4 分別為四個主功率開關內部的本體二極體(Body Diode)與寄生電容(Parasitic Capacitor)，C b 為無極性之小電容，用以阻隔直流以避免鐵芯飽和，L r 為變壓器T 1 之漏感或作為諧振電感，V AB 為兩橋臂中心點之間的電壓差，C o 與R o 則分別為輸出電容與等效之輸出電阻，而N p 與N s 分別為主變壓器之一、二次側之圈數，n=N p /N s 則是一、二次側之圈數比。
習知技術之全橋轉換器之控制策略有脈波寬度調變控制、相移調變控制與非對稱脈波寬度調變控制等，針對全橋轉換器電壓調控模式中，例如：是否有具有零電壓切換、責任週期損失、環流等常見問題進行比較整理如表1所示。
Figure 109134654-A0305-02-0012-3
可以得知，責任週期損失是三種基本控制方法均會遇到之問題，其原因係由於變壓器有漏感之存在，即係當操作於換流區間時，一次側電流改變的換向無法瞬間完成，而是呈線性的上升或下降，在此上升或下降過程中，一次側電流將不足以提供二次側的輸出電流，按克希荷夫電流定律，此時變壓器解耦合，一次側無法將能量有效的傳遞至二次側，輸出電流i o 完全由輸出電感提供，此即為責任週期損失。
而二次側振鈴現象則係起因於二次側輸出二極體由導通變為截止過程出現二極體之反向恢復現象所造成，此現象可藉由在二次側並聯一個緩衝電路以吸收輸出二極體之反向恢復所造成振鈴現象。
至於零電壓切換之部分，脈波寬度調變全橋轉換器由於不具有零電壓切換之機制，整體平均效率表現最差；而相移全橋轉換器雖具有零電壓切換之機制，但由於輕載時其落後臂較難達到零電壓切換，因此輕載效率較難提升；而非對稱脈波寬度調變全橋轉換器亦具有零電壓切換之機制，但其一次側電流要對四顆開關上之寄生電容充、放電，同時在零電壓切換區間，其變壓器均為解耦合，故非對稱脈波寬度調變全橋轉換器在輕載時比相移全橋轉換器要更難進入零電壓切換。
環流問題則係相移全橋轉換器之特有現象，在脈波寬度調變全橋轉換器與非對稱脈波寬度調變全橋轉換器均無環流問題，環流問題係使用相移調變控制本身時序會出現之結果，而環流與責任週期D之大小有直接關係，意即責任週期越大則環流損失越小，而責任週期越小則環流損失越大，可以得知，相移全橋轉換器在輕載時之缺點就是環流損失過大。
因此，在全負載範圍很難找到一種控制方法能同時改善或解決全橋架構的諸多問題，但若能綜合各控制方法之優點，使其操作在最佳時機，即在不同負載條件時，以不同控制方法來因應。如：輕載以脈波寬度調變控制模式操作，雖脈波寬度調變控制無零電壓切換機制，但相對於相移全橋轉換器在輕載仍存在有較大之環流問題，同時相移全橋轉換器在輕載也難進行零電壓切換，故輕載以脈波寬度調變控制係一適當選擇。至於，非對稱脈波寬度調變全橋轉換器在輕載至中載時，相對於相移全橋轉換器更難進入零電壓切換，於是中載以上應採用相移調變控制模式操作，以使其效率因為具有零電壓切換而提升。而負載達到一定程度時，也可以接續使用非對稱脈波寬度調變控制，因為當負載達到一定程度，非對稱脈波寬度調變控制亦具有零電壓切換的特性且其沒有環流的問題。
請一併參照圖3a~3c，其中圖3a其繪示相移全橋轉換器之環流區間，圖3b其繪示圖3a之[t 2,t 5]的環流區間與等效電路圖，圖3c其繪示圖3a之[t 7,t 10]的環流區間與等效電路圖。
如圖所示，環流現象是相移調變控制時序之下，所產生的一個特有區間，在此區間內的一次側電流只在一次側循環，並不能將能量傳遞至二次側，於是造成環流損失(Circulating Loss)，圖中[t 2,t 5]與[t 7 ,t 10]為相移全橋架構的兩個環流區間，其中[t 2,t 5]環流區間的電路操作狀態與其等效電路如圖3b所示，至於圖3c所示之[t 7,t 10]的環流區間與[t 2,t 5]環流區間則是對稱的，但電流方向相反。
請參照圖4，其繪示變壓器一次側電流和二次側電壓波形圖。
如圖所示，變壓器一次側電流i p 各關鍵點之值i p_ t 1P 、i p_ t 12P 、i p_ t 2P 與i p_ t 5P ，分別說明如下。
i p_t1P 為一次側開始傳遞能量之起始電流，其為輸出電感L 1之最小電流值(i L1min =(i o /2-△i L1/2)映射回一次側之電流值，如方程式(1)所示。
Figure 109134654-A0305-02-0014-4
其中，I o 為輸出電流i o 之平均值，L 1為輸出電感，T s 為功率元件切換週期，V in 、V o 分別為輸入電壓與輸出電壓，n l =N s /N p 為變壓器二次側圈數N s 對變壓器一次側圈數N p 之比值。
i p_t2P 為一次側電流之最大值(i L1max =(i o /2+△i L1/2)，如方程式(2)所示。
Figure 109134654-A0305-02-0014-5
i p_t5P 為一次側環流區間之終止電流，如方程式(3)所示。
Figure 109134654-A0305-02-0014-6
其中，L r 為諧振電感、D為一次側的責任週期、R DS_ON 為功率開關V gs_Q1~V gs_Q4之導通電阻。
在[t 2,t 5]環流區間，一次側電流i p 流經V gs_Q1、諧振電感L r 、一次側主變壓器T 1、V gs_Q3 ，依此順序不斷循環。在此區間電流i p 的變化可估計為i p_t2P 至i p_t5P ，此時可按照一般均方根值的定義來計算[t 2,t 5]環流區間i p 電流的均方根值，[t 2,t 5]環流區間的電流均方根值I cc-t25,rms ，如方程式(4)所示。
Figure 109134654-A0305-02-0015-7
同理，[t 7,t 10]環流區間的電流均方根值I cc-t710,rms ，如方程式(5)所示。
Figure 109134654-A0305-02-0015-8
理想上，i p 波形為正、負對稱，則I cc-t25,rms =I cc-t710,rms =I cc,rms 。則環流區間的功率損失P cir_loss ，如方程式(6)所示。
P cir_loss =I 2 cc,rms ．R DS_ON (6)
由方程式(4)、(5)與(6)可以得知，相移全橋轉換器的環流損失與D、i p_t2P 與i p_t5P 或i p_t7P 與i p_t10P 的值有關，即環流損失P cir_loss 與D呈負相關的關係。由圖3a也能看出環流區間的存在是相移調變控制操作模式的必然結果，即若一次側責任週期為D，則環流區間則為(1-2D)。由此關係可知，當一次側責任週期D越長，則環流區間就會減短。相對的，當一次側責任週期D越短，則環流區間就會變長。所以，若一次側責任週期由D增加至(D+△D)，則相移全橋轉換器之能量傳送區間變長，因此環流區間就被壓縮，故環流損失P cir_loss 也將減小。因此，相移全橋轉換器之環流損耗最大的區域會是在輕載，因為輕載時的責任週期為最小，於是造成環流區間相對增加，故若能有效減少環流區間，就可以使輕載損耗變小，提升輕載效率。此外，相移全橋轉換器能量傳送區間的電流均方根值I et,rms ，如方程式(7)所示。
Figure 109134654-A0305-02-0015-9
請一併參照圖5a~5b，其中圖5a其繪示降低環流方法之一實施例之示意圖，圖5b其繪示降低環流方法之另一實施例之示意圖。
欲使環流降低可用簡單且直觀之兩個方向來思考。如圖5a所示，在責任週期D不變條件下，直接使環流區域的面積降低，故若能使環流區域面積減小，當然就可以減少環流損失。如圖5b所示，利用增加責任週期D的方式來壓縮環流區間，因為責任週期與環流區間呈互補的關係，若能使責任週期D越大，就能有效的壓縮環流區間，當然也就可以減少環流損失。
本案之降低環流係基於第二種方法模式，通過增加責任週期以壓縮環流區間降低環流損失。本案係採用變壓器一、二次側繞圈數調整之方式，即改變變壓器圈數比，使相移全橋轉換器在相同輸入電壓之下有更大的責任週期，也能單獨使用在僅有直流/直流轉換器之應用場合。
本案係採合適圈數比之設計：
本案係透過變壓器圈數比之設計達成在相同輸入電壓之下，獲得更大責任週期之目的，但這並不意味藉此就能無限制提升責任週期最大值以壓縮環流。其原因為若在任何情形均能將責任週期提升至最大值，即表示責任週期已無增加之空間，若發生負載增加等因素將輸出電壓拉低，此時責任週期已無法再提升，亦即輸出電壓無法拉回，該狀況就等於責任週期提升到最大值之開迴路控制而以，並不具有穩定輸出電壓的閉迴路控制。因此，必須有一合適圈數比之設計才能既降低環流損失，同時也不會失去原有閉迴路控制的性能。
以下將針對相移全橋轉換器變壓器與非對稱脈波寬度調變全橋轉換器變壓器之設計進行比較，以正規方法設計出之圈數比，觀察非對稱脈波寬度調變全橋轉換器變壓器是否可以應用於相移全橋轉換器，進而得到更大於相移全橋轉換器的責任週期。非對稱脈波寬度調變全橋轉換器搭配倍流輸出與相移全橋轉換器搭配倍流輸出的變壓器設計公式如表2所示。
Figure 109134654-A0305-02-0016-10
Figure 109134654-A0305-02-0017-11
其中，V in 、V o 分別為輸入與輸出電壓，n lAFB 、n lPSFB 分別為非對稱脈波寬度調變全橋轉換器與相移全橋轉換器變壓器設計之下的圈數比，D AFB 、D PSFB 分別為非對稱脈波寬度調變全橋轉換器與相移全橋轉換器變壓器設計之下的責任週期，N P_AFB 、N S_AFB 分別為非對稱脈波寬度調變全橋轉換器變壓器設計之下的一次側圈數與二次側的圈數，N P_PSFB 、N S_PSFB 分別為相移全橋轉換器變壓器設計之下的一次側圈數與二次側的圈數，B max 和A e 分別為變壓器鐵芯的最大飽和磁通密度與變壓器鐵芯的有效繞線面積。
藉由表2之公式整理，代入本案之實驗規格參數，實際計算變壓器之圈數、圈數比與輸出電壓，結果如表3所示。
Figure 109134654-A0305-02-0017-12
由表3可以得知，在相同的輸入電壓380V與輸出電壓24V的條件之下，若責任週期設定相同，則非對稱脈波寬度調變全橋轉換器操作模式與相移全橋轉換器操作模式所計算出的變壓器圈數比分別為n lAFB =0.157與n lPSFB =0.181。分別觀察操作在非對稱脈波寬度調變全橋轉換器與相移全橋轉換器之下的輸出電壓，可計算如下：V o_AFB =2n lAFB D AFB (1-D AFB )V in =2×0.157×(1-0.72)×0.72×380=24V
Figure 109134654-A0305-02-0017-13
以上兩種操作模式均能滿足設計之需求，但是其責任週期均為0.72，為了使責任週期加大以減少環流，故此時使用操作在非對稱脈波寬度調變全橋轉換器模式下的變壓器圈數比為(n lAFB =0.157)，但改以相移模式操作，則在相同輸入、輸出與責任週期條件之下其輸出電壓變如下：
Figure 109134654-A0305-02-0018-14
此時之輸出電壓明顯低於所設計的輸出電壓。可以得知，若使用非對稱脈波寬度調變全橋轉換器變壓器圈數比(n lAFB =0.157)，使其操作在相移全橋轉換器模式之下，若欲輸出電壓滿足所設計的輸出電壓規格就需要更大的責任週期才能滿足所需的輸出電壓，而其責任週期如下：
Figure 109134654-A0305-02-0018-15
此時之責任週期D max 要提升至0.81才能有足夠的輸出電壓。因此在相同輸入與輸出條件之下，非對稱脈波寬度調變全橋轉換器與相移全橋轉換器變壓器同樣以相移調變控制模式操作，非對稱脈波寬度調變全橋轉換器變壓器要比相移全橋轉換器變壓器的責任週期要多提升[(0.81-0.72)/0.72]×100%=12.5%，此提升12.5%的責任週期，即可以降低環流，達到提升效率之目的。故本案的主變壓器將採用非對稱脈波寬度調變全橋轉換器設計的變壓器一、二次側圈數比，用於改善環流損失。
但是在全負載範圍內，非對稱脈波寬度調變全橋轉換器變壓器設計在相移全橋轉換器模式操作之下，責任週期多增加12.5%，同時意味著相移全橋轉換器也將減少12.5%之彈性責任週期來因應更大負載需求，於是當負載越大時，其暫態響應會開始變差，此時責任週期幾乎已經達最大值，且若負載越大，將漸漸失去輸出調節穩壓之能力。因此，雖然減少了環流損但能維持固定輸出之負載範圍比使用相移全橋轉換器變壓器設計時要低。
基於此，本案導入了多模式控制技術，意即當相移調變控制已無法應付負載需求而造成輸出電壓無法維持規格要求，為了使輸出功率提升，操作模式必須要改變才能維持輸出電壓的穩定。而非對稱脈波寬度調變控制即非常適用，因為即使相移調變控制之責任週期已經增加到其最大值，但對於非對 稱脈波寬度調變控制來說，其責任週期仍有餘裕，例如在相同的輸入電壓之下，操作在相移調變控制模式下的非對稱脈波寬度調變全橋轉換器的變壓器，當操作模式由相移調變控制切回原來的非對稱脈波寬度調變控制時，其責任週期理論上將會降低，如前一小節的電壓計算，於是產生更多的責任週期餘裕，可使輸出功率提升，改善原來功率範圍下降的缺點。此外，非對稱脈波寬度調變控制仍維持有零電壓切換的特性，故在切換模式之後也不會對切換損失有任何影響。
適當的切換時間點為多模式控制技術成功的關鍵，本案依據當相移全橋轉換器的輸出電壓因為負載以及其他非理想因數而使輸出電壓掉落至無法滿足規格要求的負載點作為模式的切換點。非對稱脈波寬度調變全橋轉換器的變壓器操作於相移調變控制模式之下的輸出電壓為V o =1/2n lAFB DV in ，其中，n lAFB 為非對稱脈波寬度調變全橋轉換器變壓器設計的圈數比、D為責任週期。假設系統中所有的非理想因數，諸如：功率元件的損失、磁性元件的損失等損失都集總(Lump Uncertainty)為一個等效電阻R T ，故此R T 並不需要考慮控制器本身的特性、不同零件的使用、或應用在不同的系統，而可透過實際實驗的方式來獲得R T ，如此的方式才能更貼近於真實系統的狀況。故此等效電阻R T 會依不同i o 的大小，對於輸出電壓產生不同程度的壓降R T ×i o ，此時操作在相移全橋轉換器的輸出電壓，如方程式(8)所示。
Figure 109134654-A0305-02-0019-16
因此，當方程式(8)之輸出電壓V o_PSFB 掉落至無法滿足規格需求，也就是當輸出電壓小於輸出電壓之最小值V o_min 時，便可以找出相移全橋轉換器與非對稱脈波寬度調變全橋轉換器兩控制模式的適當切換點I o_APWMC ，如方程式(9)所示。
Figure 109134654-A0305-02-0019-17
意即當輸出電流i o 大於I o_APWMC 時，就將相移調變控制模式切換為非對稱脈波寬度調變全橋轉換器模式。
關於R T 之量測方式，在相移控制模式下，每1A輸出電流量測一次輸出電壓，從1A量測直到輸出電流增加至輸出電壓低於最小輸出電壓設計值，此時代表相移控制模式已經無法將輸出電壓穩定在規格內，於是根據此時輸出電流與輸出電壓之下降量，即可得出輸出電壓變化量與負載變化量的斜率，此斜率即是線路中之非理想因數集總為一等效電阻R T 。
本案多模式控制法的變壓器設計流程與模式切換點的設計說明如下：1.選擇適當的責任週期D(D<0.75)；2.利用表2計算圈數比n；3.基於所計算的n設計磁性元件T1和Lr；以及4.利用(9)式計算模式切換點。
本案之自適應停滯時間(Dead Time)之設計：
在橋式轉換器架構中，停滯時間係指同一臂之上、下功率開關為避免同時導通而造成電源短路而使兩顆功率開關均截止之停頓時間，除了能避免同時導通產生短路現象，也是實現零電壓切換之時間區間，故停滯時間太長或太短均不適宜。
在習知技術之控制方法中，停滯時間通常只能給予一固定值，但實務上欲完成零電壓切換所需時間與負載有關，例如在輕載時所需停滯時間較長，若給一過短之停滯時間，可能無法滿足零電壓切換之達成條件，使切換損失增加；而在重載時所需停滯時間較短，若給一過長之停滯時間，則將浪費能量傳輸之時間，造成效率降低。因此習知技術給予一固定之停滯時間以應付整個負載範圍所需，使得整體效率難以最佳化。
本案在兩主要控制模式中加入自適應之停滯時間調整，使多模式控制之效率進一步提升。本案係以數位方式呈現相移調變控制與非對稱脈波寬度調變控制之混合控制模式，不論在何種控制模式之下，兩種主要控制模式之停滯時間均能依負載大小進行彈性調整，因此整體效率要比起固定式之停滯時間更能夠實現效率之最佳化。
請一併參照圖6a~6c，其中圖6a其繪示非對稱脈波寬度調變的停滯時間△t 1A 與△t 2A 之示意圖，圖6b其繪示圖6a區間[t 0,t 1]之操作模式狀態與等效電路之示意圖，圖6c其繪示圖6a區間[t 3,t 4]之操作模式狀態與等效電路之示意圖。
非對稱脈波寬度調變停滯時間之估算：
如圖6a所示，非對稱脈波寬度調變全橋轉換器之停滯時間區間可分為兩個部分，分別為△t 1A=[t1,t2]與△t 2A=[t4,t5]兩個區間，而圖中的i p_t1A 與i p_t4A 分別為△t 1A 與△t 2A 的起始電流。假設△t 1A 與△t 2A 之時間很短與此區間內電流變化很小，故可視△t 1A 與△t 2A 區間電流為一常數且分別等於i p_t1A 與i p_t4A 。於是△t 1A 與△t 2A 之停滯時間，便是分別由電流i p_t1A 與i p_t4A 來對相對應之功率元件上的雜散電容做充、放電以完成零電壓切換。
停滯時間△t 1A =[t1,t2]之估算：
如圖6b所示，i p_t0A 為輸出電感L 1之最小電流值(i L1min =i o -△i L1/2)映射回一次側之電流值，故i p_t0A 如方程式(10)所示。
Figure 109134654-A0305-02-0021-18
此時一次側電流在[t 0,t 1]區間為線性，如方程式(11)所示。
Figure 109134654-A0305-02-0021-19
其中，L r 為初級側諧振電感，L 1為輸出電感，V Cb 為阻隔電容的跨壓，其值可根據伏-秒平衡原理計算得到，如方程式(12)所示。
V Cb =(2D-1)V in (12)
另外，欲得i p_t1A ，將t=t 1與(t 1-t 0)=D eff T s 代入(11)式，可得在t 1時刻的一次側電流如方程式(13)所示。
Figure 109134654-A0305-02-0021-20
而非對稱脈波寬度調變控制模式需同時對兩顆功率元件的寄生電容做充、放電，故區間△t 1A 的停滯時間如方程式(14)所示。
Figure 109134654-A0305-02-0022-21
其中，因為功率開關寄生電容C s1~C s4是V ds 之函數，故本案定義參數C rA 如方程式(15)所示。
Figure 109134654-A0305-02-0022-22
其中，C oss 為功率開關在汲-源極電壓V ds =V o 條件下的汲-源極間的等效電容，其值可由製造廠商之資料手冊中查知。
停滯時間△△t 2p =[t4,t5]之估算：
由圖6a可知，i p_t3A 為輸出電感L 2之最小電流值(i L2min =i o -△i L2/2)映射回一次側之電流值，故i p_t3A 如方程式(16)所示。
Figure 109134654-A0305-02-0022-23
如圖6c所示，[t 3,t 4]區間的電流為線性，如方程式(17)所示。
Figure 109134654-A0305-02-0022-36
另外，欲得i p_t4A ，將t=t 4與(t 4-t 3)=(1-D eff )T s 代入(17)式，可得在t 4 時刻的一次側電流，如方程式(18)所示。
Figure 109134654-A0305-02-0022-25
故非對稱脈波寬度調變全橋轉換器在區間△t 2A 的停滯時間，如方程式(19)所示。
Figure 109134654-A0305-02-0022-26
請一併參照圖7a~7c，其中圖7a其繪示相移全橋調變的停滯時間△t 1p 與△t 2p 之示意圖，圖7b其繪示圖7a區間[t 2,t 3]之操作模式狀態與等效電路之示意圖，圖7c其繪示圖7a區間[t 4,t 5]之操作模式狀態與等效電路之示意圖。
相移全橋調變達成零電壓切換所需停滯時間之估算：
如圖7a所示，相移全橋調變模式的停滯時間也可分為兩個部分，分別為△t 1P =[t 2,t 3]或△t 1P =[t 7,t 8]的領先臂(leading leg)諧振區間與△t 2P =[t 4,t 5]或△t 2P =[t 9,t 10]的落後臂(lagging leg)諧振區間，而本案中的領先臂定義為能量傳送區間結束後隨即導通的功率元件之一組上、下橋臂，也就是Q 3與Q 4；而落後臂則定義為環流區間結束後隨即導通的功率元件之一組上、下橋臂，也就是Q 1與Q 2。而△t 1P 與△t 2P 兩區間的時間可分別估算如下：
領先臂停滯時間△t 1p =[t2,t3]之估算
如圖7b所示，當Q 4截止時，由於電感電流需保持連續，故一次側電流i p 流過C s3與C s4，此時C s3上的跨壓呈線性下降，而C s4上的跨壓呈線性上升。C s3上的放電電流和C s4上的充電電流為輸出電感電流透過變壓器映射至一次側電流。因為有輸出電流映射至一次側輔助此臂的C s3與C s4做放電、充電，故通常領先臂較落後臂容易完成零電壓切換。假設△t 1P 的時間很短與此區間內的電流變化很小，故可視△t 1P 的區間電流為一常數且等於方程式(2)。故△t 1P 區間的電能切換，便是由i p_t2P 對C s3與C s4雜散電容放電、充電來完成。與非對稱脈波寬度調變控制停滯時間較不同的是在相移全橋的停滯時間內，同時間只需對各一顆功率元件的雜散電容做充、放電，故全橋相移區間△t 1P 的停滯時間，如方程式(20)所示。
Figure 109134654-A0305-02-0023-27
其中，因功率開關的寄生電容C s1、C s4與C s2、C s3是V ds 的函數，故定義
Figure 109134654-A0305-02-0023-28
。
落後臂停滯時間△t 2p =[t 4 ,t 5 ]之估算
如圖7c所示，當Q 1截止時，由於電感電流需保持連續，故一次側電流流過C s1與C s2，此時跨在C s1上的電壓為線性上升，同時跨在C s2上的電壓則為線性下降。由於C s2跨壓下降，端點V AB 上的跨壓也逐漸轉變為-V in ，造成一次側電流持續下降。當一次側電流下降至比輸出電感電流映射回一次側電流值還低時，因為輸出電感電流為定值，由克希荷夫電流定律可知，此一次側電流映射至二次側與輸出電感電流的差值將強迫二次側之D 1與D 2導通。而D 1與D 2導通將使變壓器二次側短路，相對的也造成一次側的變壓器短路。故輸入電壓將全部跨於變壓器一次側之漏感上，使得一次側電流開始急速下降。由於此時變壓器為短路，輸出電感電流無法透過變壓器映射至一次側，只剩下儲存於漏感上的能量能對C s1與C s2做充、放電。但通常漏感並不會太大，其所儲存的能量可能不足以完全將C s1與C s2充、放電，這也就是相移全橋轉換器在輕載下，落後臂不易完成零電壓切換的原因。假設△t 2P 的時間很短與此區間內的電流變化很小，故可視△t 2P 的區間電流為一常數且等於方程式(3)。於是此區間的零電壓切換便是藉由i p_ t 5P 對C s1與C s2雜散電容做放電、充電來完成。故全橋相移區間△t 2P 的停滯時間，如方程式(21)所示。
Figure 109134654-A0305-02-0024-29
綜上，可分別得到在非對稱脈波寬度調變模式與相移模式對於不同的負載條件所需要的停滯時間，此區間可預先寫入在數位訊號處理器(Digital Signal Controller)之程式，讓程式自動根據負載的大小調整所需的停滯時間，以達到效率最佳化的目的。
請一併參照圖8a~8b，其中圖8a其繪示本案之多模式控制方法且加入自適應停滯時間調整之整體控制機制示意圖，圖8b其繪示脈衝調變控制模式之示意圖。
如圖8a所示。當輸出電流小於I o_PSC 時，本案之控制方法將操作在脈衝調變控制模式(Brust Mode)。該脈衝調變模式如圖8b所示，即為在輕載時會以固定一個較小的責任週期脈衝，以間歇式脈衝波的方式，維持輕載輸出電壓 V o 的穩定，由於脈衝調變模式具有間歇的休眠效果，故其同時也具有提高輕載效率的功能。接著，當輸出電流大於I o_PSC 且小於I o_APWMC 時，本案將操作在相移調變模式且具有自適應停滯時間調整以獲得最佳效率。而在輸出電流大於I o_APWMC 時，本案將操作在非對稱脈波寬度調變控制模式且亦具有自適應停滯時間調整，用以維持較佳的滿載效率與滿載輸出電壓的穩定。此外，各種控制模式之間也需設計帶有遲滯(Hysteresis)區域，此遲滯區域用以保持每種控制模式能夠平滑的切換至另一種控制模式，用以避免各種模式在切換瞬間所產生的暫態不穩定現象。
請一併參照圖9a~9c，其中圖9a其繪示本案之負載等效電阻量測之示意圖，圖9b其繪示本案所研製的轉換器之實體圖，圖9c其繪示圖9b於1A時之一次側主要波形(脈衝模式)。
以下進行實作和實驗結果量測以驗證本案之性能改善，首先，經實驗測得本案製作的全橋轉換器，由負載與非理想因數所產生的集總等效電阻。
如圖9a所示，在相移調變控制模式之下，其輸出電壓隨負載增加而降低，當輸出電流增加至16A時，輸出電壓已經降低至規格範圍之外(V o <23.5V)，故將每個負載點為橫坐標與其量測得到之輸出電壓為縱座標，可繪製出電壓變化相對於輸出電流變化圖，計算圖中電壓隨負載變化的斜率，即為線路中因非理想因數所產生的集總等效電阻R T ，如方程式(22)所示。
Figure 109134654-A0305-02-0025-30
如圖9b所示，本案研製之數位式相移全橋轉換器的硬體電路，包含輸入級、全橋架構、數位控制器、輔助電源、輸出電流偵測、諧振電感、變壓器與輸出級。經由實驗測得本案製作之全橋轉換器，因負載與非理想因數所產生之集總等效電阻R T 約為55mΩ，可得出相移調變控制模式切換至非對稱脈波控制模式的切換點約為15.29A。因此，模式之切換點選擇在輸出電流等於16A。此外，需同時加入切換點間的遲滯功能以使操作模式之間能夠平滑切換。
如圖9c所示，當輸出電流i o =1A時之一次側關鍵波形，從上到下分別為功率開關Q 1的驅動訊號V gs_Q1(ch1)、功率開關Q 3的驅動訊號V gs_Q3(ch2)與輸出電壓波形V o (ch3)。當輸出電流i o 小於或等於1A時，全橋轉換器為脈衝調變模式(Burst Mode)操作，脈衝調變模式是避免在輕載有過多的功率消耗，而設計出的操作模式，其方式為輕載時將責任週期先縮減至零，使其輸出電壓因為只有輕載而緩慢的下降，當輸出電壓下降至規格所允許範圍之外時，再予以固定責任週期的脈衝波，將輸出電壓拉升至規格內，此種間歇式的脈衝波，由於有一段相對較長的時間是沒有任何脈波的休眠期間，於是在輕載時就可避免過多的能量消耗，故可使輕載能有一定的效率表現。
請一併參照圖10a~10d，其中圖10a其繪示相移調變之輸出電流i o 等於5A之一次側主要波形圖，圖10b其繪示相移調變之輸出電流i o 等於11A之一次側主要波形圖，圖10c其繪示相移調變之輸出電流i o 等於15A之一次側主要波形圖，圖10d其繪示非對稱脈波寬度調變之輸出電流i o 等於20A之一次側主要波形圖。
其中，從上到下分別為功率開關Q 1的驅動訊號V gs_Q1、變壓器一次側電壓波形V pri 、變壓器二次側電壓波形V sec 與一次側電流波形i p 。如圖10a所示，相移全橋轉換器於輕載i o =5A時，責任週期約為預計的0.81，如圖10b所示，負載等於11A時，責任週期已經大於預計設計的0.81，如圖10c所示，當輸出電流達切換點前i o =15A時，其責任週期幾乎已達最大值，代表此時環流幾乎全部被壓縮，意即幾乎沒有環流損失，亦驗證了本案確實可以減少環流損失，如圖10d所示，輸出電流i o =20A時，已轉換成非對稱脈波寬度調變控制操作，同時亦能看出非對稱脈波寬度調變並不存在相移全橋控制的環流。
請一併參照圖11a~11b，其中圖11a其繪示相移調變控制之功率開關Q2之V gs 驅動波形圖與V ds 跨壓波形圖，圖11b其繪示非對稱脈波寬度調變控制之功率開關Q2之V gs 驅動波形圖與V ds 跨壓波形圖。
如圖11a所示，在相移調變控制操作之下，較難達到零電壓切換之落後臂之功率開關Q 2在1A輕載時仍可以達到零電壓切換。如圖11b所示，非 對稱脈波寬度調變控制操作在切換點i o =16A時，功率開關Q 2可以輕易達到零電壓切換。
請一併參照圖12a~12b，其中圖12a其繪示相移調變控制操作，負載1A之停滯時間量測圖，圖12b其繪示非對稱脈波寬度調變控制操作，負載16A之停滯時間量測圖。
如圖12a所示，由於△t 1p 為領先臂，有來自於輸出電流之輔助使其具有較大電流可使領先臂較容易達成零電壓切換，故其停滯時間較落後臂之停滯時間△t 2P 為短。由此可知，在輕載條件下根據方程式(20)及(21)之停滯時間計算，均能達成零電壓切換，則其餘負載條件下之零電壓切換亦必能達成。
如圖12b所示，非對稱脈波寬度調變沒有領先臂與落後臂之分，故其兩臂之停滯時間幾乎均等。由於此時輸出電流已經等於16A，在此負載條件下，依方程式(14)及(19)之停滯時間計算均已能達到零電壓切換。
本案之全負載範圍(相移調變控制操作模式下，負載為1A~15A與非對稱脈波寬度調變控制操作下，負載為16A~20A)之停滯時間量測如表4所示。
Figure 109134654-A0305-02-0027-31
由表4可以得知，停滯時間隨著負載越重而越短，實驗結果也符合上述停滯時間最佳值之理論。
請一併參照圖13a~13b，其中圖13a其繪示相移全橋與非對稱脈波寬度調變全橋轉換器之效率比較圖，圖13b其繪示本案與習知相移全橋技術之效率比較圖。
如圖13a所示，在相移調變控制操作之下，但使用脈波寬度調變全橋轉換器之變壓器設計(n=0.181)與非對稱脈波寬度調變全橋轉換器之變壓器設計(n=0.157)所得之效率分析，非對稱脈波寬度調變全橋轉換器之變壓器在相移操作之下，因為減少了環流，故輕載至中載的效率比相移全橋轉換器之變壓器要提高。尤其因為在輕載時責任週期較小而使環流較大，故本案在輕載至中載有較為明顯的效率提升。但在重載時，由於責任週期較大使環流被壓縮減小，所以環流損失也較小，使本法在重載時，較無顯著的效率提升。此外，圖中非對稱脈波寬度調變之變壓器設計(AFB)操作於相移調變控制之最大負載只能到15A，因為若負載繼續再往上增加，其責任週期已經達到最大值，將失去負載調節能力無法繼續穩壓，故需進行模式切換才能維持輸出電壓的穩定。
如圖13b所示，本案以混合模式之控制方法，同時包含自適應的停滯時間調整可以得知，本案之整體效率平均優於習知技術之相移調變控制法約1.2%，且在負載為輕載、30%載與滿載之效率分別高於習知技術之相移調變控制3.2%、1.3%與0.6%，且本案之效率最高點為93.11%。
藉由前述所揭露的設計，本發明乃具有以下的優點：
1.本發明之數位多模式控制之全橋相移轉換器能藉由數位控制技術實現複雜之模式切換控制以達到降低體積、重量與使用元件數之成效。
2.本發明之數位多模式控制之全橋相移轉換器可藉由在變壓器初級側加入諧振電感及控制主變壓器的漏感量，以在功率開關截止時使諧振電感與開關上的寄生電容產生諧振而將功率開關上的儲存電荷移除，從而達到零電壓切換的效果。
3.本發明之數位多模式控制之全橋相移轉換器能藉由在空載或極輕載使用脈衝調變模式，在輕載至中載使用相移調變控制來降低環流損失， 以及在重載以上使用非對稱脈波寬度調變控制來持續穩定輸出電壓，而在不需外加任何輔助電路或元件的情況下提升轉換效率。
4.本發明之數位多模式控制之全橋相移轉換器可藉由設置遲滯(Hysteresis)區域確保各所述控制模式間之平滑切換。
5.本發明之數位多模式控制之全橋相移轉換器可藉由在非對稱脈波寬度調變模式及相移模式中均設置能依負載大小進行彈性調整之一自適應停滯時間而確保功率開關零電壓切換，從而提高能量傳輸效率。
6.本發明之數位多模式控制之全橋相移轉換器其經由實驗驗證之最佳效率可達到93.11%，而在10%、30%、與滿載時的效率相較習知技術分別提高3.2%、1.3%與0.6%，整體平均效率提高1%~2%。
本發明所揭示者，乃較佳實施例，舉凡局部之變更或修飾而源於本發明之技術思想而為熟習該項技藝之人所易於推知者，俱不脫本發明之專利權範疇。
綜上所陳，本發明無論就目的、手段與功效，在在顯示其迥異於習知之技術特徵，且其首先發明合於實用，亦在在符合發明之專利要件，懇請貴審查委員明察，並祈早日賜予專利，俾嘉惠社會，實感德便。
全橋開關電路100 電容-電感串聯電路110 變壓器120 第一二極體130 第二二極體140 第一電感150 第二電感160 輸出電容170 負載電阻180 回授電路190 分壓電路191 光耦合電路192 控制單元200 類比至數位轉換器201 濾波運算功能模組202 比例-積分-微分運算功能模組203 脈波寬度調變模組204 閘極驅動器210

Claims (8)

  1. 一種數位多模式控制之全橋相移轉換器，其具有：一全橋式開關電路，具有二輸入端以與一輸入電壓之正、負端耦接、四控制端以分別與一第一開關控制信號、一第二開關控制信號、一第三開關控制信號、以及一第四開關控制信號耦接、一第一輸出端在該第一開關控制信號呈現一作用電位時與該正端耦接及該第二開關控制信號呈現一作用電位時與該負端耦接，以及一第二輸出端在該第三開關控制信號呈現一作用電位時與該正端耦接及該第四開關控制信號呈現一作用電位時與該負端耦接；一電容-電感串聯電路，其一端係與該全橋開關電路之所述第一輸出端耦接；一變壓器，具有一主線圈及一次級線圈，該主線圈係與一漏電感並聯且其一端係與該電容-電感串聯電路之另一端耦接，而其另一端則係與該全橋開關電路之所述第二輸出端耦接，該次級線圈具有一第一輸出端及一第二輸出端；一第一二極體，具有一第一陽極及一第一陰極，該第一陽極係與一電壓參考端耦接，該第一陰極係與該次級線圈之該第一輸出端耦接；一第二二極體，具有一第二陽極及一第二陰極，該第二陽極係與該電壓參考端耦接，該第二陰極係與該次級線圈之該第二輸出端耦接；一第一電感，耦接於該次級線圈之該第一輸出端與一電壓輸出端之間；一第二電感，耦接於該次級線圈之該第二輸出端與該電壓輸出端之間；一輸出電容，耦接於該電壓輸出端與該電壓參考端之間；一負載電阻，耦接於該電壓輸出端與該電壓參考端之間；一回授電路，用以依該負載電阻之一跨壓產生一電壓回授信號及依流經該負載電阻之一電流產生一電流回授信號；一控制單元，儲存有一韌體程式，用以執行該韌體程式以提供一模式控制程序，該模式控制程序包括依一脈衝調變控制模式、一相移調變控制模式或一非對稱脈波寬度調變控制模式產生一第一開關信號、一第二開關信號、一第三開關信號及一第四開關信號，其中，該控制單元係在該電流回授信號小於一第 一預設值時執行該脈衝調變控制模式，在該電流回授信號大於或等於該第一預設值且小於一第二預設值時執行該相移調變控制模式，及在該電流回授信號大於或等於該第二預設值時執行該非對稱脈波寬度調變控制模式；以及一閘極驅動器，用以依該第一開關信號、該第二開關信號、該第三開關信號及該第四開關信號產生該第一開關控制信號、該第二開關控制信號、該第三開關控制信號及該第四開關控制信號；其中，該變壓器之一、二次側圈數比係採用非對稱脈波寬度調變全橋轉換器之變壓器設計公式而得之一圈數比；且該非對稱脈波寬度調變控制模式與該相移調變控制模式均具有一自適應停滯時間，且該自適應停滯時間係依該電壓回授信號及該電流回授信號之比值所決定之該負載電阻之大小進行調整。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之數位多模式控制之全橋相移轉換器，其中該回授電路包含一分壓電路及一光耦合電路。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之數位多模式控制之全橋相移轉換器，其中該控制單元包含一類比至數位轉換器以對該回授信號進行一類比至數位轉換運算以產生一第一輸入數位信號。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之數位多模式控制之全橋相移轉換器，其中該控制單元包含一濾波運算功能模組以對該第一輸入數位信號進行一濾波運算以產生一第二輸入數位信號。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之數位多模式控制之全橋相移轉換器，其中該控制單元包含一比例-積分-微分運算功能模組以對該第二輸入數位信號與一預設電壓值之差值執行一比例-積分-微分運算。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之數位多模式控制之全橋相移轉換器，其中該控制單元包含一脈波寬度調變模組以產生一PWM信號。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之數位多模式控制之全橋相移轉換器，其中該控制單元係透過使用遲滯(Hysteresis)區域以保持各所述控制模式間之一平滑切換。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之數位多模式控制之全橋相移轉換器，其中，該第二預設值為
    Figure 109134654-A0305-02-0033-32
    其中，n lAFB 為該變壓器之該主線圈及該次級線圈之圈數比，D為責任週期，Vin為該全橋式開關電路之該輸入電壓，V o_min 為輸出電壓之最小值，R T 係等效電阻。
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