JPS5932217Y2 - Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 この考案は直流電圧を交流電圧に変換し再びその交流電
圧を所定の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータの
改良に関する。

最近、回路構成が簡単で変換効率がよいということで、
ＤＣ−ＤＣコンバータの需要が多くなっている。

それにつれ、高い出力電圧を要求されるものも多く、こ
れらの場合トランスのコイル間の絶縁破壊を防ぐために
、倍電圧整流を行って出力電圧を得る方法がとられて釦
り、その−例を第１図に示す。

第１図にｐいて、１は直流電源であり、この直流電源１
の正側出力端と負側出力端の間には発振回路２が接続さ
れる。

な釦、上記電源１の負側出力端は接地されている。

上記発信回路２１／′ｉ、直流電圧を交流電圧に交換す
るものであり、たとえば次のように構成される。

すなわち、上記電源１の正側出力端と負側出力端との間
にはコンデンサ３が接続される。

上記コンデンサ３と電源１の正側出力端との接続点には
抵抗４を介してスイッチング素子たとえばＰＮＰ形トラ
ンジスタ５のベースが接続され、このトランジスタ５の
エミッタは接地される。

上記トランジスタ５のコレクタと電源１の正側出力端と
の間には、トランス６の巻数がＮ１ なる１次コイル（
以後単に第１コイルと称すル）６１が接続される。

上記トランジスタ５のベースは、コンデンサ７と抵抗８
とを直列に介してトランス６の巻数がＮ２なる第１の２
次コイル（以後単に第２コイルと称する）６２の一端に
接続され、この第２コイル６２の他端は接地される。

上記発振回路２には、負帰還回路（ブリッジ形検出回路
）９が接続される。

この負帰還回路９は、後述する第２の整流回路２３の出
力に応じて上記トランジスタ５のベース電圧を変化させ
ることにより、上記発振回路２の出力電圧を一定にする
ものであり、たとえば次のように構成される。

すなわちζＰＮＰ形トランジスタ１０のコレクタは、抵
抗１１を介して上記トランジスタ５のベースに接続され
る。

上記トランジスタ１０のベースは、抵抗１２を介して接
地されるとともに抵抗１３を介してツェナーダイオード
１４のカソードに接続される。

また、上記抵抗１３とツエナーダイオード１４との接続
点は、後述する第２の整流回路２３の出力端に接続され
る。

上記トランジスタ１０のエミッタは、ツェナーダイオー
ド１４のアノードに接続されるとともに抵抗１５を介し
て接地される。

上記トランス６の第２の２次コイル６ａの一端Ａには、
たとえば３倍電圧整流回路つ１り第１の製流回路１６の
入力端が接続される。

この第１の整流回路１６は、たとえば直列接続された３
つのダイオード１７．１Ｂ、１９とこれら各ダイオード
１７．１Ｂ、１９に対して図示のように接続されたコン
デンサ２０．２１．２２とによって構成されている。

なか、上記２次コイル６ａに設けられた中間タップＢは
接地されている。

また、上記２次コイル６ａの中間タップＢと他端Ｃとの
間に設けられた中間タップＤには第２の整流回路２３の
入力端が接続される。

この第２の整流回路２３は、ダイオード２４とコンデン
サ２５とによって構成されている。

また、上記２次コイル６ａの他端Ｃには第３の整流回路
２６が接続される。

この第３の整流回路２６は、ダイオード２７とコンデン
サ２８とによって構成されている。

な釦、上記２次コイル６ａの一端Ａと中間タップＢとの
間のコイルを巻数がＮ３なる第３コイル６３、上記中間
タップＢともう１つの中間タップＤとの間のコイルを巻
数がＮ４なる第４コイル６４、上記中間タップＤと２次
コイル６ａの他端Ｃとの間のコイルを巻数がＮ５なる第
５コイル６、と称する。

また、この実施例では、たとえば第１の整流回路１６か
らは＋３００Ｖ、第２の整流回路２３からは一１５Ｖ、
第３の整流回路２６からは一１００Ｖの各出力電圧を得
るものとする３次に、このような構成にかいて第２図に
示す各都電圧波形を参照しつつ動作を説明する。

たとえば今、図示しない電源スィッチを投入すると、電
源１の電圧ＶＩＮ７％抵抗４を介してトランジスタ５の
ベースに印加される。

これにより、トランジスタ５はオン状態となり、そのコ
レクタ電流Ｉｃが第１コイル６□に流れこむ。

このコレクタ電流Ｉｃによる第１コイル６、の起磁力に
よって第２コイル６□に生じた電圧はトランジスタ５を
順方向にバイアスし、よってトランジスタ５は急速に飽
和状態となる。

上記コレクタ電流Ｉｃは、第１コイル６、のインダクタ
ンスによって規定される値となり、ベース電流Ｉｂに対
して〔ＩＣ＝ｈｆ。

■ｂ〕の関係となった時（ｈｆｅはトランジスタ５の電
流増幅率である。

）それ以上増加しなくなる。これにより、トランス６の
鉄心中の磁束が一定となるため、各コイル６１ ・・・
６５の電圧は消滅し、トランジスタ５はカットオフ状態
となる。

トランジスタ５がカットオフ状態となると、通電中トラ
ンス６に蓄えられたエネルギによる振動電圧、つ１り第
２コイル６□の電圧はトランジスタ５のベース−エミッ
タ間に逆電圧として印加される。

すると、抵抗８を介して流れる電流によりコンデンサ７
が除々に充電され、再びトランジスタ５のエミッタベー
ス間に順方向のバイアスが与えられ、トランジスタ５は
オン状態となる。

このようにして、トランジスタ５がオン状態とカットオ
フ状態を交互に繰り返すことにより、トランジスタ５の
スイッチングが繰返される。

このような状態に釦いて、ダイオード２４．２７が逆極
性の振動電圧に対して導通方向に接続されているため、
トランス６に蓄えられたエネルギによる振動電圧により
ダイオード２４．２７に電流が流れ、コンデンサ２５．
２８は充電されていく。

また、第１コイル６１には、第２図ａに示すようにトラ
ンジスタ５がオン状態のと＠ ＣＶ ＩＮ−ＶＧＥ 〕
なる電圧が印加される。

な釦■ｃＥはトランジスタ５のコレクターエミッタ間飽
和電圧であり、この電圧ＶＯＥは入力電圧Ｖｍに比べ充
分小さい値とし、以下〔■ＩＮ−■ｃＥξｖ工Ｎ〕とす
る。

このとき、第４コイル６４の電圧は〔♂ＸＶＩＮ〕とな
る。

また、トランジスタ５がカットオフ状態のとき、第４コ
イル６４の電圧は負帰還回路９によりたとえば［−１５
Ｖ］に規制されるため、［−１５Ｖ−ダイオード２４の
順電圧降下〕となる。

な釦ダイオード２４の順電圧降下は［−１５Ｖ］に比べ
十分小さいため、以下［−１５Ｖ］とする。

また、第５コイル６５の電圧は、第４コイル６４の電圧
を規制するのに応じて（−１００Ｖ−ダイオード２７の
順電圧降下＝ｉｏｏｖ）となる。

これによす、トランジスタ５がカットオフ状態のとき第
１コイル６１の電圧は、第２図ａに示すように［１５Ｘ
式］となる。

また、第３コイル６３の電圧は、第２図ｄに示すように
トランジスタ５がオン状態のとき略〔く×Ｖ工Ｎ〕（負
の半波）となす、トランジスタ５がカットオフ状態のと
き略〔Ｎｊ（１５×穐）−めＸ １５］ （正の半波）
とＮ、Ｎ４ Ｎ４ なる。

しかして、電源が投入され、トランジスタ５がカットオ
フ状態のとき、つまり２次コイル６ａの一端Ａに正の半
波が表われたとき、ダイオード１７．１９が導通して充
電電流Ｉ２．Ｉ２が流れ、コンデンサ２０，２２はそれ
ぞれ充電されていく。

そして、トランジスタ５がオン状態となり、２次コイル
６ａの一端Ａに負の半波が現われたとき、ダイオード１
８が導通して充電電流Ｉ３が流れ、コンデンサ２１ば〔
コンデンサ２０の充電電圧＋ Ｎ、” ×ＶＩＮ ］
なる電圧に充電されていく。

そして、再びトランジスタ５がカットオフ状態となり、
２次コイル６ａの一端Ａに再び正の半波が現われたとき
、ダイオード１７．１９が導通して充電電流１１．Ｉ２
が流れる。

これにより、コンデンサ２０に［”Ｘ１５］なる電圧に
次電され、コンデンサ２２は’（当ｘ １５＋コンデン
サ２１の充電４ 電圧〕なる電圧に充電されていく。

その後、負荷と各コンデンサの容量とにより出力電圧が
完全に立上ると、接続点ａの電圧は第２図ｅに示すよう
に常に［’１ｘ１ｓ］となり、接続点すの電圧は第４ ２図ｆに示すように２次コイル６ａの一端Ａに正の半波
が現われたとき［索ｘ １５ ］となう、負の半波が現
われたときＣ’ Ｘ １５−ｔ−” Ｘ ＶＩＮ 〕と
なＮ４ Ｎす る。

また、接続点Ｃの電圧つ１り第１の整流回路１６の出力
電圧は、第２図ｇに示すように常にＮ Ｎ ［」Ｘ １５ ＋ −” ＸＶＩＮ十当×１５〕となる
。

こＮ４ Ｎ１ Ｎ。

のように、第１の整流回路１６の出力電圧はＮ３
Ｎ３ Ｎ５ −Ｘ １５＋−ＸＶＩＮ＋−ｘ １５ ４Ｎ４Ｎ４ ３Ｎ４ −ｘ ３ｏ ＋ −Ｘ ＶＩＮ 〔Ｖ〕”・（１）４Ｎ
１ となり、第３コイル６３の巻数Ｎ３を適正値に選択する
ことによりＣ＋ ３００ Ｖ ）が得られる。

（但し、ダイオード１７，１８．２０の値は無視できる
ものとする。

）ところで、入力電圧ＶＩＮが高くなると、負帰環回路
９により電流■１が多く引抜かれる。

これにより、トランジスタ５のベース電流Ｉｂが制御さ
れ、第２図ａｔｂに破線で示すように発振周波数が変化
されるので、第４コイル６４の電圧は［−１５Ｖ］に保
たれる。

しかしながら、第１の整流回路１６の出力電圧にかいて
は、前記（１）式に示すように入力電圧ＶＩＮがＪＶＩ
Ｎ変化すると［’ＸＪＶＩＮ：］変化することなる。

したがって、１ 各整流回路１６，２３，２６の出力電圧は、入力電圧Ｖ
ＩＮに対して第３図に示すように第１の整流回路１６の
出力電圧だけが安定化されない状態となってしまう。

また実際には、第３コイル６３の出力電圧波形にも各ダ
イオード１７．１８．１９のスイッチング遅れによるリ
ンギングが生じ、その電圧分が重畳されるという問題も
あった。

この考案は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的
とするところはたとえ入力電圧が変化してもその影響を
受けることなく、出力電圧の安定化が計れ、常に一定の
出力電圧を得ることができるＤＣ−ＤＣコンバータを提
供することにある。

以下、この考案の一実施例について図面を参照して説明
する。

な釦、第１図と同一部分には同一符号を付して詳細な説
明は省略する。

すなわちこの考案は、たとえば第４図に示すように発振
回路２と第１の整流回路１６との間にクランプ回路３０
を設けたものである。

上記クランプ回路３０はトランス６の第２の２次コイル
６ａの一端Ａの出力電圧のたとえば負の半波を所定電圧
たとえば［−１００ＶＩにクランプする回路であり、た
とえば次のように構成されている。

すなわち、ＰＮＰ形トランジスタ３１のコレクタは、抵
抗３２を介してダイオード３３のアノードに接続される
。

上記抵抗３２は、スイッチング時過渡的に流れる電流か
らトランジスタ３１が破壊されるのを防止するためのも
のである。

上記ダイオード３３と抵抗３２との接続点は第１の整流
回路１６の入力端に接続され、上記ダイオード３３のカ
ソードは２次コイル６ａの一端Ａに接続される。

上記トランジスタ３１のベース−エミッタ間には、抵抗
３４とダイオード３５とが直列接続される。

上記ダイオード３５は、トランジスタ３１のベース−エ
ミッタ逆電圧によりトランジスタ３１が破壊されるのを
防止するためのものである。

上記抵抗３４とダイオード３５の接続点は、第３の整流
回路２６の出力端に接続される。

また、上記トランジスタ３１のベースと第３の整流回路
２６の入力端との間には、抵抗３６とダイオード３７と
の並列回路が接続される。

上記ダイオード３７ば、トランジスタ３１のベースキャ
リアを速く引抜き、トランジスタ３１を速くカットオフ
させるためのものである。

な釦、上記トランジスタ３１のコレクターエミッタ飽和
電圧釦よび抵抗３２、ダイオード３５の電圧降下は、コ
ンデンサ２１の充電電圧に比べ充分小さく、無視できる
ものとする。

また、各ダイオード１７．１Ｂ、１９．２３の順電圧降
下も充分小さく、無視できるものとする。

次に、このような構成にかいて第５図に示す各部電圧波
形を参照しつつ動作を説明する。

まず、トランジスタ５がカットオフ状態のとき、２次コ
イル６ａの他端Ｃには負の半波が現われ、ダイオード２
７が導通状態となり、コンデンサ２８は〔−１００Ｖ〕
に充電される。

このとき、ダイオード２７が導通状態であるため、トラ
ンジスタ３１はカットオフ状態となる。

一方、２次コイル６ａの一端Ａには正の半波が現われ、
ダイオード３３．１７．１９が導通状態となり、コンデ
ンサ２０は（”Ｌａ Ｘ １ ｓ）なる電圧に充電され
、コンデンサ２２は７〔Ｎ＋ Ｘ １５＋コンデンサー
２１の充電４ 電圧〕なる電圧に充電される。

このように、トランジスタ５がカットオフ状態のときは
、従来の動作と同様である。

また、トランジスタ５がオン状態のとき、２次コイル６
ａの他端Ｃには正の半波が現われ、ダイオード２７がカ
ットオフ状態となり、このダイオード２７には２次コイ
ル６ａの他端Ｃに釦ける電圧の振幅に和尚する逆電圧が
印加される。

このとき、トランジスタ３１０ベースには抵抗３４．３
６で規制される電流が流れ、トランジスタ３１は飽和状
態となる。

一方、２次コイル６ａの一端Ａには負の半波が現われ、
ダイオード３３，１７．１９がカットオフ状態となり、
ダイオード１８が導通する。

これにより、充電電流Ｉ４が流れ、コンデンサ２１には
［”ｘｌｓ−（−１００）＝めＸ １５’＋１０ ＯＮ
Ｊ’なる電圧が４ 充電される。

すなわち、２次コイル６ａの一端Ａの負の半波が現われ
たとき、接続点ｄの電圧つ１り第１の整流回路１６の入
力電圧は第５図すに示すように［−１００Ｖ：）にクラ
ンプされるものである。

しかして、電源が投入され、トランジスタ５がカットオ
フ状態のとき、つ１す２次コイル６ａの一端Ａに正の半
波が現われたとき、ダイオード３３．１７．１９が導通
して充電電流１１．Ｉ２が流れ、コンデンサ２０．２２
はそれぞれ充電されていく。

そして、トランジスタ５がオン状態となり、２次コイル
６ａの一端Ａに負の半波が現われたとき、ダイオード１
８が導通するとともにトランジスタ３１が飽和状態とな
り、充電電流■４が流れる。

これにより、コンデンサ２１は〔コンデンサ２０の充電
電圧＋コンデンサ２８の充電電圧（−１００Ｖ））とな
る電圧に充電されていく。

そして再びトランジスタ５がカット状態となり、２次コ
イル６ａの一端Ａに再び正の半波が現われたとき、充電
電流■１．Ｉ２が流れる。

これにより、コンデンサ２２は［”Ｘ１５＋コンデンサ
２１４ の充電電圧〕なる電圧に充電されていく。

その後、負荷と各コンデンサの容量とにより出力電圧が
完全に立上ると、接続点ａの電圧は第５図Ｃに示すよう
に常に〔小×１５〕となり、接続点すの電圧４ は第５図ｄに示すように２次コイル６ａの一端Ａに正の
半波が現われたとき［Ｖｘ１ｓ］となり、ｏ、Ｄやっカ
、、わ。

□３ｏ叶支１．工、。。３よ４ なる。

また、接続点Ｃの電圧つ１り第１の整流回路１６の出力
電圧は、第５図ｅに示すように常に［」ｘ １５＋１０
０＋当×１５〕となる。

４Ｎ４ このように、第１の整流回路１６の出力電圧はＮ３
Ｉ５ −ＸＩ ５＋１００＋−Ｘ １５ Ｎ４ Ｉ４ シＸ３０Ｘ□。

。〔■〕４ であるので、［”Ｘ１５二１００〕となるように４ 第３コイル６３の巻数Ｎ３を選定することにより、入力
電圧ＶＩＮの影響を受けることなく、常に〔＋３００Ｖ
〕に安定化することができる。

また、第３コイル６３の出力電圧波形に各ダイオード１
７．１８．１９のスイッチング遅れによるリンキングが
生じても、第１の整流回路１６の出力電圧は影響を受け
ることがない。

なか、前記実施例では、トランス６の２次コイル６ａの
一端Ａに負の半波が現われたとき、クランプ電圧に電流
を引込む方式で安定化した場合について説明したが、こ
れに限らず負の半波が現われたとき、クランプ電圧から
電流を押出す方式で安定化してもよい。

すなわち、たとえば第６図に示すようにダイオード３３
に対して抵抗４０を並列に接続するとともに、接続点ｄ
と第３の整流回路２６の出力端との間にダイオード４１
を接続してクランプ回路３０を構成することにより、ク
ランプ電圧から電流Ｉ６を押出し、抵抗４０の降下電圧
を変化させて負の半波をクランプするものである。

また、第３の整流回路２６の出力電圧を利用してクラン
プしているが、これに限らずツェナーダイオードなどを
使用して独自にクランプ電圧を作っても同様に実施可能
である。

さらに、クランプ電圧は［−１００Ｖ］に限定されるも
のではなく、クランプ電圧を変えた場合、第３コイル６
３０巻数を変えることにより出力電圧を同じにし安定化
することも可能である。

以上詳述したようにこの考案によれば、発振回路を構成
するトランスの２次側から出力される交流電圧を第１の
整流回路で倍電圧整流し、上記トランスの２次側にかけ
る中間タップからの交流電圧を第２の整流回路で整流し
、この第２の整流回路の出力電圧で上記発振回路の発振
周波数を制御し、上記トランスの２次側から出力される
交流電圧を第３の整流回路で整流し、この第３の整流回
路の出力電圧で上記第１の整流回路に入力される整流電
圧をクランプするようにしたので、たとえ入力電圧が変
化してもその影響を受けることなく、出力電圧の安定化
が計れ、常に一定の出力電圧を得ることができるＤＣ−
ＤＣコンバータを提供できるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図
、第２図ａ−’−ｇは第１図に釦ける各部の電圧波形図
、第３図は第１図に釦ける整流回路の入力電圧と出力電
圧の関係を示す図、第４図はこの考案の一実施例を示す
回路構成図、第５図ａ〜ｅは同実施例に釦ける各部の電
圧波形図、第６図はこの考案の他の実施例を示す回路構
成図である。 ２・・・発振回路、５・・・ＰＮＰ形トランジスタ（ス
イッチング素子）、６・・・トランス、６□・・・第１
コイル（１次コイル）、６□・・・第２コイル（第１の
２次コイル）、６３・・・第３コイル、６４・・・第４
コイル、６５・・・第５コイル、６ａ・・・第２の２次
コイル、９・・・負帰還回路、１６・・・第１の整流回
路（倍電圧整流回路）、２３・・・第２の整流回路、３
０・・・クランプ回路、４３・・・クランプ回路。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 直流電圧を発生する直流電源と、スイッチング素子とト
   ランスとからなり直流電圧を交流電圧に変換する発振回
   路と、前記トランスの２次側から出力される交流電圧を
   直流電圧に整流するＤＣＤＣコンバータに釦いて、前記
   トランスの２次側から出力される交流電圧を倍電圧整流
   する第１の整流回路と、前記トランスの２次側に釦ける
   中間タップからの交流電圧を整流する第２の整流回路と
   、この第２の整流回路の出力電圧で発振回路の発振周波
   数を制御する負帰還回路と、前記トランスの２次側から
   出力される交流電圧を整流する第３の整流回路と、この
   第３の整流回路の出力電圧で前記第１の整流回路に入力
   される整流電圧をクランプするクランプ回路とを具備し
   たことを特徴とするＤ（、−ＤＣコンバータ。