JP4533654B2

JP4533654B2 - 電源装置

Info

Publication number: JP4533654B2
Application number: JP2004109710A
Authority: JP
Inventors: 仁浩西嶋
Original assignee: 有限会社大分Ｔｌｏ
Priority date: 2004-04-02
Filing date: 2004-04-02
Publication date: 2010-09-01
Anticipated expiration: 2024-04-02
Also published as: JP2005295731A

Description

本発明は、電源装置に関し、より詳しくは、低出力電流リップル特性と高速負荷応答特性を実現するための技術に関する。

ディジタルICの高性能化・高クロック化が進むに連れて、ICの駆動電圧は低下し、逆に、消費電流は増加の一途を辿っている。これに伴い、IC用のスイッチング電源には、瞬間的な大電流変動に高速応答することが求められており、応答が遅ければ、遅延期間中の電力補償のために大容量で低内部等価直列抵抗（以下ESRとも言う）の出力平滑コンデンサが必要となるため、電源の大型化に繋がってしまう。しかし、応答特性を高めるために、出力平滑用のL−Cフィルタ（インダクタと出力平滑コンデンサによるフィルタ）を小さくすると、出力平滑コンデンサに三角波状の大電流リップル（無駄な交流成分）が流れ、本来の役割である出力平滑特性が悪化する。一方、応答を高めるために、スイッチ素子のスイッチング周波数を高めた場合、スイッチング動作に伴う電力損失が増加するため限界がある。

そこで、これらの問題を解決するために、多相方式の電源が一般的に用いられる。これは、従来の電源回路を複数個並列につないで、それぞれの位相をずらして駆動させるという方式である。これにより、各電源から生成される多相の三角波電流波形が出力端で足しあわされ、出力電流リップルが低減される。また、相数に比例して等価的なスイッチング周波数が高まるので、応答特性が改善される。したがって、出力平滑コンデンサへの負担が大幅に軽くなり、コンデンサの小型化が可能となる。
USP 4,713,742（２相式非絶縁形降圧コンバータ）

しかし、上記した多相方式では、相数に比例して部品点数が増加するため、高コスト化は避けられない問題となる。

本発明に係わる電源装置は、正側端子、負側端子、及び中間点の少なくとも３つの端子を持つ電源部と、前記電源部の正負端子に直列接続された第１及び第２のスイッチ素子からなるスイッチング部と、前記電源部の中間点と前記スイッチング部の中間点との間に1次巻線が直列接続された第１及び第２のトランスからなるトランス部と、前記第１のトランスの2次巻線に接続された第１の整流素子と、前記第２のトランスの2次巻線に接続された第２の整流素子と、前記第１及び第２の整流素子の接続点と前記トランス部の2次巻線の接続点との間に接続された第１の出力平滑コンデンサと、前記スイッチング部のスイッチングを制御する制御部と、を有し、前記制御部は、第１の期間として、前記スイッチング部の第１のスイッチ素子のみをオンさせ、第２の期間として、前記スイッチング部の第１及び第２のスイッチ素子を両方ともオフさせ、第３の期間として、前記スイッチング部の第２のスイッチ素子のみをオンさせ、第４の期間として、前記スイッチング部の第１及び第２のスイッチ素子を両方ともオフさせる制御を繰り返し行い、前記第１の期間において、前記第１の整流素子のみを導通させ、前記第２の期間において、前記第１及び第２の整流素子を導通させ、前記第３の期間において、前記第２の整流素子のみを導通させ、前記第４の期間において、前記第１及び第２の整流素子を導通させることにより、前記第１及び第２のトランスの励磁インダクタンス成分に、２相の三角波電流波形を誘導し、前記２相の三角波電流波形が、前記第１及び第２の整流素子によって足しあわされ、さらに、前記第１の出力平滑コンデンサによって平滑されることにより、直流電圧を負荷に供給するものである。

なお、前記電源部として、図１に示すように、入力直流電源Viと、前記電源と直列接続された第１及び第２の入力平滑コンデンサCiaとCibを用いてもよい。

また、前記電源部として、図１５に示すように、入力直流電源Viと、前記電源の負側端子に一端が接続され、前記トランス部の一端に他端が接続された、第１の入力平滑コンデンサCiを用いてもよい。

また、前記電源部として、図１６に示すように、入力直流電源Viと、前記電源の正側端子に一端が接続され、前記トランス部の一端に他端が接続された、第１の入力平滑コンデンサCiを用いてもよい。

また、前記第１の整流素子を第３のスイッチ素子に変換し、前記第２の整流素子を第４のスイッチ素子に変換してもよい。この際、前記制御部は、前記第３のスイッチ素子を前記第１のスイッチ素子と交互にスイッチングさせ、前記第４のスイッチ素子を前記第２のスイッチ素子と交互にスイッチングさせるようにしてもよい。

また、前記電源装置の２相の励磁電流波形が正負に振れるようにし、前記第１のスイッチ素子と前記第３のスイッチ素子のスイッチング転換時に、両方のスイッチがオフとなるデッドタイム期間を作り、同様に、前記第２のスイッチ素子と前記第４のスイッチ素子のスイッチング転換時に、両方のスイッチがオフとなるデッドタイム期間を作るようにしてもよい。これにより零電圧ソフトスイッチングが実現できる。

本発明の電源装置（コンバータ）は、少ない部品数で従来型の２相式の絶縁形コンバータと同様の特性が得られるものであり、回路構成としては、ハーフブリッジ結合方式によるコンバータのトランスを２分割にし、且つ、出力平滑用インダクタを除去した前記の如く簡単な構成である。出力平滑インダクタの代わりには、各トランスの励磁インダクタンス成分が利用され、これらの励磁インダクタンス成分に誘導される２相の三角波電流波形を２次側整流回路によって足し合わすことで、低出力電流リップル特性と高速負荷応答特性を実現し、これにより出力平滑コンデンサの小容量化が可能となる。

発明を実施するための最良の形態を次の実施例と共に詳細に説明する。

図１に本発明の第１の実施例を示す。本例電源装置は、入力直流電源Viと、入力平滑コンデンサCia及びCibと、MOSFETであるスイッチ素子Sia及びSibと、1次巻線と２次巻線との極性が逆になっているトランスTaとTbと、整流素子であるダイオードDoa及びDobと、出力平滑コンデンサCoと、負荷Rとを含む。また、制御部は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulator）と、ドライバとを含む。

入力直流電源Viの正側端子は、入力平滑コンデンサCiaの一端と接続されており、他端は、入力平滑コンデンサCibの一端と接続されている。入力平滑コンデンサCibの他端は、入力直流電源Viの負側端子に接続されている。スイッチ素子Siaのドレインは、入力直流電源Viの正側端子に接続されており、スイッチ素子Siaのソースは、スイッチ素子Sibのドレインと接続されている。スイッチ素子Sibのソースは、入力直流電源Viの負側端子に接続されている。トランスTaの一端は、入力平滑コンデンサCia及びCibの接続点に接続され、他端は、トランスTbの一端と接続される。トランスTbの他端は、スイッチ素子Sia及びSibの接続点に接続される。

トランスTaの２次巻線の一端は、ダイオードDoaのアノードに接続されている。ダイオードDoaのカソードは、負荷Rの正極端子と出力平滑コンデンサCoの一端とダイオードDobのカソードと接続されている。トランスTaの２次巻線の他端は、負荷Rの負極端子と出力平滑コンデンサCoの他端とに接続されている。トランスTbの２次巻線の一端は、ダイオードDobのアノードに接続されている。ダイオードDobのカソードは、負荷Rの正極端子に接続されている。トランスTbの２次巻線の他端は、トランスTaの２次巻線の他端に接続されている。

本実施例における回路動作を説明するために、図２に示す等価回路を用いる。ここで、各トランスの励磁インダクタンス成分はLia、Libとし、Ta、Tbは理想トランスとする。また、トランスの1次巻線と２次巻線との巻数比をn:1とする。

なお、スイッチ素子Siaのドレイン・ソース間電圧をVSiaとし、ドレイン・ソース間電流をisiaとする。同様に、スイッチ素子Sibのドレイン・ソース間電圧をVsibとし、ドレイン・ソース間電流をisibとする。トランスTaの１次巻線電圧をVTiaとし、１次巻線を流れる電流をiTiaとする。また、トランスTaの励磁インダクタンス成分Liaを流れる電流をiLiaとする。同様に、トランスTbの１次巻線電圧をVTibとし、１次巻線を流れる電流をiTibとし、励磁インダクタンス成分Libを流れる励磁電流をiLibとする。ダイオードDoaを流れる励磁電流をiDoaとし、ダイオードDobを流れる電流をiDobとする。負荷側へ流れる電流、つまり出力平滑コンデンサCoに流れ込む電流をioabとする。負荷Rの出力電圧をVoとする。

本回路は、図３〜図５の等価回路に示す３つのスイッチングモードを有し、図６の回路各部の電圧電流波形に示す様に、a〜dの電流動作モードを繰り返す。

先ず、電流動作モードaでは、図３に示す等価回路のように、スイッチ素子Siaがオン、Sibがオフとなり、２つのトランスが入力平滑コンデンサCiaと連結される。この期間において、トランスTaではダイオードDoaが逆バイアスされるため、2次巻線には電流が流れない。したがって、トランスTaの励磁インダクタンス成分Liaにエネルギーが蓄積される。一方、トランスTbではダイオードDobが順方向となるため、トランスTbを通して出力平滑コンデンサCoと負荷Rへエネルギーが供給される。なお、トランスTbの1次巻線に流れる電流iTiaは、トランスTaの励磁電流iLiaとトランスTbの励磁インダクタンス成分Libから放出される電流iLibの和となる。したがって、トランスTbの2次巻線から負荷側へ供給される電流ioabは、これらの励磁電流の和をトランスの巻数比nで割った値

となる。

電流動作モードbでは、図４に示す等価回路のように、両方のスイッチ素子Sia、Sibがオフとなり、各トランスの励磁エネルギーが各トランスの２次巻線を通して負荷へ放出される。したがって、負荷側へ供給される電流ioabは、電流動作モードaの式(1)と同じく、励磁電流の和をトランスの巻数比nで割った値となる。

電流動作モードcでは、図５の等価回路に示すように、スイッチ素子Siaがオフ、Sibはオンとなり、電流動作モードaと逆相の動作をする。つまり、２つのトランスが入力平滑コンデンサCibと連結され、トランスTaを通して負荷Rへエネルギーが供給される。したがって、このモードにおいても、負荷側へ供給される電流ioabは、式(1)と同じとなる。

電流動作モードdでは、電流動作モードbと同様に、両方のスイッチ素子Sia、Sibがオフとなり、各トランスの励磁エネルギーが各トランスを通して負荷側へ放出される。したがって、このモードにおいても、負荷側へ供給される電流ioabは、式(1)と同じである。

つまり、本コンバータから負荷側へ供給される電流ioabは、式(1)に示したように、常に両方のトランスの励磁電流の和をトランスの巻数比で割った値となる。

ところで、トランスTaの励磁電流iLiaは、図６の回路各部の電圧電流波形に示すように、電流動作モードaで増加、電流動作モードb〜dで減少を繰り返す三角波となり、一方、トランスTbの励磁電流iLibは、電流動作モードcで増加、電流動作モードd、a、bで減少を繰り返す、励磁電流iLibとは180°位相差の三角波となる。したがって、本コンバータから負荷側へ供給される電流ioabは、２相の三角波電流が足しあわされた波形となり、従来の２相式のコンバータと同様に低出力電流リップル特性と高速応答特性が得られる。

と表される。

と書き換えられる。

と表される。

定常状態において、励磁電流の増加量と減少量は等しいので、式(3)、(4)より、出力電圧Voは、

ただし、Ｄ＜0.5として表すことができる。

本実施の形態では、(5)式から明らかなように、時比率Dを調整することにより容易に出力電圧を調整可能となる。

スイッチング電源では通常、整流素子にダイオードを用いているが、この整流用ダイオードは、少なくとも0.5Vの順方向電圧降下が生じるため、低電圧電源においては、大幅に電力効率が低下してしまう。よって、低電圧出力の場合には、整流用ダイオードの代わりに半導体スイッチ素子を用い、トランスの２次巻線電圧波形に同期させてオン・オフさせる同期整流方式が有効である。この場合、FETのオン抵抗は数ｍΩと小さいため、電源効率

また、同期整流を行うには、図８に示すように、各トランスに巻きつけた３次巻線を、各スイッチ素子SoaとSobのゲート・ソース間に取り付けて、トランスの２次巻線電圧波形に同期させてスイッチ素子SoaとSobをスイッチングさせてもよい。

図９の模式図に示すように、FETスイッチ素子Sia、Sib、Soa、Sobは、寄生容量Csia、Csib、Csoa、Csobを持つ。そのため、スイッチ素子がオフの期間中に寄生容量に蓄えられていたエネルギーが、スイッチがオンした瞬間に短絡電流として放電され、スイッチングサージと電力損失を生み出す。このスイッチング転換時の問題を解決するために、図７に示した回路にソフトスイッチングと呼ばれる技術を適用する。ソフトスイッチングを実現するには、図１３に示すように、電流動作モードaと電流動作モードbの間に期間a'というスイッチ素子Sia及びSoaが両方ともオフとなる期間と、電流動作モードbと電流動作モードcの間に期間b'というスイッチ素子Sib及びSobが両方ともオフとなる期間と、電流動作モードcと電流動作モードdの間に期間c'というスイッチ素子Sib及びSobが両方ともオフとなる期間と、電流動作モードdと電流動作モードaの間に期間d'というスイッチ素子Sia及びSoaが両方ともオフとなる期間とを、デッドタイムとして設け、なおかつ、図１３に示すようにトランスの三角波状の励磁電流iLia、とiLibが、常に正負に振れるように励磁インダクタンスを設定すれば、ソフトスイッチングが可能となる。
上記のように、本実施の形態では、特別な部品などを追加することなく、デッドタイム期間a'、b'、c'及びd'において上記のようなスイッチング状態を生成することで実現できる。

図１４に示した本実施の形態を評価するために、以下の回路パラメータで実験したところ、同期整流スイッチSoa、Sobを流れる電流波形は図の様になり、出力平滑コンデンサに流れ込む電流リップルが少ないことが分かる。入力直流電圧Vi = 48V、出力電圧Vo = 1.5V、入力平滑コンデンサCia、Cibの容量Cia、Cib = 22μF、出力平滑コンデンサCoの容量Co = 200μF、トランスTa及びTbの巻数比6:1、スイッチング周波fs = 100kHz。

前述のように、ディジタルICの高性能化・高クロック化が進むに連れて、ICの駆動電圧は低下し、逆に、消費電流は増加の一途を辿っている。これに伴い、IC用のスイッチング電源には、瞬間的な大電流変動に高速応答する特性が求められる。本発明は、前記手段とする低コストの簡易型コンバータ構成によって、該出力電流の瞬間的な変動にスイッチング電源の応答速度を同時に追随させるであり、この種産業に多大な貢献を呈するものである。

第１の実施の形態に係る回路図である。第１の実施の形態に係る回路の等価回路を示す図である。第１の実施の形態に係る回路の電流動作モードaにおける等価回路を示す図である。第１の実施の形態に係る回路の電流動作モードb及びdにおける等価回路を示す図である。第１の実施の形態に係る回路の電流動作モードcにおける等価回路を示す図である。回路各部の電圧電流波形図である。第２の実施の形態に係る回路図である。第３の実施の形態に係る回路図である。第２の実施の形態に係る回路のＦＥＴの寄生成分の模式図である。第４の実施の形態に係る回路のソフトスイッチングを行う際の電流動作モードdにおける等価回路を示す図である。第４の実施の形態に係る回路のソフトスイッチングを行う際のデッドタイム期間d'における等価回路を示す図である。第４の実施の形態に係る回路のソフトスイッチングを行う際の電流動作モードaにおける等価回路を示す図である。第４の実施の形態における回路各部の電圧電流波形図である。第４の実施の形態に係る回路の２次側同期整流スイッチを流れる電流波形である。第１の実施例の電源部の変形例１を示す回路図である。第１の実施例の電源部の変形例２を示す回路図である。

符号の説明

Vi 入力直流電源
Sia、Sib、Soa、Sob スイッチ素子
Cia、Cib、Ci、Co コンデンサ
Ta、Tb トランス
Doa、Dob ダイオード
R 負荷

Claims

正側端子、負側端子、及び中間点の少なくとも３つの端子を持つ電源部と、前記電源部の正負端子に直列接続された第１及び第２のスイッチ素子からなるスイッチング部と、前記電源部の中間点と前記スイッチング部の中間点との間に1次巻線が直列接続された第１及び第２のトランスからなるトランス部と、前記第１のトランスの２次巻線に接続された第１の整流素子と、前記第２のトランスの２次巻線に接続された第２の整流素子と、前記第１及び第２の整流素子の接続点と前記トランス部の２次巻線の接続点との間に接続された第１の出力平滑コンデンサと、前記スイッチング部のスイッチングを制御する制御部とからなる電源装置において、低出力電流リップル特性と高速負荷応答特性を得るため、前記制御部は、第１の期間において、前記スイッチング部の第１のスイッチ素子のみをオンさせ、第２の期間において、前記スイッチング部の第１及び第２のスイッチ素子を両方ともオフさせ、第３の期間において、前記スイッチング部の第２のスイッチ素子のみをオンさせ、第４の期間において、前記スイッチング部の第１及び第２のスイッチ素子を両方ともオフさせる制御を繰り返し行い、前記第１の期間において、前記第１の整流素子のみを導通させ、前記第２の期間において、前記第１及び第２の整流素子を導通させ、前記第３の期間において、前記第２の整流素子のみを導通させ、前記第４の期間において、前記第１及び第２の整流素子を導通させることにより、前記第１及び第２のトランスの励磁インダクタンス成分に、２相の三角波電流波形を誘導し、前記２相の三角波電流波形が前記第１及び第２の整流素子によって足しあわされ、さらに、前記第１の出力平滑コンデンサによって平滑されることにより、直流電圧を負荷に供給することを特徴とする電源装置。
正側端子、負側端子、及び中間点の少なくとも３つの端子を持つ電源部と、前記電源部の正負端子に直列接続された第１及び第２のスイッチ素子からなるスイッチング部と、前記電源部の中間点と前記スイッチング部の中間点との間に1次巻線が直列接続された第１及び第２のトランスからなるトランス部と、前記第１のトランスの２次巻線に接続された第３のスイッチ素子と、前記第２のトランスの２次巻線に接続された第４のスイッチ素子と、前記第３及び第４のスイッチ素子の接続点と前記トランス部の2次巻線の接続点との間に接続された第１の出力平滑コンデンサと、前記スイッチング部のスイッチングを制御する制御部からなる電源装置において、低出力電流リップル特性と高速負荷応答特性を得るため、前記制御部は、第１の期間において、前記第１と第４のスイッチ素子のみをオンにし、第２の期間において、前記第３と第４のスイッチ素子のみをオンにし、第３の期間において、前記第２と第３のスイッチ素子のみをオンさせ、第４の期間において、前記第３と第４のスイッチ素子のみをオンさせる制御を繰り返し行って、前記第１及び第２のトランスの励磁インダクタンス成分に、２相の三角波電流波形を誘導し、前記２相の三角波電流波形を、前記第３及び第４のスイッチ素子によって足しあわせ、さらに、前記第１の出力平滑コンデンサによって平滑して、直流電圧を負荷に供給することを特徴とする電源装置。
制御部は、電源装置の２相の励磁電流波形を正負に振らせ、前記第１のスイッチ素子と前記第３のスイッチ素子のスイッチング転換時に、両方のスイッチがオフとなるデッドタイム期間を作り、同様に、前記第２のスイッチ素子と前記第４のスイッチ素子のスイッチング転換時に、両方のスイッチがオフとなるデッドタイム期間を作ることで、零電圧ソフトスイッチングを行うことを特徴とする請求項２記載の電源装置。」