CN110663165B - Dc/dc转换器 - Google Patents

Dc/dc转换器 Download PDF

Info

Publication number
CN110663165B
CN110663165B CN201880034430.1A CN201880034430A CN110663165B CN 110663165 B CN110663165 B CN 110663165B CN 201880034430 A CN201880034430 A CN 201880034430A CN 110663165 B CN110663165 B CN 110663165B
Authority
CN
China
Prior art keywords
primary
converter
control
switching elements
semiconductor switching
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201880034430.1A
Other languages
English (en)
Other versions
CN110663165A (zh
Inventor
村上幸三郎
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sharp Corp
Original Assignee
Sharp Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sharp Corp filed Critical Sharp Corp
Publication of CN110663165A publication Critical patent/CN110663165A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN110663165B publication Critical patent/CN110663165B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明的DC/DC转换器的控制部(10)对IGBT(5a～5d、8b及8d)进行开关控制，将IGBT(8a及8c)设为截止状态，并使IGBT(5a～5d、8b及8d)的占空比变化，从而对从次级侧转换器(200)输出的第一输出电力进行调整。IGBT(5b、5c及8b)同步，并以规定的周期开关，IGBT(5d及8d)相对于IGBT(5b、5c及8b)偏移半个周期的状态(相位偏移180度的状态)开关。

Description

DC/DC转换器
技术领域
本发明涉及DC/DC转换器。
背景技术
例如专利文献1或非专利文献1公开了DAB(Dual Active Bridge：双有源桥)方式的DC/DC转换器。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2014-87134号公报
非专利文献
非专利文献1：平地克也、"平地研究室技术备忘录No.20140310DAB方式DC/DC转换器、2014年3月10日、舞鹤高专、[平成29年4月18日检索]、网址<URL：http://hirachi.cocolog-nifty.com/kh/files/20140310-1.pdf>
发明内容
本发明所要解决的技术问题
专利文献1中公开的DC/DC转换器在起动时，一边使回流期间与电力传送期间重叠一边逐渐缩短回流期间以实现软启动。在专利文献1公开的DC/DC转换器中，在回流期间长的情况下，在初级侧的开关电路中，在半数开关元件中零电压开关(以下也记为ZVS)成立，在另一半开关元件中ZVS不成立。并且，由于ZVS不成立的开关元件被施加与DC/DC转换器的输入电压相等的电压，因此ZVS不成立的开关元件的开关损失大。
在非专利文献1中公开了一种在导通时可以是完全的ZVS的技术。但是，该记载并未考虑轻负载时。在轻负载时，与导通的开关元件连接的电抗器中蓄积的励磁能量变小。因此，由在与该开关元件并联的电容器中贮存的电荷的相应励磁能量引起的拉拔在贮存在该电容器中的电荷消失前结束。也就是说，在轻负载时，在导通时ZVS不成立。
并且，根据非专利文献1记载的电抗器电流的波形与动作模式的时序图可知，在非专利文献1公开的DC/DC转换器中，在初级侧的全桥和次级侧的全桥中，设置在一个对角的一对开关元件和设置在另一对角的一对开关元件除去死区时间期间以固定周期且以50％的占空比交替导通。因此在轻负载时，在构成初级侧的全桥及次级侧的全桥的8个开关元件中，ZVS全部不成立，存在开关损失增加的情况。
本发明鉴于上述状况，目的在于提供一种能够减少零电压开关不成立时的开关损失的DC/DC转换器。
解决问题的方案
为了达成上述目的，本发明一方案的DC/DC转换器包括：初级侧转换器，其具有初级侧电抗器、多个初级侧半导体开关元件及分别与多个所述初级侧半导体开关元件并联的多个初级侧电容器；变压器，其具有初级绕组及次级绕组；次级侧转换器，其具有次级侧电抗器、多个次级侧半导体开关元件及分别与多个所述次级侧半导体开关元件并联的多个次级侧电容器；以及控制部，其对多个所述初级侧半导体开关元件及多个所述次级侧半导体开关元件进行控制。所述初级侧电抗器与所述初级绕组连接及/或是所述初级绕组的漏电感。所述次级侧电抗器与所述次级绕组连接及/或是所述次级绕组的漏电感。所述初级侧转换器及所述次级侧转换器分别具有全桥电路。所述控制部在进行从所述次级侧转换器输出第一输出电力的第一控制时，对所述初级侧转换器的位于第一桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件进行开关控制以使导通期间一致，对所述初级侧转换器的位于第一桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件进行开关控制以使导通期间一致，不对所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的一方的两个开关元件进行开关控制，对所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件中的一方进行开关控制，以使导通期间与所述初级侧转换器的位于第一桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件一致，对所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件中的另一方进行开关控制，以使导通期间与所述初级侧转换器的位于第一桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件一致，所述初级侧转换器的位于第一桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件与所述初级侧转换器的位于第一桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件以规定的相位差开关，所述规定的相位差从180度偏移与共振频率的倒数的大致1/4相当的角度，所述共振频率由所述初级侧电抗器及所述初级侧电容器决定，使所实施的各开关控制的占空比变化，从而对从所述次级侧转换器输出的第一输出电力进行调整。所述控制部在进行第二控制时，对所述初级侧转换器的位于第一桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件进行开关控制以使导通期间一致，对所述初级侧转换器的位于第一桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件进行开关控制以使导通期间一致，不对所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的一方的两个开关元件进行开关控制，对所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件进行开关控制，以使得导通期间的相位相对于所述初级侧转换器的四个所述初级侧半导体开关元件偏移，所实施的各开关控制的占空比为大致50％，通过所述相位偏移对从所述次级侧转换器输出的第二输出电力进行调整。所述控制部在从第一控制切换为第二控制时，同时进行所述规定的相位差的减少和所述相位偏移的增加。
发明效果
根据本发明一方案的DC/DC转换器，能够减少零电压开关不成立时的开关损失。
附图说明
图1是示出第一实施方式的DC/DC转换器的概略构成的图。
图2是示出各IGBT的状态及初级侧、次级侧转换器的各输出电压波形的时序图。
图3是用于说明第一实施方式的DC/DC转换器的动作的图。
图4是用于说明第一实施方式的DC/DC转换器的动作的图。
图5是用于说明第一实施方式的DC/DC转换器的动作的图。
图6是示出对比例的时序的时序图。
图7是示出第一实施方式的DC/DC转换器及对比例的效率特性的图。
图8A是示出第一实施方式的DC/DC转换器及对比例的温度特性的图。
图8B是示出共振电流波形的时序图。
图8C是示出IGBT的栅极电压波形及发射极电流波形的时序图。
图8D是示出第一参考例的DC/DC转换器的输出电力波形的时序图。
图8E是示出第一实施方式的DC/DC转换器的输出电力波形的时序图。
图9是示出各IGBT的状态及初级侧、次级侧转换器的各输出电压波形的时序图。
图10是用于说明第一实施方式的DC/DC转换器的动作的图。
图11是用于说明第一实施方式的DC/DC转换器的动作的图。
图12是用于说明第一实施方式的DC/DC转换器的动作的图。
图13A是示出第一实施方式的DC/DC转换器的效率特性的图。
图13B是示出IGBT的栅极电压波形的时序图。
图13C是示出IGBT的栅极电压波形的时序图。
图13D是示出IGBT的栅极电压波形的时序图。
图13E是示出IGBT的栅极电压波形的时序图。
图13F是示出第二参考例的DC/DC转换器的输出电力波形的图。
图13G是示出本实施方式的DC/DC转换器的输出电力波形的图。
图13H是示出第一参考例的DC/DC转换器的输出电力波形的图。
图13I是示出第二参考例的DC/DC转换器的输出电力波形的时序图。
图13J是示出本实施方式的DC/DC转换器的输出电力波形的时序图。
图14是示出各IGBT的状态及初级侧、次级侧转换器的各输出电压波形的时序图。
图15是用于说明第二实施方式的DC/DC转换器的动作的图。
图16是用于说明第二实施方式的DC/DC转换器的动作的图。
图17是用于说明第二实施方式的DC/DC转换器的动作的图。
图18是用于说明第二实施方式的DC/DC转换器的动作的图。
具体实施方式
以下参照附图说明本发明的实施方式。
＜第一实施方式＞
图1是示出第一实施方式的DC/DC转换器的概略构成的图。本实施方式的DC/DC转换器包括变压器1、初级侧转换器100、次级侧转换器200和控制部10。初级侧转换器100与变压器1的初级绕组L1连接，次级侧转换器200与变压器1的次级绕组L2连接。
初级侧转换器100包括电容器2及4a～4d、IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极型晶体管)5a～5d和电抗器6。IGBT5a～5d分别反向并联有二极管。另外，IGBT5a～5d分别与电容器4a～4d并联。IGBT5a与IGBT5b串联，IGBT5a的集电极与电容器2的正极侧连接，IGBT5b的发射极与电容器2的负极侧连接。同样地，IGBT5c与IGBT5d串联，IGBT5c的集电极与电容器2的正极侧连接，IGBT5d的发射极与电容器2的负极侧连接。IGBT5c与IGBT5d的连接节点经由电抗器6与初级绕组L1的一端连接，IGBT5a与IGBT5b的连接节点与初级绕组L1的另一端连接。作为电抗器6，例如可以使用线圈，也可以使用初级绕组L1的漏电感，或者使用线圈与初级绕组L1的漏电感双方。
次级侧转换器200包括电容器3及9a～9d、IGBT8a～8d和电抗器7。IGBT8a～8d分别反向并联有二极管。另外，IGBT8a～8d分别与电容器9a～9d并联。IGBT8a与IGBT8b串联，IGBT8a的集电极与电容器3的正极侧连接，IGBT8b的发射极与电容器3的负极侧连接。同样地，IGBT8c与IGBT8d串联，IGBT8c的集电极与电容器3的正极侧连接，IGBT8d的发射极与电容器3的负极侧连接。IGBT8c与IGBT8d的连接节点经由电抗器7与次级绕组L2的一端连接，IGBT8a与IGBT8b的连接节点次级绕组L2的另一端连接。作为电抗器7，例如可以使用线圈，也可以使用次级绕组L2的漏电感，或者使用线圈和次级绕组L2的漏电感双方。
控制部10分别向IGBT5a～5d及8a～8d供给栅极信号，分别对IGBT5a～5d及8a～8d的状态进行控制。在本实施方式中，控制部10对IGBT5a～5d、8b及8d进行开关控制，将IGBT8a及8c设为截止状态，使IGBT5a～5d、8b及8d的占空比变化，从而执行对从次级侧转换器200输出的第一输出电力进行调整的第一控制。
图2是示出各IGBT的状态、初级侧转换器100的输出电压Vout的波形和次级侧转换器200的输出电压Vo的波形的时序图。IGBT5b、5c及8b以同步周期T开关，IGBT5a、5d及8d针对IGBT5b、5c及8b以规定的相位差(图2中的与T/2+α相当的相位差)进行开关。上述规定的相位差从180度偏移与共振频率的倒数的大致1/4相当的角度。上述共振频率由初级侧转换器100的电路常数决定。
在时间t为t0＜t＜t1时，如图2所示，IGBT5b及5c为导通状态，因此在初级侧转换器100中，如图3所示，电流按照IGBT5c→电抗器6→变压器1的初级绕组L1→IGBT5b的顺序流动。由此，变压器1的次级绕组L2产生电动势，在次级侧转换器200中，如图3所示，电流按照IGBT8b→变压器1的次级绕组L2→电抗器7→IGBT8c的顺序流动。
在时间t为t1＜t＜t2时，如图2所示，全部IGBT5a～5d及8a～8d成为截止状态。但是，电抗器6及7在维持电流的方向上产生电动势，一边重复电气振动(一边交替重复图4所示的状态和图5所示的状态)，一边在初级侧转换器100中使在电抗器6中蓄积的励磁能量在输入端再生，并在次级侧转换器200中，将在电抗器7中蓄积的励磁能量向输出端供给。初级侧转换器100中的再生动作持续直到电抗器6的励磁能量变为零，次级侧转换器200中的供给动作持续直到电抗器7的励磁能量变为零。
在时间t变为t＝t2的定时，在电抗器6及7的励磁能量分别为零且电气振动收敛的情况下，成为在IGBT5a～5d的各集电极-发射极之间施加Vi/2的电压，在IGBT8a～8d的各集电极-发射极之间施加Vo/2的电压的状态。在该状态下，如图2所示，若IGBT5a、5d及8d导通，则在分别与IGBT5a、5d及8d并联的电容器4a、4d及9d中蓄积的电荷被短路消耗。
在时间t变为t＝t2的定时，在电抗器6及7的励磁能量中的至少一方不是零的情况下，成为在IGBT5a～5d的各集电极-发射极之间施加0以上Vi以下的电压，并在IGBT8a～8d的各集电极-发射极之间施加0以上Vo以下的电压的状态。
在时间t为t2＜t＜t3时，根据全桥电路的对称性，仅是成为导通状态的IGBT的组合不同，动作与时间t为t0＜t＜t1时相同，因此省略说明。
在此，作为对比例，说明执行与专利文献1相同的时序的情况。图6是示出执行与专利文献1相同的时序的情况下的IGBT5a～5d的状态及初级侧转换器100的输出电压Vout的波形的时序图。
在图6所示的时序中，利用时间t为t0＜t＜t1时的电流共振，IGBT5a导通时的ZVS成立，利用时间t为t2＜t＜t3时的电流共振，IGBT5b导通时的ZVS成立。但是，在t0＜t＜t1之前的IGBT5c导通时及在t2＜t＜t3之前的IGBT5d导通时无法利用电流共振，因此ZVS不成立。
因此，在图6所示的时序中，在一个周期内的IGBT5a～5d的导通四次，两次ZVS成立，另两次ZVS不成立。
在ZVS不成立的IGBT5c导通时，考虑IGBT5b及5d直到IGBT5c导通之前为导通状态的状况，则预估向IGBT5c的集电极-发射极之间施加的电压与输入电压Vi相等。因此，在IGBT5c导通时，在电容器4c中蓄积的电荷Q为Q＝Vi×C，由于ZVS不成立而消耗的能量E预估为E＝0.5×C×Vi2。其中，C是电容器4a～4d的各静电电容。
在IGBT5d导通时也产生相同的能量消耗，因此关于一个周期中的ZVS不成立的开关损失预估为C×Vi2。
另一方面，在本实施方式的时序即图2所示的时序中，从时间t为t0＜t＜t1时起经过时间而变为IGBT5a及5d导通时，从时间t为t2＜t＜t3时起经过时间而变为IGBT5b及5c导通时。因此，在IGBT5a～5d的各导通时无法利用电流共振，ZVS不成立。
在IGBT5d导通时，作为向IGBT5d的集电极-发射极之间施加的电压，将输入电压Vi由IGBT5c与IGBT5d分配，因此是0.5×Vi。因此，在IGBT5d导通时，电容器4d中蓄积的电荷Q’为Q’＝0.5×Vi×C，由于ZVS不成立而消耗的能量E’预估为E’＝0.5×C×(0.5×Vi)2。
在IGBT5a～5d导通时也产生相同的能量消耗，因此，与一个周期中的ZVS不成立相关的开关损失预估为4×0.5×C×(0.5×Vi)2即0.5×C×Vi2。
根据以上的考察可知，在本实施方式的时序即图2所示的时序与对比例的时序即图6所示的时序相比，与一个周期中的ZVS不成立相关的开关损失变为一半。
并且，在本实施方式的时序中，在一个周期中，ZVS在四处(IGBT5a～5d)不成立，在对比例的时序中，在一个周期中，ZVS在两处(IGBT5c及5d)不成立，考虑这一点，在本实施方式的时序中，与对比例的时序相比，每一处的开关损失为1/4。因此，与对比例的时序相比，在本实施方式的时序中能够抑制由开关损失引起的局部温度上升。
图7是示出本实施方式的时序中的效率特性(图7中的虚线)与对比例的时序中的效率特性(图7中的实线)的图。在本实施方式的时序中，与对比例的时序相比，与ZVS不成立相关的开关损失较小，因此从结果上来说效率提高。
图8A是示出本实施方式的时序中的IGBT5d附近的温度特性(图8A中的虚线)，和对比例的时序中的IGBT5d附近的温度特性(图8A中的实线)的图。与对比例的时序相比，在本实施方式的时序中能够抑制IGBT5d附近的温度上升。除了IGBT5d以外的ZVS不成立的IGBT附近的温度特性也与IGBT5d附近的温度特性相同。
需要说明的是，也可以是，从上述第一控制直接切换为将第一控制中的针对初级侧转换器100的控制与针对次级侧转换器200的控制互换了的控制，从而将从初级侧转换器100向次级侧转换器200的电力传送切换为从次级侧转换器200向初级侧转换器100的电力传送。由此，能够保持与ZVS不成立相关的开关损失很小而无缝切换电力传送的方向。
接下来，说明共振电流对输出电力的影响。在图6所示的时序中的时间t为t1＜t＜t2的期间中，图8B所示的共振电流流入变压器1。在共振电流为正的区间中，IGBT5a及5d导通时ZVS成立，在共振电流为负的区间中，IGBT5c及5b导通时ZVS成立。
本实施方式的DC/DC转换器的输出电力对应于时间t为t＝t2的定时的共振电流的大小而增减。例如，考虑IGBT5a及5d在图8B所示的p1、p2、p3各定时导通的情况，如图8C所示，在IGBT5a及5d的各导通定时p1、p2、p3，IGBT5a及5d的发射极电流的大小不同。因此，在IGBT5a及5d截止之前流动的发射极电流的总量(图8C所示的阴影部分)对应于IGBT5a及5d导通的定时而变化很大。
并且，本实施方式的DC/DC转换器的在IGBT5a及5d为导通状态期间的输出电力，与从IGBT5a及5d导通到截止为止流动的发射极电流的总量成比例，因此对应于IGBT5a及5d导通的定时变化很大。同样地，本实施方式的DC/DC转换器的在IGBT5c及5b为导通状态的期间的输出电力，与从IGBT5c及5b导通到截止流动的发射极电流的总量成比例，因此对应于IGBT5b及5c导通的定时而变化很大。
在此，与本实施方式对比，第一参考例的DC/DC转换器仅IGBT5a、5d及8d以相对于IGBT5b、5c及8b偏移半个周期的状态(相位偏移180度的状态)开关这一点不同。在第一参考例中，例如，若IGBT5a及5d在共振电流的峰值的定时(图8B所示的p1的定时)导通，则IGBT5c及5b也在共振电流的峰值的定时导通。即，在第一参考例中，IGBT5a及5d导通的定时与IGBT5c及5b导通的定时相对于共振频率的周期为相同相位。因此，在第一参考例中，若占空比的宽度以恒定变化率增加或减少，IGBT5a～5d导通的定时相对于共振频率的周期的相位统一地周期性变动。因此，在第一参考例中，伴随轻负载时的占空比增减出现的输出电压的周期性变动如图8D所示变大。
与此相对，在本实施方式中，如上所述，IGBT5a、5d及8d相对于IGBT5b、5c及8b以规定的相位差(图2中的与T/2+α相当的相位差)开关。上述规定的相位差从180度偏移与共振频率的倒数的大致1/4相当的角度。因此，在本实施方式中，例如若IGBT5a及5d在共振电流的峰值的定时(图8B所示的p1的定时)导通，则IGBT5c及5b在共振电流的谷值的定时(图8B所示的p3的定时)导通。由此，在本实施方式中，能够将IGBT5a及5d导通的定时相对于共振频率的周期的相位对输出电力特性的影响，以IGBT5c及5b导通的定时相对于共振频率的周期的相位对输出电力特性的影响来抵消。因此，在本实施方式中，伴随轻负载时的占空比增减出现的输出电压的周期性变动如图8E所示变小。
需要说明的是，图2中的α理想为共振频率的倒数的1/4，但无需严格设定为共振频率的倒数的1/4，例如通过实验或模拟求算伴随轻负载时的占空比增减出现的输出电压的周期性变动为最小的值，并设定该求出的值即可。
此外，本实施方式中的控制部10能够从第一控制直接切换为第二控制，能够从第二控制直接切换为第一控制。
图9是示出控制部10执行第二控制时的各IGBT的状态、初级侧转换器100的输出电压Vout的波形及次级侧转换器200的输出电压Vo的波形的时序图。IGBT5b及5c和IGBT5a及5d除去死区时间互补地导通/截止。IGBT5a～5d的占空比除去死区时间来考虑是50％。IGBT8b以相对于IGBT5b及5c相位偏移的状态开关，IGBT8d以相对于IGBT5a及5d相位偏移的状态开关。IGBT8b及8d的占空比除去死区时间来考虑也是50％。在第二控制中，通过使上述的相位偏移量变化，从而调整从次级侧转换器200输出的第二输出电力。
在时间t为t0＜t＜t1时，如图9所示，由于IGBT5b及5c为导通状态，因此在初级侧转换器100中，如图10所示，电流按照IGBT5c→电抗器6→变压器1的初级绕组L1→IGBT5b的顺序流动。由此，变压器1的次级绕组L2产生电动势，且如图9所示IGBT8d为导通状态，因此在次级侧转换器200中，如图10所示，电流按照IGBT8b→变压器1的次级绕组L2→电抗器7→IGBT8d的顺序流动。
在时间t为t1＜t＜t3时，在时间t变为t＝t1的定时，IGBT8d截止，之后在时间t变为t＝t2的定时，IGBT8b导通，因此在次级侧转换器200中，如图11所示，电流按照IGBT8b→变压器1的次级绕组L2→电抗器7→IGBT8c的顺序流动。此时，变压器1的次级绕组L2产生通过流入初级侧转换器100的电流诱发的电动势，进而电抗器7换流时的电动势累加。由此，次级侧转换器200的输出电压Vo升压。
在时间t为t3＜t＜t4时，如图9所示，全部IGBT5a～5d及8a～8d变为截止状态而电抗器6换流，因此在初级侧转换器100中，如图12所示，电流按照IGBT5d→电抗器6→变压器1的初级绕组L1→IGBT5a的顺序流动。在次级侧转换器200中继续通过电抗器7的换流而使电流持续流向次级侧转换器200的输出端。
在时间t为t4＜t时，根据全桥电路的对称性，仅是成为导通状态的IGBT的组合不同而动作与时间t为t0＜t＜t4时相同，因此省略说明。
在第一控制中，在为了使次级侧转换器200的输出电力增加而增大占空比的情况下，若占空比除去死区时间而增大至50％，则无法使次级侧转换器200的输出电力进一步增加。但是，通过从第一控制切换为第二控制切换，从而能够获得比第一控制中的次级侧转换器200的最大输出电力大的次级侧转换器200的输出电力。
因此，若在第一控制中实施的各开关控制的占空比大致达到50％，则从第一控制切换为第二控制即可。
图13A是示出本实施方式的时序中的效率特性的图。通过从第一控制切换为第二控制，从而能够无缝增大次级侧转换器200的输出电流，进一步来说是增大输出电力。
在本实施方式中，在从第一控制切换为第二控制时，同时进行上述的规定的相位差减少和上述的相位偏移增加，从而能够在从第一控制切换为第二控制时抑制输出电力下降。关于该输出电力下降的现象，以下详细说明。
在从第一控制切换为第二控制时，在第一控制侧成为供给最大电力的状态，占空比最大。因此，从第一控制切换为第二控制时的在第一控制侧的IGBT5a及5b的栅极电压波形如图13B～图13E所示。
需要说明的是，在第一控制中，次级侧的全桥电路实质上仅进行整流动作，因此与输出电力下降的现象无关。另外，IGBT5a及5b与IGBT5c及5d对称动作，因此，在此仅说明IGBT5a及5b。
在上述第一参考例的情况下，若占空比除去死去空间而达到50％，则如图13B所示，针对从IGBT5a截止产生的共振电流，IGBT5b的导通定时为ZVS成立的定时。另外，如图13B所示，针对从IGBT5b截止产生的共振电流，IGBT5a的导通定时也为ZVS成立的定时。这是由于，根据初级侧全桥电路的对称性，IGBT5a与IGBT5b没有本质区别。
但是，在像本实施方式这样设置上述的规定的相位差的情况下，初级侧全桥电路的对称性灭失。
由于IGBT5a与IGBT5b的开关动作的相位差不是180度，因此在占空比除去死去空间而达到50％之前，IGBT5a截止，在IGBT5b导通的定时t0，IGBT5b为截止状态，在IGBT5a导通的定时t2之前处于除去死去空间前的位置关系。
之后，保持定时t0侧的死区时间固定，借助缩小定时t2侧的死区时间的动作变为图13E。图13E是与图13B相同的状态，是第二控制中输出电力最小的状态。
以从图13C到图13E的动作(使占空比增加的动作)，说明定时t0及t2各自的ZVS是否成立。图13E是与图13B相同的状态，因此在定时t0及t2双方，ZVS成立。在图13C中，在定时t0，ZVS成立，在定时t2，ZVS不成立。图13D是图13C与图13E的中间状态。由于定时t0侧的死区时间固定，因此在定时t0保持ZVS成立，定时t2的ZVS虽然不成立，但处于接近成立的状态。
需要说明的是，在ZVS成立的情况下，成为发射极电流在图8C所示的定时p1导通的情况，在ZVS不成立的情况下，成为发射极电流在图8C所示的定时p3导通的情况。因此，在相同占空比处，ZVS成立的情况与ZVS不成立的情况相比，输出电力变小。
因此，在图13C～图13E中，图13C为输出电力最大，图13E为输出电力最小。在按照图13C、图13D、图13E的顺序演变的控制中，由于使占空比增加，因此期待输出电力的增大，但若考虑共振电流，则按照图13C、图13D、图13E的顺序演变，输出电力反而减小。
因此，与本实施方式不同，在从第一控制切换为第二控制时，在上述的规定的相位差减少时不使上述的相位偏移增加的第二参考例中，如图13F所示，在从第一控制切换为第二控制时，出现输出电力下降(参照图13F的虚线椭圆)。
另一方面，在本实施方式中，如图13G所示，在从第一控制切换为第二控制时，未出现输出电力下降(参照图13G的虚线椭圆)。另外，在第一参考例中，在从第一控制切换为第二控制的情况下，如图13H所示，在从第一控制切换为第二控制时出现的输出电力下降比第二参考例大。
需要说明的是，在图13F～图13H中，控制参数是控制部10对应于目标输出电力而设定的参数，粗实线是输出电力，细实线是初级侧的占空比，粗虚线是上述的相位偏移，细虚线是上述的规定相位差。
本实施方式中的抑制在从第一控制切换为第二控制时的输出电力下降的效果，在实测中也得到确认。图13I是第二参考例的DC/DC转换器的输出电力波形，图13J是本实施方式的DC/DC转换器的输出电力波形。通过像本实施方式这样在从第一控制切换为第二控制时，同时进行上述的规定的相位差减少和上述的相位偏移增加，从而能够确认，在从第一控制切换为第二控制时能够抑制输出电力下降。
＜第二实施方式＞
本实施方式的DC/DC转换器的概略构成与第一实施方式的DC/DC转换器的概略构成相同。
本实施方式中的控制部10能够从第一控制直接切换为第二控制，从第二控制直接切换为第三控制，从第三控制直接切换为第二控制，以及从直接切换第二控制直接切换为第一控制。
图14是示出在控制部10执行第三控制时的各IGBT的状态、初级侧转换器100的输出电压Vout的波形及次级侧转换器200的输出电压Vo的波形的时序图。IGBT5b及5c与IGBT5a及5d在除去死区时间时互补地导通/截止。IGBT5a～5d的占空比考虑除去死去空间是50％。IGBT8b相对于IGBT5b及5c以相位偏移90度的状态开关，IGBT8d相对于IGBT5a及5d以相位偏移90度的状态开关。IGBT8b及8d的占空比也考虑除去死去空间是50％。IGBT8a相对于IGBT5b及5c以相位偏移的状态开关，IGBT8c相对于IGBT5a及5d以相位偏移的状态开关。在第三控制中使IGBT8a及8c的占空比变化，从而对从次级侧转换器200输出的第三输出电力进行调整。
在时间t为t0＜t＜t1时，如图14所示IGBT5b、5c、8a及8d为导通状态，因此在初级侧转换器100中，如图15所示，电流按照IGBT5c→电抗器6→变压器1的初级绕组L1→IGBT5b的顺序流动，在次级侧转换器200中，如图15所示，电流按照IGBT8a→变压器1的次级绕组L2→电抗器7→IGBT8d的顺序流动。由此，以输入电压Vi及输出电压Vo双方对电抗器6及7进行励磁，在电抗器6及7中蓄积能量。
在时间t变为t＝t1的定时，IGBT8a截止。在时间t为t1＜t＜t2时，由于IGBT8a变为截止状态，因此在变压器1的次级绕组L2产生的电动势的作用下，在次级侧转换器200中，如图16所示，电流按照IGBT8b→变压器1的次级绕组L2→电抗器7→IGBT8d的顺序流动。在初级侧转换器100中，如图16所示，以输入电压Vi对电抗器6励磁，在电抗器6中蓄积能量。
在时间t为t2＜t＜t3时，如图14所示，全部IGBT5a～5d及8a～8d成为截止状态。并且，在时间t为t3＜t＜t4时，如图14所示，IGBT8b成为截止状态。此外，在时间t为t4＜t＜t5时，如图14所示，IGBT8c成为截止状态。在以上全部期间即在时间t为t2＜t＜t5时，在次级侧转换器200中，如图17所示，电流按照IGBT8b→变压器1的次级绕组L2→电抗器7→IGBT8c的顺序流动。此时，在变压器1的次级绕组L2中产生由流向初级侧转换器100的电流诱发的电动势，此外，电抗器7换流时的电动势累加。由此，次级侧转换器200的输出电压Vo升压。需要说明的是，时间t变为t＝t3的定时的IGBT8b导通及时间t变为t＝t4的定时的IGBT8c导通在换流期间进行，因此ZVS成立。
在时间t为t5＜t＜t6时，如图14所示，IGBT5a～5d变为截止状态而电抗器6换流，因此在初级侧转换器100中，如图18所示，电流按照IGBT5d→电抗器6→变压器1的初级绕组L1→IGBT5a的顺序流动。在次级侧转换器200中，继续通过电抗器7的换流而使电流持续流向次级侧转换器200的输出端。
在IGBT5a及5d在时间t变为t＝t6的定时导通时，电流以从发射极朝向集电极的方向电流流向IGBT5a及5d，因此ZVS成立。
在时间t为t6＜t时，由于全桥电路的对称性，仅是成为导通状态的IGBT的组合不同而动作与时间t为t0＜t＜t6时相同，因此省略说明。
在第二控制中，在为了使次级侧转换器200的输出电力增加而使IGBT8b及8d相对于IGBT5a～5d的相位偏移量增大的情况下，若相位的偏移量增大到90度，则次级侧转换器200的输出电力无法进一步增加。这是由于，若使相位偏移大于90度，则电抗器的励磁期间增长，能够在电抗器中蓄积很大能量，而另一方面，由于将所蓄积的能量向输出侧送出的换流期间变短，因此输出电力不增加反而减少。
但是，通过从第二控制直接切换为第三控制，从而能够无缝获得比第二控制中的次级侧转换器200的最大输出电力大的次级侧转换器200的输出电力。
因此，在第二控制中，在IGBT8b及8d相对于IGBT5a～5d的相位偏移量达到90度时，从第二控制直接切换为第三控制即可。
需要说明的是，由于在第三控制中也能够输出第二控制中的次级侧转换器200的输出电力频带，因此也可以是，在第二控制中，在IGBT8b及8d相对于IGBT5a～5d的相位偏移量达到90度之前，从第二控制直接切换为第三控制。但与第三控制相比，第二控制能够将电路中流动的电流的峰值抑制得较低。因此，与第三控制相比，第二控制能够减小电流通过的部件中的铜损，并减少磁性部件中的磁滞损耗，因此在效率方面优选。另外，通过将峰值电流抑制得较低，从而与第三控制相比，能够在第二控制中减小波纹电流。
需要说明的是，在本实施方式中，也与第一实施方式同样地，也可以从第一控制直接切换为将第一控制中的针对初级侧转换器100的控制与针对次级侧转换器200的控制互换了的控制，从而将从初级侧转换器100向次级侧转换器200的电力传送切换为从次级侧转换器200向初级侧转换器100的电力传送。此外，也可以是，控制部10能够执行将第二控制及第三控制各自中的针对初级侧转换器100的控制和针对次级侧转换器200的控制互换了的控制。
＜总结＞
以上对本发明的实施方式进行了说明，但本发明的范围不限于此，能够在不脱离发明主旨的范围内实施多种变更。需要说明的是，上述第一参考例及第二参考例也包含在本发明的范围内。
例如，在第一控制及第二控制中将IGBT8a及8c固定为截止状态，但也可以取代IGBT8a及8c而将IGBT8b及8d固定为截止状态。
例如，也可以取代IGBT而使用MOSFET(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)等其他晶体管。需要说明的是，在未将电力传送方向设为双向的情况下，在第一实施方式及第二实施方式中，也可以取代固定为截止状态的IGBT使用二极管。
例如，上述规定的相位差也可以不固定而由控制部10动态控制。在通过控制部10动态控制上述规定的相位差的情况下，例如也可以对应于(I)IGBT5a～5d、8b及8d的占空比、(II)输入电压Vi及次级侧转换器200的输出电压Vo、(III)次级侧转换器200的输出电流中的至少一项，动态设定上述规定的相位差。
例如在第三控制中，IGBT8a以相对于IGBT8c偏移半个周期的状态(相位偏移180度的状态)开关，IGBT8b以相对于IGBT8d偏移半个周期的状态(相位偏移180度的状态)开关，但只要IGBT8a及8d不同时导通且IGBT8b及8c不同时截止，可以是任意的相位偏移量。另外，相位的偏移量也可以不固定，而由控制部10动态控制。
在上述实施方式中，变压器的绕组为两个，但也可以是多向DC/DC转换器，即，变压器的绕组是三个以上，且绕组与全桥构成的转换器连接，全部绕组能够在某个瞬间变为输入侧并在另一瞬间变为输出侧，能够在任意的两个绕组之间进行电力传送。
以上说明的DC/DC转换器的一例构成(第一构成)为，包括：初级侧转换器(100)，其具有初级侧电抗器(6)、多个初级侧半导体开关元件(5a～5d)及分别与多个所述初级侧半导体开关元件并联的多个初级侧电容器(4a～4d)；变压器(1)，其具有初级绕组(L1)及次级绕组(L2)；次级侧转换器(200)，其具有次级侧电抗器(7)、多个次级侧半导体开关元件(8a～8d)及分别与多个所述次级侧半导体开关元件并联的多个次级侧电容器(9a～9d)；以及控制部(10)，其对多个所述初级侧半导体开关元件进行控制，并对多个所述次级侧半导体开关元件中的非二极管元件进行控制，所述初级侧电抗器与所述初级绕组连接及/或是所述初级绕组的漏电感，所述次级侧电抗器与所述次级绕组连接及/或是所述次级绕组的漏电感，所述初级侧转换器及所述次级侧转换器分别具有全桥电路，所述控制部在进行从所述次级侧转换器输出第一输出电力的第一控制时，对所述初级侧转换器的位于第一桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件进行开关控制，以使导通期间一致，对所述初级侧转换器的位于第一桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件进行开关控制，以使导通期间一致，不对所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的一方的两个开关元件进行开关控制，对于所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件的一方，在其不是二极管的情况下对其进行开关控制，以使得导通期间与所述初级侧转换器的位于第一桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件一致，对于所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件中的另一方，在其不是二极管的情况下对其进行开关控制，以使得导通期间与所述初级侧转换器的位于第一桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件一致，使所实施的各开关控制的占空比变化，从而对从所述次级侧转换器输出的第一输出电力进行调整。
根据这样的构成，在初级侧半导体开关元件导通时，能够减少与在初级侧半导体开关元件并联的电容器中蓄积的电荷。因此能够减少零电压开关不成立时的开关损失。
也可以构成(第二构成)为，在上述第一构成的DC/DC转换器的基础上，所述初级侧转换器的位于第一桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件与所述初级侧转换器的位于第一桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件以规定的相位差开关，所述规定的相位差从180度偏移与共振频率的倒数的大致1/4相当的角度，所述共振频率由所述初级侧电抗器及所述初级侧电容器决定。
根据这样的构成，能够减小伴随轻负载时的占空比增减出现的输出电压的周期性变动。
以上说明的DC/DC转换器的其他例构成(第一构成)为，包括：初级侧转换器(100)，其具有初级侧电抗器(6)、多个初级侧半导体开关元件(5a～5d)及分别与多个所述初级侧半导体开关元件并联的多个初级侧电容器(4a～4d)；变压器(1)，其具有初级绕组(L1)及次级绕组(L2)；次级侧转换器(200)，其具有次级侧电抗器(7)、多个次级侧半导体开关元件(8a～8d)及分别与多个所述次级侧半导体开关元件并联的多个次级侧电容器(9a～9d)；以及控制部(10)，其对多个所述初级侧半导体开关元件及多个所述次级侧半导体开关元件进行控制，所述初级侧电抗器与所述初级绕组连接及/或是所述初级绕组的漏电感，所述次级侧电抗器与所述次级绕组连接及/或是所述次级绕组的漏电感，所述初级侧转换器及所述次级侧转换器分别具有全桥电路，所述控制部在进行从所述次级侧转换器输出第一输出电力的第一控制时，对所述初级侧转换器的位于第一桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件进行开关控制以使导通期间一致，对所述初级侧转换器的位于第一桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件进行开关控制以使导通期间一致，不对所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的一方的两个开关元件进行开关控制，对所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件中的一方进行开关控制，以使导通期间与所述初级侧转换器的位于第一桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件一致，对所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件中的另一方进行开关控制，以使导通期间与所述初级侧转换器的位于第一桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件一致，所述初级侧转换器的位于第一桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件与所述初级侧转换器的位于第一桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件以规定的相位差开关，所述规定的相位差从180度偏移与共振频率的倒数的大致1/4相当的角度，所述共振频率由所述初级侧电抗器及所述初级侧电容器决定，通过使所实施的各开关控制的占空比变化，从而调整从所述次级侧转换器输出的第一输出电力，所述控制部在进行第二控制时，对所述初级侧转换器的位于第一桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件进行开关控制，以使导通期间一致，对所述初级侧转换器的位于第一桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件进行开关控制，以使导通期间一致，不对所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的一方的两个开关元件进行开关控制，对所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件进行开关控制，以使得导通期间的相位相对于所述初级侧转换器的四个所述初级侧半导体开关元件偏移，所实施的各开关控制的占空比为大致50％，通过所述相位偏移对从所述次级侧转换器输出的第二输出电力进行调整，所述控制部在从第一控制切换为第二控制时，同时进行所述规定的相位差的减少和所述相位偏移的增加。
根据这样的构成，在初级侧半导体开关元件导通时，能够减少在与初级侧半导体开关元件并联的电容器中蓄积的电荷。因此能够减少零电压开关不成立时的开关损失。另外，根据这样的构成，能够减小伴随轻负载时的占空比增减出现的输出电压的周期性变动。此外，根据这样的构成，能够获得比第一控制中的次级侧转换器的最大输出电力大的次级侧转换器的输出电力。并且，能够在从第一控制切换为第二控制时抑制输出电力下降。
也可以构成(第四构成)为，在上述第一至第三中任一构成的DC/DC转换器的基础上，所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的一方的两个开关元件是所述次级侧半导体开关元件，所述控制部从第一控制直接切换为将第一控制中的针对所述初级侧转换器的控制与针对所述次级侧转换器的控制互换了的控制，从而将从所述初级侧转换器向所述次级侧转换器的电力传送切换为从所述次级侧转换器向所述初级侧转换器的电力传送。
根据这样的构成，能够减小与ZVS不成立相关的开关损失而无缝切换电力传送的方向。
也可以构成(第五构成)为，在上述第一或第二构成的DC/DC转换器的基础上，所述控制部在进行第二控制时，对所述初级侧转换器的位于第一桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件进行开关控制以使导通期间一致，对所述初级侧转换器的位于第一桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件进行开关控制以使导通期间一致，不对所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的一方的两个开关元件进行开关控制，对所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件进行开关控制，以使得导通期间的相位相对于所述初级侧转换器的四个所述初级侧半导体开关元件偏移，所实施的各开关控制的占空比为大致50％，通过所述相位偏移对从所述次级侧转换器输出的第二输出电力进行调整。
根据这样的构成，能够获得比第一控制中的次级侧转换器的最大输出电力大的次级侧转换器的输出电力。
也可以构成(第六构成)为，在上述第五构成的DC/DC转换器的基础上，从第一控制直接切换为第二控制，从而将从所述次级侧转换器输出的电力从第一输出电力切换为第二输出电力。
根据这样的构成，能够无缝获得比第一控制中的次级侧转换器的最大输出电力大的次级侧转换器的输出电力。
也可以构成(第七构成)为，在上述第三或第六构成的DC/DC转换器的基础上，若在第一控制中实施的各开关控制的占空比达到大致50％，则从第一控制直接切换为第二控制。
根据这样的构成，能够通过简单的控制切换，无缝获得比第一控制中的次级侧转换器的最大输出电力大的次级侧转换器的输出电力。
也可以构成(第八构成)为，在上述第五～第七构成中任一构成的DC/DC转换器的基础上，所述控制部在进行第三控制时，对所述初级侧转换器的位于第一桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件进行开关控制以使导通期间一致，对所述初级侧转换器的位于第一桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件进行开关控制以使导通期间一致，对所述次级侧转换器的四个所述次级侧半导体开关元件进行开关控制，以使导通期间的相位相对于所述初级侧转换器的四个所述初级侧半导体开关元件偏移，所实施的各开关控制的占空比为，除去所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的一方的两个开关元件的开关控制为大致50％，使所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的一方的两个开关元件的占空比变化，从而对从所述次级侧转换器输出的第三输出电力进行调整。
根据这样的构成，能够获得比第二控制中的次级侧转换器的最大输出电力大的次级侧转换器的输出电力。
也可以构成(第九构成)为，在上述第八构成的DC/DC转换器的基础上，从第二控制直接切换为第三控制，从而将从所述次级侧转换器输出的电力从第二输出电力切换为第三输出电力。
根据这样的构成，能够无缝获得比第二控制中的次级侧转换器的最大输出电力大的次级侧转换器的输出电力。
也可以构成(第十构成)为，在上述第九构成的DC/DC转换器的基础上，若在第二控制中所述相位偏移达到大致90度，则从第二控制直接切换为第三控制。
根据这样的构成，能够通过简单的控制切换，无缝获得比第二控制中的次级侧转换器的最大输出电力大的次级侧转换器的输出电力。
附图标记说明
1 变压器
2、3、4a～4d、9a～9d 电容器
5a～5d、8a～8d IGBT
6、7 电抗器
10 控制部
100 初级侧转换器
200 次级侧转换器

Claims (10)

1.一种DC/DC转换器，其特征在于，包括：
初级侧转换器，其具有初级侧电抗器、多个初级侧半导体开关元件及分别与多个所述初级侧半导体开关元件并联的多个初级侧电容器；
变压器，其具有初级绕组及次级绕组；
次级侧转换器，其具有次级侧电抗器、多个次级侧半导体开关元件及分别与多个所述次级侧半导体开关元件并联的多个次级侧电容器；以及
控制部，其对多个所述初级侧半导体开关元件进行控制，并对多个所述次级侧半导体开关元件中的非二极管元件进行控制，
所述初级侧电抗器与所述初级绕组连接，或者所述初级侧电抗器构成为所述初级绕组的漏电感，或者所述初级侧电抗器与所述初级绕组连接，并且构成为所述初级绕组的漏电感，
所述次级侧电抗器与所述次级绕组连接，或者所述次级侧电抗器构成为所述次级绕组的漏电感，或者所述次级侧电抗器与所述次级绕组连接，并且构成为所述次级绕组的漏电感，
所述初级侧转换器及所述次级侧转换器分别具有全桥电路，
所述控制部在进行从所述次级侧转换器输出第一输出电力的第一控制时，
对所述初级侧转换器的位于第一桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件进行开关控制，以使导通期间一致，
对所述初级侧转换器的位于第一桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件进行开关控制，以使导通期间一致，
不对所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的一方的两个开关元件进行开关控制，
对于所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件的一方，在其不是二极管的情况下对其进行开关控制，以使得导通期间与所述初级侧转换器的位于第一桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件一致，
对于所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件中的另一方，在其不是二极管的情况下对其进行开关控制，以使得导通期间与所述初级侧转换器的位于第一桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件一致，
通过使所实施的各开关控制的占空比变化，从而对从所述次级侧转换器输出的第一输出电力进行调整。
2.根据权利要求1所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述初级侧转换器的位于第一桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件与所述初级侧转换器的位于第一桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件以规定的相位差进行开关，
所述规定的相位差从180度偏移与共振频率的倒数的1/4相当的角度，
所述共振频率由所述初级侧电抗器及所述初级侧电容器决定。
3.一种DC/DC转换器，其特征在于，包括：
初级侧转换器，其具有初级侧电抗器、多个初级侧半导体开关元件及分别与多个所述初级侧半导体开关元件并联的多个初级侧电容器；
变压器，其具有初级绕组及次级绕组；
次级侧转换器，其具有次级侧电抗器、多个次级侧半导体开关元件及分别与多个所述次级侧半导体开关元件并联的多个次级侧电容器；以及
控制部，其对多个所述初级侧半导体开关元件及多个所述次级侧半导体开关元件进行控制，
所述初级侧电抗器与所述初级绕组连接，或者所述初级侧电抗器构成为所述初级绕组的漏电感，或者所述初级侧电抗器与所述初级绕组连接，并且构成为所述初级绕组的漏电感，
所述次级侧电抗器与所述次级绕组连接，或者所述次级侧电抗器构成为所述次级绕组的漏电感，或者所述次级侧电抗器与所述次级绕组连接，并且构成为所述次级绕组的漏电感，
所述初级侧转换器及所述次级侧转换器分别具有全桥电路，
所述控制部在进行从所述次级侧转换器输出第一输出电力的第一控制时，
对所述初级侧转换器的位于第一桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件进行开关控制，以使导通期间一致，
对所述初级侧转换器的位于第一桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件进行开关控制，以使导通期间一致，
不对所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的一方的两个开关元件进行开关控制，
对所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件中的一方进行开关控制，以使导通期间与所述初级侧转换器的位于第一桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件一致，
对所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件中的另一方进行开关控制，以使导通期间与所述初级侧转换器的位于第一桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件一致，
所述初级侧转换器的位于第一桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件与所述初级侧转换器的位于第一桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件以规定的相位差开关，
所述规定的相位差从180度偏移与共振频率的倒数的1/4相当的角度，
所述共振频率由所述初级侧电抗器及所述初级侧电容器决定，
通过使所实施的各开关控制的占空比变化，从而调整从所述次级侧转换器输出的第一输出电力，
所述控制部在进行第二控制时，
对所述初级侧转换器的位于第一桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件进行开关控制，以使导通期间一致，
对所述初级侧转换器的位于第一桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件进行开关控制，以使导通期间一致，
不对所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的一方的两个开关元件进行开关控制，
对所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件进行开关控制，以使得导通期间的相位相对于所述初级侧转换器的四个所述初级侧半导体开关元件偏移，
所实施的各开关控制的占空比为50％，通过所述相位偏移对从所述次级侧转换器输出的第二输出电力进行调整，
所述控制部在从第一控制切换为第二控制时，同时进行所述规定的相位差的减少和所述相位偏移的增加。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的一方的两个开关元件是所述次级侧半导体开关元件，
通过从第一控制直接切换为将第一控制中的针对所述初级侧转换器的控制与针对所述次级侧转换器的控制互换了的控制，从而将从所述初级侧转换器向所述次级侧转换器的电力传送切换为从所述次级侧转换器向所述初级侧转换器的电力传送。
5.根据权利要求1或2所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述控制部在进行第二控制时，
对所述初级侧转换器的位于第一桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件进行开关控制，以使导通期间一致，
对所述初级侧转换器的位于第一桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件进行开关控制，以使导通期间一致，
不对所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的一方的两个开关元件进行开关控制，
对所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件进行开关控制，以使得导通期间的相位相对于所述初级侧转换器的四个所述初级侧半导体开关元件偏移，
所实施的各开关控制的占空比为50％，通过所述相位偏移对从所述次级侧转换器输出的第二输出电力进行调整。
6.根据权利要求5所述的DC/DC转换器，其特征在于，
从第一控制直接切换为第二控制，从而将从所述次级侧转换器输出的电力从第一输出电力切换为第二输出电力。
7.根据权利要求3所述的DC/DC转换器，其特征在于，
若在第一控制中实施的各开关控制的占空比达到50％，则从第一控制直接切换为第二控制。
8.根据权利要求5所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述控制部在进行第三控制时，
对所述初级侧转换器的位于第一桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件进行开关控制，以使导通期间一致，
对所述初级侧转换器的位于第一桥臂下侧的所述初级侧半导体开关元件及所述初级侧转换器的位于第二桥臂上侧的所述初级侧半导体开关元件进行开关控制，以使导通期间一致，
对所述次级侧转换器的四个所述次级侧半导体开关元件进行开关控制，以使导通期间的相位相对于所述初级侧转换器的四个所述初级侧半导体开关元件偏移，
所实施的各开关控制的占空比为，除去所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的一方的两个开关元件的开关控制为50％，
使所述次级侧转换器的位于第一及第二桥臂上侧和第一及第二桥臂下侧中的一方的两个开关元件的占空比变化，从而对从所述次级侧转换器输出的第三输出电力进行调整。
9.根据权利要求8所述的DC/DC转换器，其特征在于，
从第二控制直接切换为第三控制，从而将从所述次级侧转换器输出的电力从第二输出电力切换为第三输出电力。
10.根据权利要求9所述的DC/DC转换器，其特征在于，
若在第二控制中所述相位偏移达到90度，则从第二控制直接切换为第三控制。
CN201880034430.1A 2017-05-25 2018-02-28 Dc/dc转换器 Active CN110663165B (zh)

Applications Claiming Priority (7)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017-103237 2017-05-25
JP2017103237 2017-05-25
JP2017-106969 2017-05-30
JP2017106969 2017-05-30
JP2017109280 2017-06-01
JP2017-109280 2017-06-01
PCT/JP2018/007537 WO2018216294A1 (ja) 2017-05-25 2018-02-28 Ｄｃ／ｄｃコンバータ

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN110663165A CN110663165A (zh) 2020-01-07
CN110663165B true CN110663165B (zh) 2021-08-17

Family

ID=64396493

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201880034430.1A Active CN110663165B (zh) 2017-05-25 2018-02-28 Dc/dc转换器

Country Status (4)

Country Link
US (1) US10897210B2 (zh)
JP (1) JP6722353B2 (zh)
CN (1) CN110663165B (zh)
WO (1) WO2018216294A1 (zh)

Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6752335B2 (ja) * 2018-07-10 2020-09-09 シャープ株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
CN111446860B (zh) * 2019-01-16 2021-09-21 台达电子企业管理（上海）有限公司 直流/直流变换器及其控制方法
CN111446861B (zh) 2019-01-16 2021-02-26 台达电子企业管理（上海）有限公司 直流/直流变换器及其控制方法
JP7099356B2 (ja) * 2019-02-19 2022-07-12 オムロン株式会社 電力変換装置
EP3968507B1 (en) * 2019-05-07 2024-06-19 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device
JP7186381B2 (ja) * 2019-09-18 2022-12-09 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電力変換装置
JP7190664B2 (ja) * 2019-09-18 2022-12-16 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電力変換装置
JP7493711B2 (ja) * 2019-11-22 2024-06-03 株式会社アパード 電力変換器とその制御方法
TWI743652B (zh) * 2020-01-09 2021-10-21 呂錦山 具新型ｔｔ控制之零電壓電力逆變電路
WO2021166233A1 (ja) * 2020-02-21 2021-08-26 住友電気工業株式会社 電力変換装置、それを含む車両及び制御方法
US11502613B2 (en) * 2020-08-18 2022-11-15 Lear Corporation DC-DC converter that applies a dual active bridge rectifier topology
CN115720045A (zh) * 2021-08-24 2023-02-28 中山旭贵明电子有限公司 可升降压的双向直流-直流电源转换装置及其控制方法
US12107507B2 (en) * 2021-09-02 2024-10-01 Rivian Ip Holdings, Llc Dual active bridge converter control with switching loss distribution
US20240055996A1 (en) * 2022-08-12 2024-02-15 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Electronic transformer for current sharing and load-independent voltage gain
CN117155135B (zh) * 2023-10-27 2024-01-30 国网湖北省电力有限公司经济技术研究院 一种隔离型dc/dc变换器结温控制方法、装置及设备

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN203911764U (zh) * 2014-06-11 2014-10-29 陕西科技大学 一种适用于服务器的高轻载效率的数字电源
WO2015072009A1 (ja) * 2013-11-15 2015-05-21 オリジン電気株式会社 双方向コンバータ
CN105305829A (zh) * 2015-09-25 2016-02-03 北京理工大学 电流型单向dc-dc变换器及对称双pwm加移相控制方法
CN105634286A (zh) * 2016-01-28 2016-06-01 山东鲁能智能技术有限公司 基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方法

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8587975B2 (en) * 2010-04-01 2013-11-19 Arizona Board Of Regents For And On Behalf Of Arizona State University PWM control of dual active bridge converters
JP6019770B2 (ja) * 2012-06-01 2016-11-02 株式会社明電舎 双方向絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御装置
JP5929703B2 (ja) * 2012-10-22 2016-06-08 三菱電機株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
US9515562B2 (en) * 2013-03-05 2016-12-06 Futurewei Technologies, Inc. LLC resonant converters
JP6049861B2 (ja) * 2013-03-28 2016-12-21 三菱電機株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2015181329A (ja) * 2014-03-04 2015-10-15 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電力変換装置
JP6003932B2 (ja) * 2014-03-11 2016-10-05 トヨタ自動車株式会社 電力変換装置及びその起動方法
JP6307368B2 (ja) * 2014-06-27 2018-04-04 新電元工業株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御装置及びその制御方法
JP6343187B2 (ja) * 2014-06-27 2018-06-13 新電元工業株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御装置及びその制御方法
JP6102898B2 (ja) * 2014-11-27 2017-03-29 トヨタ自動車株式会社 電力変換装置
JP6586912B2 (ja) * 2015-08-31 2019-10-09 サンケン電気株式会社 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2017070083A (ja) * 2015-09-30 2017-04-06 サンケン電気株式会社 共振型双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ
US10243476B2 (en) * 2015-12-24 2019-03-26 Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki Power conversion device and power conversion method
CN110945771B (zh) * 2017-08-23 2022-12-06 三菱电机株式会社 Dc/dc转换器
JP6963487B2 (ja) * 2017-12-14 2021-11-10 シャープ株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP6752335B2 (ja) * 2018-07-10 2020-09-09 シャープ株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
US10998826B2 (en) * 2019-02-20 2021-05-04 Sharp Kabushiki Kaisha Converter provided with control unit that performs switching control for switching elements

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015072009A1 (ja) * 2013-11-15 2015-05-21 オリジン電気株式会社 双方向コンバータ
CN203911764U (zh) * 2014-06-11 2014-10-29 陕西科技大学 一种适用于服务器的高轻载效率的数字电源
CN105305829A (zh) * 2015-09-25 2016-02-03 北京理工大学 电流型单向dc-dc变换器及对称双pwm加移相控制方法
CN105634286A (zh) * 2016-01-28 2016-06-01 山东鲁能智能技术有限公司 基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
WO2018216294A1 (ja) 2018-11-29
US10897210B2 (en) 2021-01-19
US20200144926A1 (en) 2020-05-07
JPWO2018216294A1 (ja) 2020-05-21
CN110663165A (zh) 2020-01-07
JP6722353B2 (ja) 2020-07-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN110663165B (zh) Dc/dc转换器
US10498247B2 (en) DC-DC converter
CN110707930B (zh) Dc/dc变换器
JP4910525B2 (ja) 共振型スイッチング電源装置
JP3861871B2 (ja) スイッチング電源装置
US20110051468A1 (en) Switching power-supply apparatus
JP2007166887A (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法
JP6009003B2 (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP4439979B2 (ja) 電源装置
JP2013236428A (ja) 直流変換装置
US11973440B2 (en) Isolated DC/DC converter with secondary-side full bridge diode rectifier and asymmetrical auxiliary capacitor
JP2013038876A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びバッテリ充電器
JP3574849B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ装置
KR100874809B1 (ko) 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3레벨 직류-직류 컨버터
JP3882809B2 (ja) スイッチング電源装置
CN115912920A (zh) 一种双向谐振型直流变换器的控制方法及控制电路
JP2023502975A (ja) 直接電力変換器
KR20070117930A (ko) 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3레벨 직류-직류 컨버터
JP4533654B2 (ja) 電源装置
JP2005020948A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
KR101023576B1 (ko) 소프트 스위칭 하프브릿지 직류-직류 컨버터 및 이를 이용한 스위칭 전원장치
JP2022176011A (ja) ソフトスイッチングコンバータ
JP6417543B2 (ja) スイッチング電源装置
JP2023114686A (ja) 電力変換装置
JP2020167916A (ja) 力率改善コンバータ

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant