JPS5944872B2

JPS5944872B2 - 電力制御回路

Info

Publication number: JPS5944872B2
Application number: JP52138760A
Authority: JP
Inventors: 正紀石井; 一雄亀谷
Original assignee: EASTERN STEEL
Current assignee: EASTERN STEEL
Priority date: 1977-11-18
Filing date: 1977-11-18
Publication date: 1984-11-01
Also published as: JPS5472443A; US4292544A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は電力制御回路に関し、電源からの供給電力に対
し、出力端に取り出される制御された出力電力の比率、
すなわち電力変換効率が優れ、電源変動および負荷変動
に対しても安定した出力が得られ、制御応答も速く、し
かも軽量小型、高信頼性である新しい概念に基づいた電
力制御回路を提供することを目的としている。

また以下の説明から理解されるように、本発明は、例え
ば各種の電力増幅器、直流一交流電力変換器、交流一交
流電力変換器、直流安定化電源、交流安定化電源等やそ
の他種々の応用分野に非常に効果的に適用されうるもの
である。すなわち本発明は、直流電源、第１のトランジ
スタおよびトランスの直列回路、並びに直流電源、第２
のトランジスタ、トランスおよび励磁コイルの直列回路
を構成し、前記トランスの１次巻線に励磁電流を流して
エネルギを蓄積した後、該１次巻線に前記励磁電流とは
逆方向の電流を流して、前記トランスの２次巻線から１
次巻線に流れる電流により生じた電流とを同時に重畳整
流して出力を得ることを特徴とする電力Ｆｂｌ脚回路で
ある。

以下図面を参照して本発明の基本的考え方を説明する。
本発明の基本回路を第１図に示す。図中、Ｔ１はトラン
スで、１次巻線Ｌ１および２次巻線Ｌ２から成る。直流
電源Ｅ１、トランジスタＱ１およびトランスＴｌＯ）１
次巻線Ｌ，の直列回路、並びに直流電源Ｅ２、トランジ
スタＱ２、トランス０）１次巻線Ｌ，および励磁コイル
Ｌ３の直列回路を構成し、トランスＴｌＯ）２次巻線Ｌ
２はダイオードＤ１を介し負荷Ｒ１に接続されている。
第１図における回路各部の電流波形を第２図のＡ，ｂ，
ｃに示し、以下に回路動作を説明する。

まず第２図のａに関して述べると、時刻ＴＡにおいて、
トランジスタＱ１のペース電流１ＢＩを供給し、トラン
ジスタＱ１を導通させトランスＴｌＯ）１次巻線Ｌ１に
励磁電流１／を供給する。これによりトランスＴ，の２
次巻線Ｌ２に誘起電圧を生じ．るが、該誘起電圧はダイ
オードＤ１に対し逆極性となるので、２次電流１２は流
れず、前記励磁電流１／は零から時間ｔとともに負方向
に増加する。すなわちトランスＴ１のコア内に生じる磁
束Φが増加する。時刻ＴＢにおいて、トランジスタＱ１
のベース電流１Ｂ１を遮断して、トランジスタＱ，を非
導通とすると同時に、トランジスタＱ２のベース電流Ｉ
Ｂ２を供給し、トランジスタＱ２を導通させる。

これによりトランスＴ，Ｏ）１次巻線Ｌ１に流れる励・
磁電流１１′は遮断され零となるが、前記１次巻線Ｌ１
に１次電流１，が流れる。さらに励磁コイルＬ３は誘導
性であるので、前記１次電流１１は零から時間ｔととも
に増加する。したがつて時間ＴＡ〜ＴＢにトランスＴ１
に蓄積されたエネルギによつて、時刻ＴＢで２次巻線Ｌ
２にフライバツク電圧を生じ、トランスＴ１のコア内に
生じる磁束Φが連続となるように２次電流１２を流す。
時刻Ｔｃにおいて、トランジスタＱ２が非導通となると
、１次電流１１が遮断し、零となる。

すなわちトランスＴ１内のエネルギが零の状態を第２図
に示しているが、一方励磁コイルＬ３には遮断される瞬
間まで流れていた１次電流１１によりエネルギが蓄積さ
れている。時間ＴＢ−ＴＯにおいて、前記２次電流１２
は第２図のａの〔Ｌ１′〕斜線部分で示すように、時間
ｔとともに減少する。

また、２次巻線Ｌ２に生じる誘起電圧はダイオードＤ１
に対し同極性であるので、２次電流１２は第２図のａの
〔Ｌ１〕斜線部分で示すように、零から時間ｔとともに
増加する。したがつて時間ＴＢ−ＴＣにおける２次電流
１２は第２図のａの〔Ｌ１′〕と〔Ｌ１］斜線部分が重
畳された平坦な電流波形とすることができる。ここで説
明のため、第２図のｂにおいて再び最初の状態、すなわ
ちトランスＴ１および励磁コイルＬ３にエネルギが蓄積
されていない状態とする。

時刻ｔ！においてトランジスタＱ１を導通させると、ト
ランスＴ１の１次巻線Ｌ１に励磁電流１，′が流れ、該
励磁電流ｔ／は再び零から時間ｔとともに負方向に増加
する。時刻ＴｄにおいてトランジタＱ，を非導通とする
と同時に、トランジスタＱ２を導通させる。これにより
前記励磁電流１１′は遮断され零となるが、１次電流１
１は第２図のａと同様に零から時間ｔとともに増加する
。さらに時間ＴＫ−ＴＢ／を第２図のａに示す時間ＴＡ
−ＴＢより長くすれば、時刻ｔ〆において１次巻線Ｌ，
には第２図のａの時刻ＴＢにおける電流値よりも大きな
値の電流が流れ、トランスＴ１に蓄積されるエネルギも
大きく、しかもトランスＴ１のコア内に生じる磁束Φも
増大する。さらに前記磁束Φが連続となるように、２次
巻線Ｌ２に２次電流１２を流す。時刻ｔ♂においてトラ
ンジスタＱ２を非導通とすると、１次電流１１は零にな
る。時間ｔｌ〜Ｔｄにおいて、励磁電流１１２によつて
誘起された２次電流１２は第２図のｂの〔Ｌ，′〕斜線
部分で示すように、時間ｔとともに減少する。また１次
電流１１によつて生じる２次電流１２は第２図のｂの〔
Ｌ１〕斜線部分で示すように時間ｔとともに増加し、時
刻ｔ〆において１次電流１，によつて生じる２次電流１
２は零となるが、時間Ｔｄ−ＴｄにおいてトランスＴ１
には蓄積されたエネルギが残つているため、第２図のｂ
の〔Ｌ／〕斜線部分が残り、励磁電流１１′によつて誘
起された２次電流１２は時間ｔとともに減少して、零に
なる。したがつて時間ｔ〆〜Ｔｄにおける２次電流１２
は第２図のｂの〔Ｌｌ７］と〔Ｌ１〕斜線部分が重畳さ
れた平坦な電流波形とすることができる。しかも時刻Ｔ
Ｂよりも時刻Ｔｄにおける２次電流１２の方が大きな電
流値で立上る。ここで上述の説明における時刻ｔ〆にお
いて、トランスＴ，には蓄積されたエネルギが残つてい
る伏態であり、トランジスタＱ２を非導通とすると同時
に、トランジスタＱ１を再び導通させるようにすれば、
第２図のｃの時間ＴＢ／／〜ｔｌに示すような動作電流
波形を得ることができる。

時刻ＴＡ′７において、トランスＴ１のコア内に生じる
残留磁束が連続となるように、励磁電流１／が零よりも
大きな値から立上り、時間ｔとともに負方向に増加する
。

したがつて時間ＴＡ７〜ＴＢ７は第２図のａの時間黛〜
ＴＢと同等とし、時刻ＴＢ′においてトランジスタＱ１
を非導通とすると同時に、トランジスタＱ２を導通させ
ると、励磁電流１１′は時刻Ｔ８における電流値よりも
小さな値に達した後、零となる。時刻ＴＢ／′において
、説明の都合上励磁コイルＬ３にエネルギが残つている
と仮定すると、１次電流１，は零からでなく、零より大
きな値から立上り、時間ｔとともに増加する。

したがつて時間ｔｌ−ｔ♂において、１次電流１１によ
つて生じる２次電流１２も第２図のＣＣＬｌ〕斜線部分
に示すように零より大きな値から立上り、時間ｔととも
に増加する。時刻ｔ♂において、トランジスタＱ２を非
導通とすると、１次電流１１は零となり、第２図のｃの
〔Ｌ１〕斜線部分も零となる。さらに時間ｔ♂〜ｔｌに
おいて、トランスＴ，には蓄積されたエネルギが残つて
いるため、２次電流１２は第２図のｃの〔Ｌ，′］斜線
部分となり、時間ｔとともに減少し、零となる。したが
つて時間ｔｌ−ｔ♂における２次電流１２は、第２図の
ｃの〔Ｌ１′〕と〔Ｌ１〕斜線部分が重畳された平坦な
電流波形とすることができる。しかも時刻ｔｌにおける
２次電流１２は第２図のｂの時刻ＴＢ′よりも大きな電
流値で立上る。なお第１図の基本回路だけでは時刻ｔｌ
に励磁コイルＬ３にエネルギが残つていることはあり得
ないが、本発明の基本的考え方を説明するためにこのよ
うな仮定を行つた。この仮定部分の具体的手段は第４図
以降の実施例により明らかにされる。以上の説明からも
明らかなごとく、トランスＴ１の２次巻線Ｌ２からダイ
４−ドＤ１を通して得られる２次電流１２は、トランス
Ｔ１に蓄積されたエネルギと、１次巻線Ｌ１に流れる立
上り電流を加算した電流値に比例する。

したがつてトランスＴ１に蓄積されるエネルギと、励磁
コイルＬ３の残留エネルギを制御することにより、前記
２次電流１２が制御できる。すなわち本発明によれば、
２次電流１２は時間ｔに対し平坦な電流波形が得られ、
しかもその電流値を制御して取り出すことができる。

トランスＴ１に蓄積するエネルギは、トランスＴ１のコ
ア内に生じる磁束Φを飽和磁束密度以下になるようにし
なければならないが、２次電流１２としては１次電流１
１の立上り電流が加算されるため、飽和磁束密度寸前で
トランスＴ，に蓄積されるエネルギにより得られる以上
の電流値を得ることができる。また、第１図に示す基本
回路図は２個の直流電源および２個のトランジスタを用
いて構成しているが、第３図に示す回路図のように、１
個の直流電源および４個のトランジスタを用いても第２
図と同様に動作させることができる。

すなわち第３図は、直流電源Ｅ・第１のトランジスタＱ
１、トランスＴ１の１次巻線Ｌ１および第３のトランジ
スタＱ３の直列回路、並びに前記直流電源Ｅ２、第２の
トランジスタＱ２、トランスＴ１の１次巻線Ｌ１、励磁
コイルＬ３および第４のトランジスタＱ４の直列回路を
構成し、前記トランスＴ１の２次巻線Ｌ２はダイオード
Ｄ１を介し負荷Ｒ１に接続されている。

以上の構成において、トランジスタＱ１およびＱ３を同
時に導通するとともに、トランジスタＱ２およびＱ４を
同時に非導通とすることで、第１図に示す励磁電流１１
７に相当する電流を流し、その後トランジスタＱ２およ
びＱ４を同時に導通するとともに、トランジスタＱ１お
よびＱ３を同時に非導通とすることにより、第１図に示
す１次電流１１に相当する電流を流すことができる０こ
れにより第３図に示す回路は、第２図の動作説明と同様
に作用させることができる。

すなわち、１個の直流電源および４個のトランジスタか
らなる極性反転回路を設ければ、第１図と同様な電力Ｆ
Ｂｌ卿回路を提供できる０この実施例では電源が１個で
すむという利点がある。

本発明の一実施例を第４図に示し、以下これについて詳
細に説明する。

図中、Ｔ，ｌはトランスで、１次巻線Ｌｌｌおよび２次
巻線Ｌ，２からなり、またＴ２ｌは他のトランスで、１
次巻線Ｌ２ｌおよび２次巻線Ｌ２２からなる。

Ｅｌ，，Ｅ２ｌは直流電源、Ｑｌｌ，Ｑ２ｌはトランジ
スタ、Ｄｌｌ，Ｄ２ｌはダイオード、ＲＬは負荷である
。直流電源Ｅ，ｌ、トランジスタＱｌｌ、トランスＴ２
，Ｏ）１次巻線Ｌ２ｌおよびトランスＴｌｌの１次巻線
Ｌｌｌからなる直列回路、並びに直流電源Ｅ２，、トラ
ンジスタＱ２，、トランスＴ２，の１次巻線Ｌ２ｌおよ
びトランスＴｌｌの１次巻線Ｌｌｌからなる直列回路を
構成し、さらにトランジスタＱ，ｌおよびＱ２ｌを交互
に導通、非導通させることにより、トランスＴ，，Ｏ）
２次巻線Ｌｌ２並びに他のトランスＴ２ｌＯ）２次巻線
Ｌ２２からダイオードＤｌｌおよびＤ２ｌを通して得ら
れる各整流出力が同極性となるように、前記両トランス
の２次巻線Ｌｌ２およびＬ２２を並列接続している０直
流電源第１のトランジスタ、第２のトランスのＪ次巻線
、第１のトランスの１次巻線の直列回路、並びに直流電
源、第２のトランジスタ、第２の下ランスの１次巻線、
第１のトランスの１次巻線の直列回路を構成すると共に
夫々のトランスは２次巻線を設け、両方のトランスの１
次巻線に流れる正方向および逆方向の時間とともに増加
する電流により、どちらか一方のトランスにエネルギを
蓄積すると共に、他方のトランスの２次巻線には該他方
のトランスの１次巻線に流れる電流により誘起される電
流と蓄積されていたエネルギにより生じた電流とを同時
に重畳整流せしめるもので、２つのトランスのうち一方
が交互に第１図および第３図に説明した励磁コイルの役
割を行うものである。次に第４図に示す回路各部の動作
電流波形を第５図に示す〇図中、時刻Ｔ。

において、トランジスタＱ，ｌのベース電流１Ｂ１１を
供給して、トランジスタＱ，ｌを導通させると同時に、
トランジスタＱ２ｌのベース電流１Ｂ２ぞ遮断して、ト
ランジスタＱ２ｌを非導通とする。他のトランスＴ２ｌ
に蓄積されたエネルギが残つていたとすると、１次電流
１１１は負の或る値で立上り、時間ｔとともに負方向に
増加する。さらにトランスＴｌｌに或る値のエネルギが
蓄積されていたとすると、１次巻線Ｌｌｌにより生じる
誘起電圧によつて、トランスＴｌｌの２次巻線Ｌｌ２か
らダイオードＤ，ｌを通して流れる２次電流１１２は、
第４図に示すごとく合成されて平坦な電流波形（（ただ
し、斜線部分はトランスＴｌｌに蓄積されたエネルギ分
を示す）である。時刻Ｔ，においてはトランスＴｌｌに
エネルギが残つている状態であり、トランジスタＱｌｌ
のベース電流１Ｂ１１を遮断し、トランジスタＱｌ，を
非導通とすると同時に、トランジスタＱ２，のベース電
流１Ｂ２１を供給して、トランジスタＱ２ｌを導通させ
ると、１次電流１，１は零となり、これにより２次電流
１１２も零となる。

こ＼でトランスＴｌｌのコア内の磁束Φが連続となるよ
うに、１次電流１２，は正の或る値で立上り、時間ｔと
ともに増加する。他のトランスＴ２ｌには１次電流１１
１によりエネルギが蓄積されているので、１次巻線Ｌ２
，により生じる誘起電圧によつて、他のトランスＴ２ｌ
の２次巻線Ｌ２２からダイオードＤ２ｌを通して流れる
２次電流１２２は第４図に示すごとく合成されて平担な
電流波形（ただし、斜線部分は他のトランスＴ２ｌに蓄
積されたエネルギ分を示す）である。したがつて、前記
２次電流１１２とＩ２２の合成電流１ｓは負荷ＲＬに連
続した直流電流を供給できる。

時刻Ｔ２においては、トランスＴｌｌにエネルギが残つ
ている状態であり、トランジスタＱ２ｌのベース電流１
Ｂ２１を遮断し、トランジスタＱ２，を非導通とすると
同時に、トランジスタＱ，，のベース電流１Ｂ１１を供
給して、再びトランジスタＱｌｌを導通させると、１次
電流１２，は零となり、これにより２次電流１２２も零
となる。

したがつて時間Ｔ。

−Ｔ２を一周期Ｔとし、上述の動作をくり返して連続し
た直流電流１ｓを負荷Ｒ，へ供給でき、これにより平坦
な直流電圧Ｅ。を得ることができる。この場合、直流電
源Ｅ，ｌおよびＥ２，から流れる１次合成電流１ｐは第
４図に示すような正負のパルス波となつて流れる。以上
の説明は、第４図におけるトランスＴｌ，の１次巻線Ｌ
ｌ，およびトランスＴ２，の１次巻線Ｌ２ｌのインダク
タンスが等しく、しかも回路動作が定常状態である場合
について述べたが、次に回路動作が過渡伏態である場合
について述べる。第４図の回路各部の動作電流、電圧波
形を第６図に示し、以下に回路動作を説明する。

時刻Ｔ，Ｏにおいて、トランスＴｌｌおよびＴ２ｌのエ
ネルギは零の状態であり、トランジスタＱ，，Ｑ）ベー
ス電流１Ｂ１１を供給して、トランジスタＱｌｌ，を導
通させると、１次電流１１１が零から増加するとともに
、２次電流１１２、すなわち合成電流１８も零から増加
し、負荷ＲＬの両端に生じる出力電王Ｅ。

も零から増加する。したがつてトランスＴ２，にエネル
ギが次第に蓄積されるが、１次巻線Ｌｌｌにも励磁電流
が流れて負荷Ｒ１に取り出すことのできない逆方向のエ
ネルギが蓄積される。これはトランスＴｌｌにエネルギ
が未だ蓄積されていないため、１次巻線Ｌｌｌに流れる
励磁電流を打消すことができないからであるが、トラン
スＴｌｌにＺ蓄積されるエネルギはトランスＴ２ｌに
蓄積されるエネルギよりも極めて少ない。なぜならば、
出力電圧Ｅ。が未だ非常に小さく、したがつて１次巻線
Ｌｌｌに印加される電圧も未だ非常に小さく、直流電源
Ｅ，ｌの入力はほとんど１次巻線Ｌ２，に印加トされる
ためである。時刻Ｔｌｌにおいて、トランジスタＱｌｌ
のベース電流１Ｂ１１を遮断して、トランジスタＱｌｌ
を非導通とすると同時に、トランジスタＱ２ｌのベース
電流１Ｂ２１を供給して、トランジスタＱ２ｌを導通さ
せる。

１次巻線Ｌ２ｌに蓄積されたエネルギは、２次電流１２
２となつて流れるが、１次巻線Ｌ，ｌには負荷ＲＬに取
り出すことのできない逆方向のエネルギが蓄積されてい
るので、１次巻線Ｌ，ｌに逆方向の誘起電圧を生じ、１
次電流１２１がトランジスタＱ２ｌに流れるのを妨げる
。

すなわち時刻Ｔｌｌにおいて、トランジスタＱ２ｌは導
通できる状態となつているが、コレクタ電流は流れない
。時刻Ｔｌ２において、再びトランジスタＱｌｌを導通
すると同時に、トランジスタＱ２ｌを非導通とすると、
トランスＴｌｌにはエネルギが蓄積されており、また他
のトランスＴ２ｌにもエネルギが残つているので、１次
電流１１１は大きな電流値で立上り、出力電圧Ｅｉ３は
さらに増加してゆく。

さらに時間Ｔ，Ｏ−Ｔｌ２を一周期Ｔとし、トランジス
タＱｌｌおよびＱ２，を交互に導通、非導通させ、しか
もトランスＴ，ｌおよびＴ２ｌの各巻線数がそれぞれ等
しいとすれば、出力電圧Ｅ。

はすなわち出力電力Ｅ。

は上式１からも明らかなように、周期Ｔに関係なく指数
関数的に連続して増加してゆく。また１次合成電流１ｐ
は正負交互に流れる鋸歯状波の脈流電流となるが、前記
周期Ｔにより前記鋸歯状波の問期は決定され、鋸歯状波
部分の振幅は前記周期Ｔが短かいほど小さくなる０第６
図に示す動作電流、電圧波形において、トラランジスタ
ＱｌｌＯ）１次電流１１１とトランジスタＱ２，Ｑ）１
次電流１１２とは電流振幅が異なつており、かつ鋸歯状
波の固期とトランジスタＱｌｌおよびＱ２ｌが導通、非
導通する周期Ｔは一致しているが、これはトランスＴｌ
ｌおよびＴ２ｌの残留エネルギが不均一であるためで、
トランジスタＱｌｌおよびＱ２ｌが導通、非導通する時
期を調整すれば、第５図に示す電流１ｐ波形のごとく１
次電流１１１およびＩ２ｌの振幅が等しくなり、これに
より鋸歯状波Ｔの聞期は下とすることができる。

また上式１から明らかなように出力電圧Ｅ。は｝手（た
だし、ＥＢ＝Ｅｌｌ＝１Ｅ２１）に達し、定常状態す
なわち定常値となるが、該定常値の出力電圧Ｅ。に対し
過渡状態すなわち過渡値の出力電圧Ｅ。が低いほど立上
りが急峻となる。時刻Ｔｌ３において、トランジスタＱ
ｌｌおよびＱ２ｌを同時に非導通とすると、トランスＴ
ｌｌおよびＴ２ｌの両方から蓄積されたエネルギが、２
次電流１１２およびＩ２２となつて同時に流出し、この
結果出力電圧Ｅ。はＥ。＝ＥＯ（０）・Ｅｌｌ・・・・
・・・・・２となる。ただし、上式２のＥ。（０）はト
ランジスタＱｌｌおよびＱ２ｌを同時に遮断したときの
出力電Ｆｉ．ｅＯの振幅で示され、指数関数的に連続し
て減少してゆく。また出力電圧Ｅ。は増加から減少に移
る時にも連続となる。すなわち第６図に示す動作波形の
ごとく、第４図の実施例を動作させれば、直流電源Ｅｌ
ｌおよび図の実施例を動作すれば、直流電源Ｅｌｌおよ
びＥ２ｌの入力電圧を異なつた直流電圧に変換するＤＣ
−ＤＣコンバータとして動作させることができ、しかも
回路定数を選択することにより、出力電圧Ｅ。

の立上りおよび立下りの時定数を任意に決定できる。さ
らに本発明は全て連続で、かつリツプルを含まない出力
電圧Ｅ。を得ることができる。次に第４図の他の動作波
形を第７図に示し、以下に図面を参照し、出力電圧Ｅ。

を制御する手段について説明する。出力電圧Ｅ。

が定常値に達する状態の少し手前の時刻をＴ２Ｏとする
。時刻Ｔ２Ｏにおいて、トランジスタＱｌｌを導通する
と同時に、トランジスタＱ２，を非導通とすると、出力
電圧Ｅ。は定常値になるべく時間ｔとともに増加してゆ
く。時刻Ｔ２ｌａにおいてトランジスタＱｌｌおよびＱ
２ｌを同時に非導通とすると、出力電圧Ｅ。は減少を始
める。時刻Ｔ２Ｏにおける出力電８ｅ０と同じ電圧値に
なる時刻Ｔ２ｌｂにおいて、トランジスタＱ２ｌを導通
すると同時に、トランジスタＱｌｌを非導通とすると、
出力電圧Ｅ。は再び増加してゆく。さらに時刻Ｔ，，ａ
における出力電８ｅ０と同じ電圧値となる時刻Ｔ２２ａ
において、トランジスタＱ，ｌおよびＱ２ｌを同時に非
導通とすると、再び出力電！１ｔｅ０は減少し始める。
時刻Ｔ２Ｏにおける出力電圧Ｅ。と同じ電圧値となる時
刻Ｔ２２ｂにおいて、再びトランジスタＱｌｌを導通す
ると同時に、トランジスタＱ２ｌを非導通とすると、出
力電８．ｅ０は再び増加してゆく。したがつて時間Ｔ２
Ｏ−Ｔ２２ｂを一周期Ｔとして、上述の動作をくり返す
ことにより、出力電圧Ｅ。

は三角伏の小さなリツプルをともない、しかも定常値よ
り低い値を保持することができる。次に時刻Ｔ２５にお
いて、トランジスタＱｌｌおよ．びＱ２ｌをともに非導
通とし、上述の時間Ｔ２ｌａ〜〜Ｔ２ｌｂより長い時間
を保つよう動作させれば、出力出圧Ｅ，は時刻Ｔ２Ｏに
おける電圧値よりも減少してゆく。

時刻Ｔ２Ｏ′において、再びトランジスタＱｌｌを導通
すると同時に、トランジスタＱｌ２を非導通とすると、
出力電圧Ｅ。は増加してゆく。出力電８ｅ０が少し増加
した時刻Ｔ２ｌ′ａにおいて、トランジスタＱ，ｌおよ
びＱ２，をともに非導通とすると、出力電８ｅ０は減少
し始め、時刻Ｔ２Ｏ′における出力電圧Ｅ。と同じ電圧
値となる時刻Ｔ２ｌ′ｂにおいて、トランジスタＱ２ｌ
を導通すると同時に、トランジスタＱ，ｌを非導通とす
れば、出力電圧Ｅ。は再び増加し始める。さらに時刻Ｔ
２／ａにおける出力電圧Ｅ。と同じ電圧値となる時刻Ｔ
２／ａにおいて、トランジスタＱｌ，およびＱ２ｌをと
もに非導通とすると、出力電圧Ｅ。は減少してゆくが、
時刻Ｔ２Ｏ′における出力電圧Ｅ。と同じ電圧値となる
時刻Ｔ２／ｂにおいて、トランジスタＱｌｌを導通する
と同時に、トランジスタＱ２ｌを非導通とすれば、再び
出力電圧Ｅ。は増加してゆく。したがつて時間Ｔ２Ｏ′
〜Ｔ２２′ｂを一周期Ｔとして、上述の動作をくり返す
ことにより、出力電圧ＥＯは三角状の小さなリツプルを
ともない、前述の時間Ｔ２Ｏ−Ｔ２３における出力電圧
Ｅ。

よりも低い値を保持することができる。直流電源Ｅ，，
およびＥ２ｌからの電流１ｐは時刻Ｔ２Ｏにおいて負の
或る値で立上り、時間ｔとともに負方向に増加し、時刻
Ｔ２ｌａにおいて負の最大値に達した後、零となる。

時刻Ｔ２ｌｂにおいて、電流１ｐは時刻Ｔ２Ｏにおける
電流絶対値と同じ正の値で立上り、時間ｔとともに増加
し、時刻Ｔ２２ａにおいて、時刻Ｔ２ｌａにおける電流
絶対値と同じ正の最大値に達した後、零となる。時刻Ｔ
２２ｂにおいて、電流１ｐは時刻Ｔ２Ｏにおける電流絶
対値と同じ負の値で立上り、時間ｔとともに負方向に増
加する。したがつて直流電源ＥｌｌおよびＥ２ｌからの
電流Ｉｐは、上述の動作をくり返し、時刻Ｔ２３におい
て、時刻Ｔ２２ａにおける電流絶対値と同じ正の最大値
に達した後、零となる。

次に時刻Ｔ２Ｏ′において、電流１ｐは時刻Ｔ２Ｏにお
ける電流絶対値よりも低い負の値で立上り、時間ｔとと
もに増加し、時刻Ｔ２ｌ′ａにおいて、時刻Ｔ２，ａに
おける電流絶対値よりも低い負の最大値に達した後、零
となる。

時刻Ｔ２ｌ′ｂにおいて、電流１ｐは時刻Ｔ２Ｏ′にお
ける電流絶対値と同じ負の値で立上り、時間ｔとともに
負方向に増加し、時刻Ｔ２２′ａにおいて、時刻Ｔ２ｌ
′ａにおける電流絶対値と同じ負の最大値に達した後、
零となる。時刻Ｔ２２′ｂにおいて、電流１ｐは時刻Ｔ
２Ｏ′における電流絶対値と同じ負の値で立立り、時間
ｔとともに負方向に増加するＯしたがつて、上述の動作
をくり返して、第６図に示すような直流電源Ｅｌｌおよ
びＥ２ｌからの電流Ｉｐ波形が得られる。

第７図において出力電！１Ｆ１．ｅ０の高い期間は、直
流電源ＥｌｌおよびＥ２ｌからの電流１ｐの立上り電流
絶対値力状きく、かつ前記電流１ｐが流れている期間に
対する前記電流１ｐが遮断されている零の期間の比率は
小さい。

また出力電圧Ｅ。が低い期間は、出力電圧Ｅ。が高い期
間に比較して、直流電源ＥｌｌおよびＥ２ｌからの電流
１ｐの立上り電流絶対値も小さいし、かつ前記電流１ｐ
が流れている期間に対する前記電流１ｐが遮断されてい
る零の期間の比率が大きくなつている。すなわち直流電
源ＥｌｌおよびＥ２ｌからの電流１ｐは不連続でも、出
力電圧Ｅ。は連続となる。以上の説明のごとく、トラン
ジスタＱｌｌおよびＱ２ｌを交互に導通、非導通する期
間の途中に、トランジスタＱｌｌおよびＱ２ｌをともに
非導通する期間を挿人し、かつトランジスタＱｌ，およ
びＱ２ｌのどちらか一方を導通する期間と、トランジス
タＱｌｌおよびＱ２ｌを同時に非導通する期間の比率を
変化させることにより、出力電圧Ｅ。

を定常値以下の任意な電王値に保持することができる。
出力電圧Ｅ。は連続的に変化させることも可能であり、
その制御応答を第８図に示す。すなわち出力電圧Ｅ。は
小さな振幅の三角状波形の連続で近似でき、したがつて
本発明は第５図に示した立上り、立下り速度よりも遅い
出力電！１１ＬｅＯ波形に対しても応答することができ
る。本発明の他の実施例を第９図に示し、以下これにつ
いて説明する。

ただし第９図は第４図と基本的に同じであるので、同部
品には同記号を付している。また１ａ，１ｂ，１ｃは直
流電源ＥｌｌおよびＥ２ｌの入力端子、２ａ，２ｂは出
力端子、３は差動増幅器、４はベース電流制御回路、５
は制御電圧Ｖ。

を入力する差動増幅器３の入力端子、Ｒｌ，Ｒ２は分圧
抵抗、Ｃ，はコンデンサ、６は電力制御回路を示す。さ
らに、トランジスタＱｌｌおよびＱ２ｌに並列接続され
たダイオードＤｌ３，Ｄｌ４は、第６図の説明でも述べ
たように逆電流を流すものである。すなわち、１次巻線
Ｌｌｌに蓄積されたエネルギは１次巻線Ｌｌｌに逆方向
の誘起電圧を生じさせ、また１次巻線Ｌ２ｌに蓄積され
たエネルギも１次巻線Ｌ２ｌに逆方向の誘起電圧を生じ
させる。

しかも１次巻線ＬｌｌおよびＬ２ｌに生じる逆方向の誘
起電圧は、直流電源Ｅｌｌおよび直流電源Ｅ２ｌの電源
電圧でクランプされるようになるため、直流電源Ｅｌ，
、ダイオードＤｌ３、１次巻線Ｌ２，およびＬｌｌの閉
回路、並びにダイオードＤｌ４、直流電源Ｅ２ｌ，ｌ次
巻線ＬｌｌおよびＬ２ｌの閉回路により逆方向電流は余
剰エネルギとして無駄なく直流電源ＥｌｌおよびＥ２ｌ
に回収される。したがつて各周期の初めにトランジスタ
Ｑ，ｌから必ず導通開始するように回路条件を設定して
おけば第６図に示す動作波形の一周期Ｔの長さを或る値
以下にすることにより、ダイオードＤ，４のみで逆方向
電流を処理することができ、ダイオードＤｌ３は不要と
することもできる。またダイオードＤｌ３およびＤｌ４
は出力電流の立上り時に、各トランスの１次、２次巻線
間のり−ケージインダクタンスにより、１次巻線に誘起
するスパイク電圧も直流電源ＥｌｌおよびＥ２ｌに回収
することができる。

従来のスイツチング電源において、フライバツク電圧の
立上り時に発生するスパイク電圧を直流電源に回収させ
るために、トランスにスパイク吸収用の専用巻線を設け
なければならなかつた。

しかし本発明の実施例によれば、トランスにスパイク吸
収用の専用巻線を設ける必要もなく、１次巻線に発生す
るスパイク電圧は、電源電圧でクランプされ、かつ余剰
エネルギとして直流電源に回収することができるので、
回路構成が簡単で、しかも電力損失もなくトランジスタ
Ｑｌ，およびＱ２，を過電圧破壊から防止することがで
きる。すなわち本発明の実施例は第９図に示すごとく、
第４図の回路に帰還回路を付加したもので、差動増幅器
３で出力端子２ａ，２ｂ間に得られる連続した三角波電
圧と、入力制御電圧Ｖｃを比較、増幅し、その差動出力
に応じてトランジスタＱｌ，およびＱ２ｌを導通、非導
通させる時期を制御して、前記入力制御電圧Ｖｃに比例
し、かつ相似的に連続した三角波電圧を負荷ＲＬの両端
に得ることを特徴とする電力制御回路である。今、正の
制御電圧Ｖｃが入力端子５に印加されると、差動増幅器
３で出力端子２ａ，２ｂ間の出力電８ｅ０と、正の制御
電圧Ｖｃを比較、増幅して、その差動出力はベース電流
匍脚回路４に供給される。

さらにベース電流制御回路４は出力端子２ａ，２ｂ間の
出力電圧Ｅ。が正の制御電８．Ｖｃに比例するように、
トランジスタＱ２ｌおよびＱｌｌを交互に導通、非導通
する時期、並びにトランジスタＱ２ｌおよびＱｌｌを同
時に非導通とする時期を制御している。これにより出力
電圧Ｅ。として正の制御電８．Ｖｃに比例した電圧値が
得られるが、出力電圧Ｅ。は分圧抵抗Ｒ，およびＲ２に
よりＲ２？・ＥＯに減衰され、差動増幅器３の他のＲ１
＋Ｒ２入力端子に加えられ、負帰還がかけられる。

した．Ｒ１＋Ｒ２がつて出力電８ｅ０はＥＯ；？・Ｖｃ
・・・・・・３Ｒ２となり、制御電圧Ｖ。

と相似の出力電圧Ｅ。が得られる０さらにコンデンサＣ
，は三角波伏の小さいリツプル、並びにトランジスタＱ
ｌｌおよびＱ２ｌのスイツチング時に生じる小さなスパ
イクを除去する必要がある場合に挿入するもので、あま
り大さな容量値は必要としない。第９図に示す実施例の
最も一般的な用途は直流安定化電源であり、制御電圧Ｖ
。

として固定あるいは可変できる基準電圧を使用すれば、
出力電圧ＥＯを固定あるいは可変することもできる。こ
の直流安定化電源は従来のスイツチング電源とは異なり
、出力段に複雑な平滑回路部品を必要とせず、小さな容
量値のコンデンサＣ１を必要なときのみ挿入するだけで
よいため、制御応答を非常に速くすることができ、トラ
ンジスタＱｌｌおよびＱ２，のスイツチング速度にもよ
るが、シリーズドロツパ式のリニア回路電源と同等の応
答速度とすることができるさらに回路各部を流れる電流
値は時間ｔによつて殆んど変化せず、ほぼ一定なので、
回路素子の選定も容易であるし、電力損失を少なくする
ことができる。また前述のごとくトランスの各巻線数も
少なくて済み、飽和磁束密度以上の出力が取り出せるの
で、コア損失も相対的に小さく、これによりトランス全
体の損失を小さくでき、しかもトランスを軽量小型とす
ることができる。さらに平滑回路を必要としないので、
平滑チヨークによる損失もないし、平滑コンデンサに大
電流を流入、流出させることによる損失もない。すなわ
ち本発明は損失が非常に小さく、したがつて電力効率の
優れたスイツチング電源を提供することができる。さら
に同電力を取り出す従来のスイツチング電源に比べ、本
発明は回路各部を流れる電流のピーク値が小さく、しか
もスパイク電流を効果的に直流電源に回収することがで
きるので、スパイクノイズを非常に少なくすることがで
きる。

上述の数数の理由により、軽量小型、高性能、高信頼性
、しかも安価なスイツチング電源回路が得られる。また
直流電源側と出力回路を直流的に絶縁するためには、差
動増幅器３およびベース電流制御回路４の増幅制御系の
途中にフオトカプラ等の結合手段を用いれば容易に入出
力絶縁型のスイツチング電源回路を提供できる。さらに
また本発明の実施例は制御電圧Ｖｃが交流である場合に
も適用でき、交流制御電圧Ｖｃと相似の出力電圧Ｅ。

が得られ、これにより直流から高い周波数の交流まで応
答することのできる電力制御回路を実現することもでき
る。したがつて本発明の用途は、一般の電力増幅器、サ
ーボアンプ、直流一交流電力変換器、交流一交流電力変
換器、交流定電圧電源、正から負まで連続して出力電圧
を可変できる直流安定化電源等、非常に広い分野に好適
である。

すなわち従来の電力増幅器はトランジスタ等の能動素子
をリニア回路で使用しているため、前記能動素子に必ず
損失をともなつていたが、本発明によれば能動素子はス
イツチング動作させるのみなので、前記能動素子の損失
は非常に小さい。

しかも本発明は第９図で説明したごとく合理的に動作さ
せることができるので、その電力効率は従来の電力増幅
器と比較して非常に高くすることができる。特に電力増
幅器のために、わざわざ電源トランスを用いた直流電源
を用意しなくても、商用電源を直接整流して直流電源と
しても、容易に信号の入力端子を商用ラインから絶縁で
きるので、安価で、しかも軽量小型の電力増幅器を提供
することができる。したがつて前述の各種用途に本発明
を適用すれば、高効率、高性能、軽量小型、高信頼性、
しかも安価な装置が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図：本発明の基本回路図、第２図：第１図の動作波
形を示す図、第３図：本発明の他の基本回路図、第４図
：本発明の一実施例を示す回路図、第５図：第４図の定
常状態における動作波形を示す図、第６図：第４図の過
渡状態における動作波形を示す図、第７図、第８図：第
４図の応用動作の説明に供する図、第９図：本発明の他
の実施例を示す回路図。Ｔ１・・・・・・トランス（Ｌ１・・・・・・１次巻線
、Ｌ２・・・・・・２次巻線）、Ｌ３・・・・・・励磁
コイル、Ｅｌ，Ｅ２，ＥＢ・・・・・・直流電源、Ｑ，
，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４・・・・・・トランジスタ、Ｄ１・
・・・・・ダイオード、ＲＬ・・・・・・負荷、Ｔｌ，
，Ｔ２，・・・・・・トランス（Ｌｌｌ，Ｌ２ｌ・・・
・・・１次巻線、Ｌ！２９Ｌ２２゜゜゜゛゜２次巻線）
）Ｅｌｌ９Ｅ２ｌ゜゜゜゜゜゜直流電源、Ｑ，ｌ，Ｑ
２ｌ・・・・・・トランジスタ、Ｄｌｌ，Ｄ２ｌ・・・
・・・ダイオード。

Claims

【特許請求の範囲】１第１の直流電源、第１のトランジスタおよびトラン
スの１次巻線の直列回路、並びに第２の直流電源、第２
のトランジスタ、前記トランスの１次巻線および励磁コ
イルの直列回路を構成し、前記トランスの１次巻線に励
磁電流を流すことにより蓄積されたエネルギによる電流
と、該１次巻線に流れる前記励磁電流とは逆方向の電流
により前記トランスの２次巻線に誘起される電流とを同
時に重畳整流して出力を得ることを特徴とする電力制御
回路。２直流電源、第１のトランジスタ、トランスの１次巻
線および第３のトランジスタの直列回路、並びに前記直
流電源、第２のトランジスタ、前記トランスの１次巻線
、励磁コイルおよび第４のトランジスタの直列回路を構
成し、片方の直列回路を用いて前記トランスの１次巻線
に励磁電流を流すことにより蓄積されたエネルギによる
電流と、他方の直列回路を用いて該１次巻線に流れる前
記励磁電流とは逆方向の電流により前記トランスの２次
巻線に誘起される電流とを同時に重畳整流して出力を得
ることを特徴とする電力制御回路。３直流電源、第１のトランジスタ、第２のトランスの
１次巻線、第１のトランスの１次巻線の直列回路、並び
に直流電源、第２のトランジスタ、前記第２のトランス
の１次巻線、前記第１のトランスの１次巻線の直列回路
を構成すると共に夫々のトランスには２次巻線を設け、
両方の直列回路を交互に用いて両方のトランスの１次巻
線に流れる正方向および逆方向の時間とともに増加する
電流により、どちらか一方のトランスにエネルギを蓄積
すると共に、他方のトランスの２次巻線には該他方のト
ランスの１次巻線に流れる電流により誘起される電流と
蓄積されていたエネルギにより生じた電流とを同時に重
畳整流せしめ、かつ両方のトランスの２次巻線から得ら
れる各整流出力が同極性となるように、第１および第２
のトランスの２次巻線を並列接続したことを特徴とする
電力制御回路。４特許請求の範囲第３項記載の電力制御回路において
、第１および第２のトランスの１次巻線に正方向および
逆方向の電流を流す期間の途中に、両電流を流さない期
間を挿入し、かつ両電流を流す期間と流さない期間の比
率を変化させることにより出力電圧を制御することを特
徴とする電力制御回路。５特許請求の範囲第３項記載の電力制御回路において
、第１のトランジスタと第２のトランジスタの少くとも
片方のトランジスタには逆極性になるごとくダイオード
が並列接続されていることを特徴とする電力制御回路。