CN105634286A - 基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方法，包括以下步骤：将双向全桥变换器的所有开关管工作频率设有相同，设置同一桥臂的上下开关管的死区时间；确定功率移相角和调制移相角为可调节变量；根据功率移相角、半个周期时的电流约束条件，得到双向全桥变换器的原边桥的实现软开关的条件，确定功率移相角的范围；确定最大功率条件下功率移相角和调制移相角之间的关系，根据得到的计算结果来改变同步时序。可以实现全功率范围内实现软开关和全桥变换器容易实现输出电压的宽范围调节的优点，从空载到满载宽电压输出范围内实现了原副边所有功率管的零电压开关。

Description

基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方法

技术领域

本发明涉及直流变换器领域，尤其涉及一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方法。

背景技术

作为智能电网储能系统的能量缓冲环节，储能系统获得广泛的应用。例如蓄电池、飞轮和超级电容等储能单元通过双向直流变换器作为中间环节不仅能实现电能的双向流动，也能够改善电能质量。因此，提高双向直流变换器的效率是储能任务的核心。考虑到储能电池的放电深度，变换器将工作于宽功率变化范围，为了提高变换器的效率，必须实现在要求的功率范围内的实现软开关工作，而传统的双向变换器只能在某一个功率范围内实现软开关，无法满足储能电池的宽功率工作范围，从而降低了系统的效率。

发明内容

本发明为了解决上述问题，提出了一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方法，本发明引入另外一个控制变量-调制移相角，确定软开关范围的约束条件，在满足约束条件的前提下寻找最优解，能够保证变换器输出最大功率前提下实现全功率范围内的软开关。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方法，包括以下步骤：

(1)将双向全桥变换器的所有开关管工作频率设有相同，设置同一桥臂的上下开关管的死区时间；

(2)确定功率移相角和调制移相角为可调节变量，计算出电感初始电流和平均功率，确定输出功率约束条件；

(3)根据功率移相角、半个周期时的电流约束条件，得到双向全桥变换器的原边桥的实现软开关的条件，确定功率移相角的范围；

(4)对输出功率进行微分处理，使其微分值为零，确定最大功率条件下功率移相角和调制移相角之间的关系，将采样得到的输出电压/电流信号作为反馈信号，进行PI运算后，得到功率移相角给定，然后根据调制移相角计算得到调制移相角，根据得到的计算结果来改变同步时序。

所述双向全桥变换器，包括原边桥和副边桥，其中，原边桥和副边桥均为包括四个开关管的全桥拓扑结构，原边桥的中点通过谐振电感连接变压器的原边；副边桥的中点连接变压器的副边。

进一步的，所述原边桥和副边桥均并联有电容。

所述原边桥和副边桥的开关管均并联有电容，并连接有一个反向二极管。

所述步骤(1)中，双向全桥变换器8个开关管工作频率相同，占空比均为50％。

所述步骤(2)中，在一个周期内，电感电流必须得到复位，因此电感电流必须满足：

i_L(0)＝-i_L(π)

根据上式可以计算出电感初始电流：

$i_L\left(0\right)=-\left(\frac{2V_2\mathrm{\δ}+V_1\mathrm{\π}-V_2\mathrm{\π}}{2\mathrm{\ω}L}\right)$

根据平均功率计算公式：

$P_0=\frac{1}{T_s}{\∫}_0^{T_S}{V}_{T1}\left(\mathrm{\θ}\right)i_L\left(\mathrm{\θ}\right)d\mathrm{\θ}$

得到输出功率约束条件为：

$P_O=\frac{1}{2}\frac{V_1^{2}d(2\mathrm{\δ}\mathrm{\π}-2{\mathrm{\δ}}^2-{\mathrm{\τ}}^2+\mathrm{\τ}\mathrm{\π})}{{\mathrm{\ωL}}_r\mathrm{\π}}$

其中，ω为角频率，Lr为谐振电感量，V₁为变压器的输入电源值，V₂为变压器的输出电源值，i_L为变压器的输入电流值，δ为功率移相角，τ为调制移相角。

所述步骤(3)中，双向移相全桥实现软开关条件：

i_L(δ)>0i_L(π)>0

得到B1桥实现软开关的条件：

$\mathrm{\δ}>\frac{\mathrm{\π}}{2}(m-d)$

其中d为折算后的电压比，m为原边侧调制度：

$\begin{array}{cc}d=\frac{V_2}{{\mathrm{NV}}_1}& m=\frac{\mathrm{\τ}}{\mathrm{\π}}\end{array}$

V1为输入电压，V2为输出电压，N为变压器匝比。

所述步骤(4)中，对输出功率做进一步的微分处理：

$\frac{\∂P_O}{\∂\mathrm{\δ}}=\frac{1}{2}\frac{V_1^{2}d(2\mathrm{\τ}-4\mathrm{\δ})}{{\mathrm{\ωL}}_r\mathrm{\π}}$

令上式等于0，以寻找功率最大点，确定最大功率条件下的功率移相角和调制移相角之间的关系为：

$\mathrm{\δ}=\frac{1}{2}\mathrm{\τ}.$

所述步骤(4)中，将最大功率条件下的功率移相角和调制移相角之间的关系带入输出功率约束条件，得到功率表达式：

$P_O=\frac{V_1^{2}d\mathrm{\δ}(\mathrm{\π}-\mathrm{\δ})}{{\mathrm{\ωL}}_r\mathrm{\π}}$

控制功率移相角δ控制能量流动的大小和方向，当变压器输入电压V₁超前于V₂时，能量正向流动，当V₂超前于V₁时，能量反向流动，当δ＝π/2时，传递功率最大，计算出调制移相角为π-2δ。

所述步骤(4)中PI调节的具体算法为：使用增量型数字PI调节器，结合控制方法：δ_k＝K_P(e_k-e_k-1)+K_ie_k+δ_k-1，

其中δ_k为本次给定功率移相角，δ_k-1为上一次给定功率移相角，e_k为本次电压/电流误差，e_k-1为上一次电压/电流误差，K_P为比例系数，K_i为积分系数。

本发明的有益效果为：

(1)本发明提供一种双调制实现双向全桥全功率范围软开关的一种控制方法，使双向变换器兼有了LLC可以实现全功率范围内实现软开关和全桥变换器容易实现输出电压的宽范围调节的优点，从空载到满载宽电压输出范围内实现了原副边所有功率管的零电压开关。

(2)本发明在传统控制方式的基础上，引入了调制移相角的控制策略，通过巧妙的设置该角度，使得变换器在输出最大功率的基础上，减少了变换器的环路电流，减少了谐振电感的续流时间，从而使得软开关工作范围得到拓宽。

附图说明

图1为本发明方法控制的双向全桥直流变换器的拓扑图；

图2为本发明所述方法不考虑死区以及杂散参数条件下的工作典型波形图；

图3(a)为本发明所述控制方法一个周期内模态分析图；

图3(b)为本发明所述控制方法一个周期内模态分析图；

图3(c)为本发明所述控制方法一个周期内模态分析图；

图3(d)为本发明所述控制方法一个周期内模态分析图；

图3(e)为本发明所述控制方法一个周期内模态分析图；

图3(f)为本发明所述控制方法一个周期内模态分析图；

图3(g)为本发明所述控制方法一个周期内模态分析图；

图3(h)为本发明所述控制方法一个周期内模态分析图；

图3(i)为本发明所述控制方法一个周期内模态分析图；

图4为漏感量为35uH、工作频率为100KHz条件下的全功率实现软开关的最大功率曲线图；

图5为恒压输出模式下控制框图。

具体实施方式：

下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。

本发明中的双向全桥直流变换器的拓扑图如图1所示。该变换器主要两个全桥变换器B1和B2，一个谐振电感Lr，一个高频变压器，输入输出电源V1和V2。其中变换桥B1由开关管Q11-Q14四个开关管组成，B2由Q21-Q24四个开关管组成。

本发明揭示的双调制实现双向全桥全功率范围软开关的控制过程如下：

1)双向全桥变换器8个开关管工作频率相同，占空比均为50％。同一桥臂的上下开关管设置死区时间。

2)本发明的控制方式包含两个可调节变量：功率移相角δ和调制移相角τ。典型工作波形图如图2所示，由于在一个周期内，两个半周期内的工作波形完全对称，下面以正半周期为例共三个时序说明变换器的工作时序图：

时序一：

0＜θ＜δ：

$i_L\left(\mathrm{\θ}\right)=\frac{(V_1+V_2)}{\mathrm{\ω}L}\mathrm{\θ}+i_L\left(0\right)$

时序二：

δ＜θT：

$i_L\left(\mathrm{\θ}\right)=\frac{(V_1-V_2)}{\mathrm{\ω}L}(\mathrm{\θ}-\mathrm{\δ})+i_L\left(\mathrm{\δ}\right)$

时序三：

τ＜θ＜π：

$i_L\left(\mathrm{\θ}\right)=\frac{-V_2}{\mathrm{\ω}L}(\mathrm{\θ}-\mathrm{\τ})+i_L\left(\mathrm{\τ}\right)$

由于在一个周期内，电感电流必须得到复位，因此电感电流必须满足：

i_L(0)＝-i_L(π)

根据上式可以计算出电感初始电流：

$i_L\left(0\right)=-\left(\frac{2V_2\mathrm{\δ}+V_1\mathrm{\π}-V_2\mathrm{\π}}{2\mathrm{\ω}L}\right)$

根据平均功率计算公式：

$P_0=\frac{1}{T_s}{\∫}_0^{T_s}{v}_{T1}\left(\mathrm{\θ}\right)i_L\left(\mathrm{\θ}\right)d\mathrm{\θ}$

得到输出功率约束条件为：

$P_O=\frac{1}{2}\frac{V_1^{2}d(2\mathrm{\δ}\mathrm{\π}-2{\mathrm{\δ}}^2-{\mathrm{\τ}}^2+\mathrm{\τ}\mathrm{\π})}{{\mathrm{\ωL}}_r\mathrm{\π}}$

其中，ω为角频率，Lr为漏感量。

3)根据双向移相全桥实现软开关条件：

i_L(δ)>0i_L(π)>0

得到B1桥实现软开关的条件(降压)：

$\mathrm{\δ}>\frac{\mathrm{\π}}{2}(m-d)$

其中d为折算后的电压比，m为原边侧调制度：

$d=\frac{V_2}{{\mathrm{NV}}_1}m=\frac{\mathrm{\τ}}{\mathrm{\π}}$

V1为输入电压，V2为输出电压，N为变压器匝比。

4)按照3)描述的软开关和功率约束条件选取合适的调制度，就可以实现宽电压输出全功率范围内的软开关条件。

5)为了实现在全功率范围内实现ZVS软开关的前提下，保证变换器能够输出最大功率，因此，对输出功率做进一步的微分处理：

$\frac{\∂P_O}{\∂\mathrm{\δ}}=\frac{1}{2}\frac{V_1^{2}d(2\mathrm{\τ}-4\mathrm{\δ})}{{\mathrm{\ωL}}_r\mathrm{\π}}$

为了找到功率最大点，令上式等于0。

最终得到关系式如下：

$\mathrm{\δ}=\frac{1}{2}\mathrm{\τ}$

将上式带入2)得到的功率表达式，化简得：

$P_O=\frac{V_1^{2}d\mathrm{\δ}(\mathrm{\π}-\mathrm{\δ})}{{\mathrm{\ωL}}_r\mathrm{\π}}$

从上式可以看出，通过控制δ可以控制能量流动的大小和方向。当V1超前于V2时，能量正向流动，当V2超前于V1时，能量反向流动，并且显而易见，当δ＝π/2时，传递功率最大。

6)将δ＝τ/2带入软开关约束条件关系式：该关系式恒成立。因此该关系式不仅保证了变换器能够输出最大功率，而且能够保证变换器在全功率范围内实现ZVS软开关。

7)根据5)中计算的最大功率条件下的调制移相角和给定移相角之间的关系，根据给定移相角可以计算出调制移相角为π-2δ。

8)根据输出负载(电池)的工作状态，变换器可以工作于恒压工作模式和恒流工作模式两种状态，恒压/恒流工作模式下，处理器将采样得到的输出电压/电流信号作为反馈信号，进行PI运算后，得到功率移相角给定，然后根据给定的功率移相角计算得到调制移相角。本发明采用增量型数字PI调节器，算法如下：

δ_k＝K_P(e_k-e_k-1)+K_ie_k+δ_k-1

其中δ_k为本次给定功率移相角，δ_k-1为上一次给定功率移相角，e_k为本次电压/电流误差，e_k-1为上一次电压/电流误差，K_P为比例系数，K_i为积分系数。

9)将上述得到的计算结果送入PWM调制模块，通过更改PWM模块的同步寄存器来改变同步时序，从而实现期望的移相角输出，进而得到最终的控制时序。

为了便于理解，下面对正向能量传递时序进行分析，反向能量传递时分析方法相同，在此不再赘述。所有的功率器件均为N沟道增强型MOSFET，电压和电流的约定方向如图3中所示。B1桥中Q13和Q14为超前臂，Q11和Q12为滞后臂；B2桥Q21、Q24对管和Q22、Q23对管分别同开同关。

如图3(a)所示，模态一：t0以前

原边Q11和Q13导通，原边电流流过Q11、Q13；副边Q22、Q23导通，副边电流流过Q22、Q23。

如图3(b)所示，模态二：[t0,t1]

原边关断Q11，由于Q11并联电容的存在，Q11属于零电压关断。电感电流继续给Q11并联电容充电，给Q12并联电容放电，当Q11电容电压等于输入电压时，Q12反并联二极管导通，此时开通Q12为零电压开通。原边电感电流由Q11换流到Q12。

如图3(c)所示，模态三：[t1,t2]

随着电感电流衰减到0，电感电流在外部电压的作用下发生换向，此时副边向电感提供能量。

如图3(d)所示，模态四：[t2,t3]

t2时刻，副边Q22、Q23关断，由于电容的存在，属于零电压关断。Q22、Q23关断后，Q21、Q24并联电容电压释放到0，致使Q21、Q24的反并联二极管导通，此时开通Q21、Q24属于零电压开通。

如图3(e)所示，模态五：[t3,t4]

t3时刻，关断Q13，由于电容的存在，Q13属于零电压关断。电感电流继续给Q13电容充电，Q14并联电容放电，当Q13并联电容电压等于输入电压时，Q14反并联二极管导通，此时开通Q14属于零电压开通。

如图3(f)所示，模态六：[t4,t5]

t4时刻，关断Q12，由于并联电容的存在，Q12属于零电压关断。电感电流给Q12电容充电，Q11电容放电，当Q12并联电容电压等于电源电压时，Q11反并联二极管导通，此时开通Q11属于零电压开通。

如图3(g)所示，模态七：[t5,t6]

电感电流衰减到0时发生换向。

如图3(h)所示，模态八：[t6,t7]

T6时刻，Q21、Q24关断，输出电压给Q21、Q24并联电容充电，给Q22、Q23并联放电，当Q21、Q24电压等于输出电压时，Q22、Q23反并联二极管导通，此时开通Q22、Q23为零电压开通。

如图3(i)所示，模态九：[t7,t8]

关断Q14，由于并联电容的存在，Q14属于零电压关断，此时输入电压给Q13电容放电，给Q14电容充电，当Q14电容电压等于输入电压时，Q13反并联二极管导通，此时开通Q13属于零电压开通。

经过上述的九个模态，变换器完成了一个周期的工作过程。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

Claims (10)

1.一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方法，其特征是：包括以下步骤：

(1)将双向全桥变换器的所有开关管工作频率设有相同，设置同一桥臂的上下开关管的死区时间；

(2)确定功率移相角和调制移相角为可调节变量，计算出电感初始电流和平均功率，确定输出功率约束条件；

(3)根据功率移相角、半个周期时的电流约束条件，得到双向全桥变换器的原边桥的实现软开关的条件，确定功率移相角的范围；

(4)对输出功率进行微分处理，使其微分值为零，确定最大功率条件下功率移相角和调制移相角之间的关系，将采样得到的输出电压/电流信号作为反馈信号，进行PI运算后，得到功率移相角给定，然后根据调制移相角计算得到调制移相角，根据得到的计算结果来改变同步时序。

2.如权利要求1中所述的一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方法，其特征是：所述双向全桥变换器，包括原边桥和副边桥，其中，原边桥和副边桥均为包括四个开关管的全桥拓扑结构，原边桥的中点通过谐振电感连接变压器的原边；副边桥的中点连接变压器的副边。

3.如权利要求2中所述的一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方法，其特征是：所述原边桥和副边桥均并联有电容。

4.如权利要求2中所述的一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方法，其特征是：所述原边桥和副边桥的开关管均并联有电容，并连接有一个反向二极管。

5.如权利要求1中所述的一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方法，其特征是：所述步骤(1)中，双向全桥变换器8个开关管工作频率相同，占空比均为50％。

6.如权利要求1中所述的一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方法，其特征是：所述步骤(2)中，在一个周期内，电感电流必须得到复位，因此电感电流必须满足：

i_L(0)＝-i_L(π)

根据上式可以计算出电感初始电流：

$i_L\left(0\right)=-\left(\frac{2V_2\mathrm{\δ}+V_1\mathrm{\π}-V_2\mathrm{\π}}{2\mathrm{\ω}L}\right)$

根据平均功率计算公式：

$P_0=\frac{1}{T_S}{\∫}_0^{T_S}{V}_{T1}\left(\mathrm{\θ}\right)i_L\left(\mathrm{\θ}\right)d\mathrm{\θ}$

得到输出功率约束条件为：

$P_O=\frac{1}{2}\frac{V_1^{2}d(2\mathrm{\δ}\mathrm{\π}-2{\mathrm{\δ}}^2-{\mathrm{\τ}}^2+\mathrm{\τ}\mathrm{\π})}{{\mathrm{\ωL}}_r\mathrm{\π}}$

其中，ω为角频率，Lr为谐振电感量，V₁为变压器的输入电源值，V₂为变压器的输出电源值，i_L为变压器的输入电流值，δ为功率移相角，τ为调制移相角。

7.如权利要求1中所述的一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方法，其特征是：所述步骤(3)中，双向移相全桥实现软开关条件：

i_L(δ)>0i_L(π)>0

得到B1桥实现软开关的条件：

$\mathrm{\δ}>\frac{\mathrm{\π}}{2}(m-d)$

其中d为折算后的电压比，m为原边侧调制度：

$\begin{array}{cc}d=\frac{V_2}{{\mathrm{NV}}_1}& m=\frac{\mathrm{\τ}}{\mathrm{\π}}\end{array}$

V1为输入电压，V2为输出电压，N为变压器匝比。

8.如权利要求1中所述的一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方法，其特征是：所述步骤(4)中，对输出功率做进一步的微分处理：

$\frac{\∂P_O}{\∂\mathrm{\δ}}=\frac{1}{2}\frac{V_1^{2}d(2\mathrm{\τ}-4\mathrm{\δ})}{{\mathrm{\ωL}}_r\mathrm{\π}}$

令上式等于0，以寻找功率最大点，确定最大功率条件下的功率移相角和调制移相角之间的关系为：

$\mathrm{\δ}=\frac{1}{2}\mathrm{\τ}.$

9.如权利要求1中所述的一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方法，其特征是：所述步骤(4)中，将最大功率条件下的功率移相角和调制移相角之间的关系带入输出功率约束条件，得到功率表达式：

$P_O=\frac{V_1^{2}d\mathrm{\δ}(\mathrm{\π}-\mathrm{\δ})}{{\mathrm{\ωL}}_r\mathrm{\π}}$

控制功率移相角δ控制能量流动的大小和方向，当变压器输入电压V₁超前于V₂时，能量正向流动，当V₂超前于V₁时，能量反向流动，当δ＝π/2时，传递功率最大，计算出调制移相角为π-2δ。

10.如权利要求1中所述的一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方法，其特征是：所述步骤(4)中PI调节的具体算法为：使用增量型数字PI调节器，结合控制方法：δ_k＝K_P(e_k-e_k-1)+K_ie_k+δ_k-1，

其中δ_k为本次给定功率移相角，δ_k-1为上一次给定功率移相角，e_k为本次电压/电流误差，e_k-1为上一次电压/电流误差，K_P为比例系数，K_i为积分系数。