JPS585590B2

JPS585590B2 - 電力制御回路

Info

Publication number: JPS585590B2
Application number: JP52091085A
Authority: JP
Inventors: 亀谷一雄
Original assignee: Toko Inc
Current assignee: Toko Inc
Priority date: 1977-07-29
Filing date: 1977-07-29
Publication date: 1983-01-31
Also published as: JPS5425419A; US4215391A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は電力制御回路に関し、電源からの供給電力に対
し、出力端に取り出される制御された出力電力の比率、
すなわち電力変換効率が優れ、電源変動および負荷変動
に対しても安定した出力が得られ、制御応答も速《、し
かも軽量小型、高信頼性である新しい概念に基すいた電
力制御回路を提供することを目的としている。

また以下の説明から理解されるように、本発明は、例え
ば各種の電力増幅器、直流一交流電力変換器、交流一交
流電力変換器、直流安定化電源、交流安定化電源等やそ
の他種々の応用分野に非常に効果的に適用されうるもの
である。

すなわち本発明は、励磁巻線、１次巻線および２次巻線
を有するトランスを具備し、まず励磁巻線に電流を流し
てエネルギを蓄積した後、１次巻線に時間とともに増加
する電流を流し、２次巻線から前記１次巻線に流れる電
流により誘起される電流と、前記励磁巻線に蓄積された
エネルギにより生じた電流とを同時に重畳整流して出力
を得ることを特徴とする電力制御回路である。

以下図面を参照して本発明の基本的考え方を説明する。

本発明の基本回路を第１図に示す。図中、Ｔ１はトラン
スで、１次巻線Ｌ１、２次巻線Ｌ２，励磁巻線Ｌ３から
成る。

直流電源Ｅ１、トランジスタＱ１、｝ランスＴ１の１次
巻線Ｌｌおよび励磁コイルＬ４の直列回路、並びにトラ
ンスＴ１の励磁巻線Ｌ３，直流電源Ｅ２およびトランジ
スメＱ２の直列回路を構成し、トランスＴＩの２次巻線
Ｌ２はダイオードＤ１を介し負荷ＲＬに接続されている
。

第１図における回路各部の電流波形を第２図のａｅｂ＊
ｃに示し、以下に回路動作を説明する。

まず第２図のａに関して述べると、時刻ｔＡにおいて、
トランジスタＱ２のペース電流ｉＢ２を供給し、トラン
ジスタＱ２を導通させ、トランスＴ１の励磁巻線Ｌ３に
励磁電流ｉ３を供給する。

これによりトランスＴ１の２次巻線Ｌ２には誘起電圧を
生じるが、該誘坦電圧はダイオードＤ１に対し逆極性と
なるので、２次電流１２は流れず、トランスＴ１の励磁
巻線Ｌ３は誘導性となり、前記励磁電流ｉ３は零から時
間Ｌとともに増加する。

またトランスＴ１のコア内に生じる磁束Φも第１図に示
す矢印方向に増加する。

時刻ｔ，において、トランジス＾Ｑ２のベース電流ｉＢ
２を遮断して、トランジスタＱ２を非導通とすると同時
に、トランジスタＱ１のベース電流ｉＢ１を供給し、ト
ランジスＪＱｔを導通させる。

これにより、トランスＴ１の励磁巻線Ｌ３に流れる励磁
電流ｉ３は遮断され零となるが、トランスＴ１の１次巻
線Ｌ１に１次電流１１が流れる。

さらに励磁コイルＬ４は誘導性であるので、前記１次電
流１１は零から時間Ｌとともに増加する。

したがって時間ｔａ〜ｈｂに励磁巻線Ｌ３に蓄積された
エネルギによって、時刻ｔＢにおいて２次巻線しにフラ
イパック電圧を生じ、トランスＴ１のコア内に生じる磁
束φが連続となるように２次電流１２を流す。

時刻も。

において、トランジスタＱ１が非導通となると、１次電
流ｉ１が遮断し、零となる。

すなわちトランスＴ１内のエネルギが零の状態を第２図
に示しているが、励磁コイルＬ４には１次電流１１によ
りエネルギが蓄積されている。

時間ｔＢＮｔｃにおいて、前記２次電流１２は第２図の
ａのＬ３斜線部分で示すように、時間ｔ，とともに減少
する。

また１次電流ｉ１により２次巻線Ｌ２に生じる誘起電圧
は、ダイオードＤ１に対し同極性であるので、２次電流
１２は第２図のａのＬ１斜線部分で示すように、零から
時間Ｌとともに増加する。

したがって時間ＬＢＮｔｃにおける２次電流１２は第２
図のａのＬ３とＬ１斜線部分が重畳された平担な電流波
形とすることができる。

ここで説明のため、第２図のｂにおいて再び最初の状態
、すなわちトランスＴ１並びに励磁コイルＬ４にエネル
ギが蓄積されていない状態とする。

時刻ＬＡ′においてトランジスタＱ２を導通させると、
トランスＴ１の励磁巻線Ｌ３に励磁電流ｉ３が流れ、該
励磁電流ｉ３は再び零から時間Ｌとともに増加する。

時刻ＬＢ′において、トランジスタＱ２を非導通とする
と同時に、トランジスタＱ１を導通させる。

これにより励磁電流ｉ３は遮断され零となるが、１次電
流１１は第２図のａと同様に零から時間Ｌとともに増加
する。

さらに時間ｔａ′〜ＬＢ′を第２図のａに示す時間ｔａ
〜ｔＢより長くすれば、時刻ＬＢ′において励磁巻線Ｌ
３には第２図のａの時刻ＬＢにおける電流値よりも大き
な値の電流が流れ、トランスＴ１に蓄積されるエネルギ
も犬き＜、しかもトランスＴ１のコア内に生じる磁束Φ
も増大する。

さらに前記磁束Φが連続となるように、２次巻線Ｌ２に
２次電流１２を流す。

時刻ｔｃ／において、トランジスタＱ１ｋ非導通とする
と、１次電流１１は零になる。

時間ＬＢ′〜ｔＤ′において、励磁電流ｉ３によって誘
起された２次電流１２は第２図のｂのＬ３′斜線部分で
示すように、時間ｔとともに減少する。

時間ｔＢ′〜Ｌｏ′において、１次電流１１によって生
じる２次電流１２は、第２図のｂのＬ１／斜線部分に示
すように時間Ｌとともに増加し、時刻Ｌ。

′において１次電流１１によって生じる２次電流１２は
第２図のｂのＬ１／斜線部分のごとく零となるが、時間
ｔｃ′〜ｔＤ′において励磁巻線Ｌ３は蓄積されたエネ
ルギが残っているため、第２図のｂのＬ３′斜線部分が
残り、励磁電流ｉ３によって誘起された２次電流１２は
時間ｔとともに減少して、零となる。

したがって時間ｔＢ′〜ｔｃ／における２次電流１２は
第２図のｂのＬ３′とＬ１′斜線部分が重畳された平担
な電流波形とすることができる。

しかも、時刻ｔＢよりも時刻ｔＢ′における２次電流１
２の方が大きな電流値で立上る。

ここで上述の説明における時刻ｔ。

′において、励磁巻線Ｌ３には蓄積されたエネルギが残
っている状態であり、トランジスタＱｔを非導通とする
と同時に、トランジスタＱ２を再び導通させるようにす
れば、第２図のＣの時間ＬＢ″〜ｔＤ″に示すような動
作電流波形を得ることができる。

時刻ｔａ″において、トランスＴ１のコア内に生じる残
留磁束が連続となるように、励磁電流ｉ３が零よりも大
きな値から立上り、時間ｔとともに増加する。

したがって時間ｔａ″〜ｔＢ″は第２図のａの時間ｔａ
〜ｔＢと同等とし、時刻ｔａ″においてトランジスタＱ
２を非導通とすると同時に、トランジス−Ｑ１を導通さ
せると、励磁電流ｉ３は時刻ＬＢにおける電流値よりも
大きな値に達した後、零となる。

時刻ｔＢ”において、励磁コイルＬ４にエネルギが残っ
ていると、１次電流１１は零からでなく零より大きな値
から立上り、時間七とともに増加する。

したがって時間ｔＢ″〜ｔｃ″において、１次電流ｉ１
によって生じる２次電流１２も第２図のＣのＬ１″斜線
部分に示すように零より大きな値から立上り、時間Ｌと
ともに増加する。

時刻ｔｃ″において、トランジスタＱｌを非導通とする
と、１次電流１１は零となり、第２図のＣのＬ１″斜線
部分も零となる。

さらに時間Ｌｃ″〜ｔＤ″において、励磁巻線Ｌ３には
蓄積されたエネルギが残っているため、２次電流１２は
第２図のＣのＬ３ｌ斜線部分となり、時間Ｌとともに減
少し、零となる。

したがって時間ｔＸ′〜ｔｏ″における２次電流１２は
、第２図のＣのＬ３″とＬ１″斜線部分が重畳された平
担な電流波形とすることができる。

しかも時刻ｔＢ″における２次電流１２は第２図のｂの
時刻ｔＢ′よりも大きな電流値で立上る。

以上の説明からも明らかなごとく、トランスＴ１の２次
巻線Ｌ２からダイオードＤ１を通して得られる２次電流
１２は、励磁巻線Ｌ３に蓄積されたエネルギと、１次巻
線Ｌ１に流れる立上り電流を加算した電流値に比例する
。

したがって励磁巻線Ｌ３に蓄積されるエネルギと、励磁
コイルＬ４の残留エネルギを制御することにより、前記
２次電流１２が制御できる。

すなわち本発明によれば、２次電流１２は時間に対し平
担な電流波形が得られ、しかもその電流値を制御して取
り出すことができる。

トランスＴ，の励磁巻線Ｌｓに蓄積するエネルギは、ト
ランスＴ１のコア内に生じる磁束Φを飽和磁束密度以下
になるようにしなければならないが、２次電流ｉ２はｌ
次電流１１の立上り電流が加算されるため、飽和磁束密
度寸前で得られる以上にエネルギを取り出すことができ
る。

しかも一般にトランスの１次巻線に電流を流入すると同
時に、２次巻線から電流を取り出す場合には、トランス
の１次巻線に有害な方向の励磁電流が流れるので、該励
磁電流を減少させるようにトランスの各巻線数を増して
インダクメンスを大きくしなければならないが、本発明
では励磁巻線Ｌ３に蓄積されたエネルギで打消すること
ができるため、有害な方向の励磁電流は全く流れず、し
たがって取り出す電圧値に対しトランスの各巻線数を少
なくすることができる，これにより本発明に使用するト
ランスは小型化でき、しかも製作が容易となる。

本発明の一実施例を第３図に示し、以下これについて詳
細に説明する。

図中、Ｔ１１はトランスで、１次巻線Ｌｌｌ、２次巻線
Ｌ１２、励磁巻線Ｌ１３からなり、またＴ２１は他のト
ランスで、１次巻線Ｌ２１、２次巻線Ｌ２２、励磁巻線
Ｌ２３からなる。

馬は直流電源、Ｑ１１、Ｑ２１はトランジスＪ、Ｄ１ｌ
，Ｄ２１はダイオード、ＲＬは負荷である。

直流電源ＥＢ、トランスＴｌｌの励磁巻線Ｌ１５、他の
トランスＴ２１の１次巻線Ｌ２１およびトランジスタＱ
２１からなる直列回路、並びに前記直流電源ＥＢ，他の
トランスＴ２１の励磁巻線Ｌ２３，トランスＴ１１の１
次巻線ＬｌｌおよびトランジスタＱ１１からなる直列回
路を構成し、さらにトランジスタＱ１１およびＱ２１を
交互に導通、非導通させることにより、トランスＴ１１
の２次巻線Ｌ１２並びに他のトランスＴ２１の２次巻線
Ｌ２２からダイオードＤ１１およびＤ２１を通して得ら
れる各整流出力が同極性となるように、前記両トランス
の２次巻線Ｌ１２およびＬ２２を並列接続している。

すなわち本実施例は、励磁巻線、１次巻線および２次巻
線を有するトランスを具備し、まず励磁巻線に電流を流
してエネルギを蓄積した後、１次巻線に時間とともに増
加する電流を流し、２次巻線から前記１次巻線に流れる
電流により誘起される電流と、前記励磁巻線に蓄積され
たエネルギにより生じた電流とを同時に重畳整流して出
力を得る回路を２つ組み合せで構成されている。

次に第３図に示す回路各部の動作電流波形を第４図に示
す。

図中、時刻ｔｏにおいて、トランジスタＱ１１のベース
ｔ流ｉＢ１１を供給して、トランジスタＱ１１を導通さ
せると同時に、トランジス−Ｑ２１のペース電流ＩＢ２
１を遮断して、トランジスＪＱ２１を非導通とする。

他のトランスＴ２１の励磁巻線Ｌ２３に蓄積されたエネ
ルギが残っていたとすると、１次巻線ｉ１１は零より大
きな或る値で立上り、時間ｔとともに増加する。

さらに、トランスＴ１１の励磁巻１１２に或る値のエネ
ルギが蓄積されていたとすると、励磁巻線Ｌ１３並びに
１次巻線Ｌ１１により生じる誘起電圧によって、トラン
スＴｌｌの２次巻線Ｌ１２からダイオードＤ１１を通し
て流れる２次電流ｉ１２は、第４図に示すごとく合成さ
れて平担な電流波形となる。

時刻ｔ１においては、トランスＴ１１の励磁巻線Ｌ１３
にエネルギが残っている状態であり、トランジスタＱ１
１のベース電流ｊＢ１１を遮断し、トランジスタＱｌｌ
を非導通とすると同時に、トランジス”Ｑ２１のペース
電流ｊＢ２１を供給して、トランジスＪＱ２１を導通さ
せると、１次電流ｉ１１は零となり、これにより２次電
流１１２も零となる。

ここで、トランスＴｌｌのコア内の磁束φが連続となる
ように、１次電流１２１は零より大きな或る値で立上り
、時間Ｌとともに増加する。

他のトランスＴ２１の励磁巻線Ｌ２３は１次電流ｉｔｘ
によりエネルギが蓄積されているので、励磁巻線Ｌ２３
並びに１次巻線Ｌ２１により生じる誘し電圧によって、
他のトランスＴ２１の２次巻線Ｌ２２からダイオードＤ
２１を通して流れる２次電流１２２は、第４図に示すご
とく合成されて平担な電流波形となる。

したがって、前記２次電流１１２と１２２の合成電流１
２は負荷ＲＬに連続した直流電流を供給できる，時刻ｔ
２においては、励磁巻線Ｌ２２にエネルギか残っている
状態であり、トランジスたＱ２１のベース電流ＩＢ２１
を遮断し、トランジスタＱ２１を非導通とすると同時に
、トランジスタＱ１１のベース電流ｉＢ１１を供給して
、再びトランジスＪＱ１１を導通させると、１次電流ｉ
２１は零となり、これにより２次電流１２２も零となる
。

したがって時間ｆｏＮｌ２を一周期Ｔとし、上述の動作
をくり返して、連続した直流電流１８を負荷ＲＬへ供給
でき、これにより平担な直流電圧１０を得ることができ
る。

この場合、直流電源４から供給される電流１ｐは、第４
図に示すような鋸歯状波の脈流となって流れる。

以上の説明は、第３図における励磁巻線Ｌ１３およびＬ
２３並びに１次巻線ＬｌｌおよびＬ２１の巻線数が等し
く、しかも回路動作が定常状態である場合について述べ
たが、次に回路動作が過渡状態である場合について述べ
る。

第３図の回路各部の動作電流、電圧波形を第５図に示し
、以下に回路動作を説明する。

時刻ｔｔｏにおいて、トランスＴ１１およびＴ１２のエ
ネルギは零の状態であり、トランジスｉＱ１１のペース
電流ｉＢ１１を供給して、トランジス”Ｑ１１を導通さ
せると、１次電流１１１％すなわち直流電源ＥＢから供
給される電流ｉｐが零から増加するとともに、２次電流
ｉ１２、すなわち合成電流ｉｓも零から増加し、負荷Ｒ
Ｌの両端に生じる出力電圧２０も零から増加する。

したがって励磁巻線Ｌ２３にエネルギが次第に蓄積され
るが、１次巻線Ｌｉｔにも励磁電流が流れて負荷現に取
り出すことのできない逆方向のエネルギが蓄積される。

これは励磁巻線Ｌ１３にエネルギが未だ蓄積されていな
いため、１次巻線Ｌ１１に流れる励磁電流を打消すこと
ができないからであるが、１次巻線Ｌ１１に蓄積される
エネルギは励磁巻線Ｌ２３に蓄積されるエネルギよりも
極めて少ない。

なぜならば、出力電圧ｌ。

が未だ非常に小さく、したがって１次巻線Ｌ１１に印加
される電圧も未だ非常に小さく、直流電源ＥＢの入力は
ほとんど励磁巻線Ｌ２３に印加されるためである。

時刻ｔ１１において、トランジスＪＱ１１のベース電流
ｉＢｒｔを遮断して、トランジス−Ｑ１１を非導通とす
ると同時に、トランジスＪＱ２１のベース電流ｉＢ２１
を供給して、トランジスタＱ２１を導通させる。

励磁巻線Ｌ２３に蓄積されたエネルギは、２次電流ｉ２
２となって流れるが、１次巻線Ｌ１１には負荷玩に取り
出すことのできない逆方向のエネルギが蓄積されている
ので、励磁巻線Ｌ１３に逆方向の誘起電圧を生じ、１次
電流ｉ２１すなわち直流電源ＥＢから供給される電流ｉ
ｐがトランジスタＱ２１に流れるのを妨げる。

すなわち時刻ｔ１１において、トランジスＪＱ２１は導
通できる状態となっているが、コレクタ電流は流れない
。

ここで第８図のごとき後述の手段により、１次巻線Ｌ２
１に逆方向電流を流し、該逆方向電流が直流電源ＥＢに
回収することもできる。

したがって、１次巻線Ｌ２１に逆方向電流を流せば励磁
巻線Ｌ２３からの２次電流ｉ２２が打消され、その差が
合成電流１８となる。

しかし前述のごと《、励磁巻線Ｌ２３に蓄積されたエネ
ルギは１次巻線Ｌｌｌに蓄積されたエネルギよりも充分
大きいので、１次巻線Ｌ１１のエネルギはすぐ零となり
、これと同時にトランジス汐Ｑ２１にコレクタ電流が流
れ始め、１次巻線Ｌ２１にも負荷ＲＬに取り出すことの
できる１次電流ｉ２１、すなわち直流電源ＥＢからの電
流ｉｐが流れ始める。

さらに２次電流ｉ２２は励磁巻線Ｌ２３および１次巻線
Ｌ２１から電流が流れ、時間ｔとともに一層増加する。

時刻ｔ１２において、再びトランジスタＱ１１を導通す
ると同時に、トランジスタＱ２１を非導通とすると、励
磁巻線Ｌ１３にはエネルギが蓄積されており、励磁巻線
Ｌ２３にもエネルギが残っているので１次電流１１１す
なわち直流電源ＥＢからの電流ｉｐは大きな電流値で立
上り、出力電圧ｅ０はさらに増加してゆく。

さらに時間ｔ１０Ｎｔ１２を一周期Ｔとし、トランジス
タＱ１１およびＱ２１を交互に導通、非導通させ、しか
もトランスＴ１１およびＴ２１の各巻線がそれぞれ等し
＜Ｌ２３＝Ｌｌｌ−Ｌ１３＝Ｌ２１であるとすれば、す
なわち出力電圧ｅｏは上式■からも明らかなように、周
期Ｔに関係なく指数関数的に連続して増加してゆく。

また直流電源ＥＢからの電流１ｐの平均値は時間もとと
もに増加しながら一定値に次第に収斂する鋸歯状波の脈
流電流となるが、前記周期Ｔにより前記鋸歯状波の周期
は決定され、鋸歯状波部分の振幅は前記周期Ｔが短かい
ほど小さくなる。

第５図に示す動作波形において、トランジスタＱｌｌの
１次電流ｉ１１とトランジスタＱ２１の１次電流ｉ２１
とは電流振幅が異なっており、かつ鋸歯状波の周期とト
ランジスタＱ１１およびＱ２１が導通、非導通する周期
Ｔは一致しているが、これは励磁巻線Ｌ１３およびＬ２
３の残留エネルギが不均一であるためで、トランジスタ
Ｑ１１およびＱ２１が導通、非導通する時期を調整すれ
ば、第４図に示す電流ｉｐ波形のごとく１次電流１１１
および１２１の振幅が等しくなり、これにより鋸歯状波
の周期はＴ／２とすることができる。

また上式のから明らかなように出力電圧ｅ。

はＥＢ／２ｒ２に達し、定常状態すなわち定常値となる
が、該定常値の出力電圧ｅ。

に対し過渡状態すなわち過渡値の出力電圧ｅＱが低いほ
ど立上りが急峻となる。

時刻ｔｔａにおいて、トランジスＪＱ１１およびＱ２１
を同時に非導通すると、励磁巻線Ｌ１３およびＬ２３の
両方から蓄積されたエネルギが、２次電流１１２および
ｉ２２となって同等に流出し、この結果出力電圧ｅ０は
ｅ０＝ｅ０（０）・ｅ−ａｔ・・・■となる。

ただし、上式■のｅ０（０）はトランジスタＱ１１およ
びＱ２１を同時に遮断したときの出力電圧ｅ０の振幅で
示され、指数関数的に連続して減少してゆく。

また出力電圧ｅ０は増加から減少に移る時にも連続とな
る。

すなわち第５図に示す動作波形のごとく、第３図の実施
例を動作させれば、直流電源ＥＢの入力電圧を異なった
直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンパータとして動作さ
せることができ、しかも回路定数を選択することにより
、出力電圧ｅ０の立上りおよび立下りの時定数を任意に
決定できる。

さらに本発明は全て連続で、かつリツプルを含まない出
力電圧ｅ０を得ることができる。

次に第３図の他の動作波形を第６図に示し、以下に図面
を参照し、出力電圧ｅ０を制御する手段について説明す
る。

出力電圧ｅ０が定常値に達する状態の少し手前の時刻な
ｔ２０とする。

時刻ｔ２０において、トランジスタＱ１１を導通すると
同時に、トランジスタＱ２１を非導通とすると、出力電
圧ｅｏは定常値になるべく時間もとともに増加してゆく
。

時刻ｔ２１ａにおいてトランジスタＱ１１およびＱ２１
を同時に非導通とすると、出力電圧ｅ。

は減少を始める。時刻ｔ２０における出力電圧ｅｏと同
じ電圧値になる時刻ｔ２１ｂにおいて、トランジスタＱ
２１を導通すると同時に、トランジスタＱｌｌを非導通
とすると、出力電圧ｅ。

は再び増加してゆく。さらに時刻ｔ２１ａにおける出力
電圧ｅ０と同じ電圧値となる時刻ｔ２２ａにおいて、ト
ランジスタＱ１１およびＱ２１を同時に非導通とすると
、再び出力電圧ｅ０は減少し始める。

時刻ｔ２０における出力電圧ｅ０と同じ電圧値となる時
刻ｔ２２ｂにおいて、再びトランジスタＱ１１を導通す
ると同時に、トランジスタＱ２１を非導通とすると、出
力電圧ｅ０は再び増加してゆく。

したがって時間ｔ２０〜ｔ２２ｂを一周期Ｔとして、上
述の動作をくり返すことにより、出力電圧ｅ０は三角状
の小さなリッグルをともない、しかも定常値より低い値
を保持することができる。

次に時刻ｔ２３において、トランジスタＱ１１およびＱ
２１をともに非導通とし、上述の時間ｔ２１ａ〜ｔ２ｌ
ｂより長い時間を保つように動作させれば、出力電圧ｅ
０は時刻ｔ２０におげる電圧値よりも減少してゆく。

時刻ｔ２０’において、再びトランジスタＱ１１を導通
すると同時に、トランジス−Ｑ１２を非導通とすると、
出力電圧ｅ０は増力Ｌてゆく出力電圧ｅ０が少し増加し
た時刻ｔ２１’ａにおいてトランジスタＱ１１およびＱ
２１をともに非導通とすると、出力電圧ｅ０は減少し始
め、時刻ｔ２０’における出力電圧ｅ０と同じ電圧値と
なる時刻ｔ２１’ｂにおいて、トランジスタＱ２１を導
通すると同時に、トランジスタＱ１１を非導通とすれば
、出力電圧ｅ０は再び増加し始める。

さらに時刻ｔ２１′ａにおける出力電圧ｅ０と同じ電圧
値となるｔ２２′ａにおいて、トランジス’Ｑｌｌおよ
びＱ２１をともに非導通とすると、出力電圧ｅ０は減少
してゆくが、時刻ｔ２０’における出力電圧ｅ０と同じ
電圧値となる時刻ｔ２２′ｂにおいて、トランジスタＱ
１１を導通すると同時に、トランジスｌＱ２１を非導通
とすれば、再び出力電圧ｅ０は増加してゆくしたがって
時間ｔ２０′〜ｔ２２′ｂを一周期Ｔとして、上述の動
作をくり返すことにより、出力電圧ｅ０は三角状の小さ
なリップルをともない、前述の時間ｔ２０〜ｔ２３にお
ける出力電圧ｅ０よりも低い値を保持することができる
。

直流電源ＥＢからの電流ｉｐは時刻ｔ２０において或る
値で立上り、時間ｔとともに増加し、時刻ｔ２１ａにお
いて最大値に達した後、零となる。

時刻ｔ２ｌｂにおいて、電流ｉｐは時刻ｔ２０における
電流値と同じ値で立上り、時間Ｌとともに増加し．時刻
ｔ２２ａにおいて、時刻ｔ２１ａにおける電流値と同じ
最大値に達した後、零となる。

時刻Ｌ２２ｂにおいて、電流ｉｐは時刻ｔ２０におげる
電流値と同じ値で立上り、時間ｔとともに増加する。

したがって直流電源ＥＢからの電流ｉｐは、上述の動作
をくり返し、時刻ｔ２３において、時刻ｔ２１ａにおけ
る電流値と同じ最大値に達した後、零となる。

次に時刻ｔ２０’において、電流ｉｐは時刻ｔ２０にお
ける電流値よりも低い値で立上り、時間Ｌとともに増加
し、時刻ｔ２１′ａにおいて、時刻ｔ２１ａにおける電
流値よりも低い最大値に達した後、零となる。

時刻ｔ２１′ｂにおいて、電流ｉｐは時刻ｔ２０’Ｋお
ける電流値と同じ値で立上り、時間Ｌとともに増加し、
時刻ｔ２２′ａにおいて、時刻ｔ２１’ａにおける電流
値と同じ最大値に達した後、零となる。

時刻ｔ２２′ｂにおいて、電流ｉｐは時刻ｔ２０’にお
ける電流値と同じ値で立上り、時間ｔとともに増加する
。

したがって、上述の動作をくり返して、第６図に示すよ
うな直流電源ＥＢからの電流ｉｐ波形が得られる。

第６図において出力電圧ｅ０の高い期間は、直流電源Ｅ
Ｂからの電流ｉｐの立上り電流値が大きく、かつ前記電
流ｉｐが流れている期間に対する前記電流ｉｐが遮断さ
れている零の期間の比率は小さい。

また出力ｅ０が低い期間は、出力電圧ｅ０が高い期間に
比較して、直流電源ＥＢからの電流ｉｐの立上り電流値
も小さいし、かつ前記電流ｉｐが流れている期間に対す
る前記電流ｉｐが遮断されている零の期間の比率が大き
くなっている。

すなわち直流電源ＥＢからの電流ｉｐは不連続でも、出
力電圧ｅ０は連続となる。

以上の説明のごとく、トランジスＪＱ１１およびＱ２１
を交互に導通、非導通する期間の途中に、トランジス”
０１１およびＱ２１をともに非導通する期間を挿入し、
かつトランジス７Ｑ１１およびＱ２１のどちらか一方を
導通する期間と、トランジスタＱ１１およびＱ２１を同
時に非導通する期間の比率を変化させることにより、出
力電圧ｅ０を定常値以下の任意な電圧値に保持すること
ができる。

出力電圧ｅ０は連続的に変化させることも可能であり、
その制御応答を第Ｔ図に示す。

すなわち出力電圧ｅ０は−さな振幅の三角状波形の連続
で近似でき、したがって本発明は第５図に示した立上り
、立下り速度よりも遅い出力電圧ｅ０波形の場合も適用
できる。

本発明の他の実施例を第８図に示し、以下これについて
説明する。

ただし第８図は第３図と基本的に同じであるので、同部
品には同記号を付している。

また２ａ．２ｂは出力端子、３は差動増幅器、４はベー
ス電流制御回路、５は制御電圧ＶＣを入力する差動増幅
器３の入力端子、６ａ，６ｂは直流電源ＥＢの入力端子
、Ｒ１．Ｒ２は分圧抵抗、Ｃ１はコンデンサ、８は電力
制御回路を示す。

さらに、トランジスタＱ１１およびＱ２１に並列拙続さ
れたダイオードＤ１３ｅＤ１４は、第５図の説明でも述
べたように逆電流を流すものである。

すなわち、１次巻線Ｌ１１に蓄積された励磁電流は励磁
巻線Ｌ１３に逆方向の誘起電圧を生じさせ、また励磁巻
線Ｌ２３に蓄積されたエネルギも１次巻線Ｌ２１に逆方
向の誘起電圧を生じさせる。

しかも励磁巻線Ｌ１３並びに１次巻線Ｌ２１に生じる逆
方向の誘起電圧の和は、直流電源ＥＢの電源電圧でクラ
ンプされるようになるため、１次巻線Ｌ２１．励磁巻線
Ｌ１３，直流電源ＥＢ，ダイオードＤｌ４の閉回路によ
り逆方向電流が余剰エネルギとして無駄なく直流電源Ｅ
Ｂに回収される。

したがって各周期の初めにトランジスタＱ１１から必ず
導通開始するように回路条件を設定しておけば、第５図
に示す動作波形の一周期Ｔの長さを或る直収下にするこ
とにより、ダイオードＤ１４のみで逆方向電流を処理す
ることができ、ダイオードＤ１３は不要とすることもで
きる。

またダイオードＤ１３およびＤＩ４は出力電流の立上り
時に、各トランスの１次，２次巻線間、並びに励磁巻線
、２次巻線間のリーケージインダクタンスにより、１次
巻線と励磁巻線に誘起するスパイク電圧も直流電源ＥＢ
に回収することができる従来のスイッチング電源におい
て、フライパック電圧の立上り時に発生するスパイク電
圧を直流電源に回収させるためには、トランスにスパイ
ク吸収用の専用巻線を設けなげればならなかった。

しかし本発明によれば、トランスにスパイク吸収用の専
用巻線を設ける必要もなく、励磁巻線と１次巻線に発生
するスパイク電圧の和は、電源電圧でクランプされ、か
つ余剰エネルギとして直流電源に回収することができる
ので、回路構成が簡単で、しかも電力損失もなくトラン
ジスＪＱ１１およびＱ２１を過電圧破壊から防止するこ
とができるすなわち本発明は第８図に示すごとく、第３
図の回路に帰還回路を付加したもので、差動増幅器３で
出力端子２ａ．２ｂ間に得られる連続した三角波電圧と
、入力制御電圧ＶＣを比較、増幅し、その差動出力に応
じてトランジス汐Ｑ１１およびＱ２１を導通、非導通さ
せる時期を制御して、前記入力制呻電圧ＶＣに比例し、
かつ相似的に連続した三角波電圧を負荷ＲＬの両端に得
ることを特徴とする電力制御回路である。

今、正の制御電圧ｖｃが入力端子５に印加されると、差
動増幅器３で出力端子２ａ．２ｂ間の出力電圧ｅ。

と、正の制御電圧Ｖ。を比較、増幅して、その差動出力
はベース電流制御回路４に供給される。

さらにベース電流制御回路４は出力端子２ａｅ２ｂ間の
出力電圧ｅ０が正の制御電圧ＶＣに比例するように、ト
ランジスタＱ２１およびＱｌｌを交互に導通、非導通す
る時期、並びにトランジスメＱ２１およびＱ１１を同時
に非導通とする時期を制御している。

これにより出力電圧ｅ０とじて正の制御電圧ＶＣに比例
した電圧値が得られるが、出力電圧ｅ０は分圧抵抗Ｒ１
およびＲ２によりＲ２／Ｒ１＋Ｒ２・ｅ０に減衰され、
差動増幅器３の他の人力端子に加えられ、負帰還がかけ
られる。

したかって出力電圧ｅ０はｅ０＝Ｒ１＋Ｒ２／Ｒ２・ｖ
ｃ・・・■となり、制御電圧ＶＣと相似の出力電圧ｅ０
が得られる。

さらにコンデンサＣ１は三角波状の小さいリツプル、並
びにトランジスタＱ１１およびＱ２１のスイッチング時
に生じる小さなスパイクを除去する必要がある場合に挿
入するもので、あまり大きな容量値は必要としない。

第８図に示す実施例の最も一般的な用途は直流安定化電
源であり、制御電圧ＶＣとして固定あるいは可変できる
基準電圧を使用すれば、出力電圧ｅ０を固定あるいは可
変することもできる。

この直流安定化電源は従来のスイッチング電源とは異な
り、出力段に複雑な平滑回路部品を必要とせず、小さな
容量値のコンデンサＣ１を必要なときのみ挿入するだけ
でよいため、制御応答を非常に速《することができ、ト
ランジスタＱ１１およびＱ２１のスイッチング速度にも
よるが、シリーズドロツパ式のリニヤ回路電源と同等の
応答速度とすることができる。

さらに回路各部を流れる電流値は時間Ｌによって殆んど
変化せず、回路素子の選定も容易であるし、電力損失を
少なくすることができる。

また前述のごとくトランスの各巻線数も少なくて済み、
飽和磁束密度以上の出力が取り出せるので、コア損失も
相対的に小さく、これによりトランス全体の損失を小さ
くでき、しかもトランスを軽量小型とすることができる
。

さらに平滑回路を必要としないので、平滑チョークによ
る損失もないし、平滑コンデンサに大電流を流入、流出
させることによる損失もない。

すなわち本発明は損失が非席に小さく、したがって電力
効率の優れたスイッチング電源を提供することができる
。

さらに同電力を取り出す従来のスイッチング電源に比べ
、本発明は回路各部を流れる電流のピーク値が小さく、
しかもスパイク電流を効果的に直流電源に回収すること
ができるので、スパイクノイズを非常に少なくすること
ができる。

上述の数数の理由により、軽量小型、高性能、高信頼性
、しかも安価なスイッチング電源回路が得られる。

また直流電源ＥＢ側と出力回路を直流的に絶縁するため
には、差動増幅器３およびベース電流制御回路４の増幅
制御系の途中にフォトカプラ等の結合手段を用いれば容
易に入出力絶縁型のスイッチング電源回路を提供できる
。

次に制御電圧■Ｃが交流である場合にも適用できる実施
例を第９図に示し、以下これについて説明する。

図中、第３図および第８図における同じ機能を有する部
品には同じ記号を付している。

さらにＱ１３ｅＱ１４ｅＱ１５ｅＱ１６はトランジスタ
で、出力極性反転回路を構成し、また７は出力極性反転
制御回路、１４は全波整流型ベース電流制御回路、１８
は交流に応答する電力制御回路を示す。

第９図の各部の動作電圧、電流波形を第１０図に示し、
以下回路動作を説明する。

今、第１０図に示すＶ。

波形のような交流入力制御電圧Ｖ。

が入力端子５に印加されると、差動増幅器３で出力端子
２ａ．２ｂ間の出力電圧ｅ０と交流入力制御電圧ＶＣを
比較、増幅し、その差動出力はベース電流制御回路１４
に供給されている。

さらにベース電流制御回路１４は交流入力制御電圧ＶＣ
を全波整流して脈流とし、該脈流によりトランジス３Ｑ
１１およびＱ２１を導通、非導通させることにより、２
次巻線Ｌ１２およびＬ２２からダイオードＤ１１および
Ｄ１２を通して得られる合成電流１Ｓを第１０図に示す
ような脈流出力とし、該脈流出力をトランジスタＱ１３
１Ｑ１４ｅＱ１５ｅＱ１６からなる出力極性反転回路に
供給している。

これとともに差動増幅器３からの差動出力は、出力極性
反転制御回路７にも供給され、交流制御電圧Ｖ０が正の
時はトランジス−Ｑ１３およびＱ１６を導通すると同時
に、トランジスｌＱ１４およびＱ１５を非導通するよう
に制御して、負荷ＲＬに正方向の電流を供給し、また交
流制御電圧Ｖ。

が負の時はトランジスタＱ１３およびＱ１６を非導通す
ると同時に、トランジスＪＱ１４およびＱ１５を導通す
るように制御して、負荷ＲＬに負方向の電流を供給して
いる。

したがって前記合成電流１８は第１０図に示すような負
荷電流ＩＬを負荷ＲＬに供給し、負荷ＲＬの両端には交
流入力制御電圧Ｗに比例した出力電圧ｅ０が得られる。

しかも前記差動増幅器３にはＲ２／Ｒ１＋Ｒ２・ｅ０が
加わり、交流制御電圧ｖｃと比較することによって、負
帰還をかげているので、出力電圧ｅｏはｅ。

＝Ｒ１＋Ｒ２／Ｒ２・Ｖｃとなり、交流制御電圧ＶＣと
相似の出力電圧ｅ０が得られている。

また第９図の電力制御回路１８は直流から高い周波数の
交流まで応答することができる。

したがって本発明の用途は、一般の電力増幅器サーボア
ンプ、直流一交流電力変換器、交流一交流電か変換器、
交流定電圧電源、正から負まで連続して出力電圧を可変
できる直流安定化電源等、非常に広い分野に好適である
。

すなわち従来の電力増幅器はトランジスタ等の能動素子
をリニャ回路で使用しているため、前記能動素子に必ず
損失をともなっていたが、本発明によれば能動素子はス
イッチング動作させるのみなので、前記能動素子の損失
は非常に小さい。

しかも本発明は第８図で説明したごとく合理的に動作さ
せることができるので、その電力効率は従来の電力増幅
器と比較して非常に高くすることができる。

特に電力増幅器のために、わざわざ電源トランスを用い
た直流電源を用意しなくても、商用電源を直接整流して
直流電源としても、容易に信号の入出力端子を商用ライ
ンから絶縁できるので、安価で、しかも軽量小型の電力
増幅器を提供することができる。

したがって前述の各種用途に本発用な適用すれば、高効
率、高性能、軽量小型、高信頼性、しかも安価な装置が
得られる。

第９図の実施例における出力極性反転回路を改良した変
形実施例を第１１図に示す。

図中、第９図と同じ機能を有する部品には同じ記号を付
している。

またダイオードＤ１１′およびＤ２１′はそれぞれダイ
オードＤ１１およびＤ２１と同じ性能を有しており、１
８′は交流に応答する電力制御回路を示す。

すなわち本発明の出力極性反転回路は、トランスＴ１１
およびＴ２１Ｋ設けた２次巻線Ｌ１２およびＬ２１から
同巻線数、同極性になるように中間タップを取り出し、
両中間タップを負荷現の一端２ｂに共通に接続し、前記
両中間クツブに対し正側の２次巻線端を整流ダイオード
ＤｌｌおよびＤ２１を介し、共通にＮＰＮ｝ランジスタ
０１３のコレクタに接続し、そのＮＰＮ｝ランジスＪＱ
１３のエミツタをＰＮＰ｝ランジスｌＱ１４のエミツタ
に接続し、前記両中間汐ツプに対し負側の２次巻線端を
整流ダイオードＤ１１′およびＤ２１′を介し共通にＰ
ＮＰ｝ランジスタＱ１４のコレククに接続Ｖ、ＮＰＮ｝
ランジスタＱ１３およびＰＮＰ｝ランジスタＱ１４のエ
ミツタ接続点を負荷ＲＬの他端２ａに接続している。

以上の構成において、交流制御電圧ＶＣが正のとき、出
力極性反転制御回路７はＮＰＮ｝ランジスタＱｌ３を導
通すると同時に、ＰＮＰ｝ランジスメＱ１４を非導通す
るように制御して、２次巻線Ｌ１２′ダイオードＤ１１
、ＮＰＮ｝ランジスタＱ１３および負荷ＲＬの閉回路、
並びに２次巻線Ｌ２２′ダイオードＤ２１、ＮＰＮ｝ラ
ンジスメＱ１３および負荷ＲＬの閉回路に流れる両電流
を合成して、負荷ＲＬに正方向の電流を供給し、また交
流制御電圧ｖｃが負のとき、出力極性反転制御回路７は
ＮＰＮ｝ランジスＪＱ１３を非導通とすると同時にＰＮ
Ｐ｝ランジスタＱ１４を導通するように制御して、他の
２次巻線Ｌ１２″、負荷ＲＬ、ＰＮＰトランジスＪＱ１
４およびダイオードＤ１１′の閉回路、並びに他の２次
巻線Ｌ２２”、負荷ＲＬ，ＰＮＰ｝ランジスクＱ１４お
よびダイオードＤ２１′の閉回路に流れる両電流を合成
して、負荷税に負方向の電流を供給している。

したがって前記ＮＰＮ｝ランジスＪＱ１３およびＰＮＰ
｝ランジスタＱ１４を交流入力制御電圧Ｖ。

の極性に応じて交互に導通、非導通させることにより、
負荷税に交流入力制御電圧■Ｃに比例し、かつ相似的に
連続した交流出力電圧ｅ。

が得られ、しかも該交流出力電圧ｅＱはｅ。

−Ｒｌ＋Ｒ２／Ｒ２・ｖｏとなる。

すなわち第１１図の回路構成は第９図の実施例に比べ、
出力極性反転回路に使用するトランジスタを２個に減少
させることができ、電流通路に挿入されるトランジスタ
は正負両極にそれぞれ１個ずつ設ければよいので、各ト
ランジスタにおける損失を半減することができる。

さらに本発明によれば、各トランスの２次巻線に設けた
両中間タップをアース電位とすることもできるし、また
トランジスタＱ１３およびＱ１４の両エミツクをアース
電位とすることもできるため、トランジスタＱ１３およ
びＱ１４の駆動回路を容易に実現することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図：本発明の基本的考え方を示す回路図、第２図：
第１図の動作波形を示す図、第３図：本発明の一実施例
を示す回路図、第４図：第３図の定常状態における動作
波形を示す図、第５図：第３図の過渡状態における動作
波形を示す図、第６図，第７図：第３図の応用動作の説
明に供する図、第８図：本発明の他の実施例を示す回路
図、第９図：本発明のさらに他の実施例を示す回路図、
第１０図：第９図の動作波形を示す図、第１１図：第９
図の変形実施例を示す回路図。Ｔ１・・・・・・トランス（Ｌ１：１次巻線＋Ｌ２：２
次巻線，Ｌ３：励磁巻線）、Ｌ４・・・・・・励磁コイ
ル、Ｅ１＊Ｅ２・・・・・・直流電源、Ｑｌ−Ｑ２・・
・・・・トランジスタ，Ｄ１・・・・・・ダイオード、
ＲＬ・・・・・・負荷、Ｔ１１１Ｔ２１・・・・・・ト
ランス（Ｌ１１ｅＬ２１：１次巻線、Ｌ１２ｅＬ２２・
・・・・・２次巻線、Ｌ１３＊Ｌ２３・・・・・・励磁
巻線）、ＥＢ・・・・・・直流電源、Ｑ１１１Ｑ２１・
・・・・・トランジスタ、Ｄ１１ｅＤ２１・・・・・・
ダイオード。

Claims

【特許請求の範囲】１励磁巻線、１次巻線および２次巻線を有するトラン
ジスタが具備されており、１次巻線と励磁巻線は夫々ト
ランジスタを介して直流電源に接続されると共に２次巻
線には整流回路が接続されており、１次巻線に流れる時
間とともに増加する電流により誘起される電流とあらか
じめ励磁巻線に蓄積されたエネルギにより生じた電流と
を、２次巻線と該整流回路を用いることにより同時に重
畳整流することにより出力が得られることを特徴とする
電力制御回路。２励磁巻線、１次巻線および２次巻線を有するトラン
ジスタが２つ具備されており、夫々の２次巻線には整流
回路が接続されており、直流電源、第１のトランスの励
磁巻線、第２のトランスの１次巻線および第２のトラン
ジスタからなる直列回路、並びに前記直流電源、第２の
トランスの励磁巻線、第１のトランスの１次、巻線およ
び第１のトランジスタからなる直列回路が構成され、第
１並びに第２のトランジスメを交互に導通、非導通させ
ることにより、第１のトランス並びに第２のトランスの
２次巻線に接続する整流回路から得られる各整流出力が
同極性となるように、前記両トランスの２次巻線が並列
接続されていることを特徴とする電力制御回路。３特許請求の範囲第２項記載の電力制御回路において
、第１および第２のトランジスタを交互に導通、非導通
する期間の途中に、前記両トランジスタを同時に非導通
する期間を挿入し、かつ前記両トランジスタの一方を導
通する期間と、前記両トランジスタを同時に非導通する
期間の比率を変化させることにより、出力電圧を制御す
ることを特徴とする電力制御回路。４特許請求の範囲第２項記載の電力制御回路において
、第１のトランジスタと第２のトランジスタの少くとも
片方のトランジスタには逆極性になるごとくダイオード
を並列接続したことを特徴とする電力制御回路。５特許請求の範囲第２項記載の電力制御回路において
、差動増幅器と、ベース電流制御回路とを具備させ、前
記差動増幅器により出力端に得られる連続した三角波電
圧と、入力制御電圧を比較し、その差動出力に応じて前
記ベース電流制御回路を駆動し、第１および第２のトラ
ンジスタを交互に導通、非導通させる時期、並びに前記
両トランジスメを同時に非導通する時期を制御して、前
記入力制御電圧に比例し、かつ相似的に連続した三角波
電圧を出力として得ることを特徴とする電力制御回路。６励磁巻線、１次巻線および２次巻線を有するトラン
スが２つ具備され、夫々の２次巻線には整流回路が接続
されており、直流電源、第１のトランスの励磁巻線、第
２のトランスの１次巻線および第２のトランジスタから
なる直列回路、並びに前記直流電源、第２のトランスの
励磁巻線、第１のトランスの１次巻線および第１のトラ
ンジスタからなる直列回路が構成され、さらに第１のト
ランジスタと第２のトランジスタの少くとも片方のトラ
ンジスタには逆極性になるごとくダイオードが並列接続
され、第１および第２のトランジスタを交互に導通、非
導通並びに前記両トランジスタを同時に非導通させるこ
とにより、第１のトランス並びに第２のトランスの２次
巻線に接続する整流回路から得られる各整流出力が同極
性となるように、前記両トランスの２次巻線が並列接続
されており、差動増幅器により出力端に得られる交流出
力電圧と交流入力制御電圧が比較され、その差動出力が
全波整流型ベース電流制御回路により脈流にされ、該脈
流により第１および第２のトランジスタを交互に導通、
非導通並びに前記両トランジスメを同時に非導通させて
得られる脈流出力が２つずつの異なる導電型のトランジ
スメからなる出力極性反転回路に供給されると共に該出
力極性反転回路は該差動出力が供給される出力極性反転
制御回路により交流入力制御電圧の極性に応じて異る導
電型の２つずつのトランジスタが交互に導通され、交流
入力制御電圧に比例し、かつ相似的に連続した交流出力
が負荷に得られることを特徴とする電力制御回路。７励磁巻線、１次巻線および２次巻線を有するトラン
スが２つ具備され、直流電源、第１のトランスの励磁巻
線、第２のトランスの１次巻線および第２のトランジス
タからなる直列回路、並びに前記直流電源、第２のトラ
ンスの励磁巻線、第１のトランスの１次巻線および第１
のトランジスタからなる直列回路が構成され、さらに第
１のトランジスタと第２のトランジスタの少くとも片方
のトランジスタには逆極性になるごとくダイオードが並
列接続され、第１および第２のトランスに設けた２次巻
線から同巻線数、同極性になるように中間タップが取り
出されて負荷の一端に共通に接続され、前記中間タップ
に対し正側の２次巻線端が各整流ダイオードを介して共
通に第１の導電型のトランジスタのコレクタに接続され
、さらにその第１の導電型のトランジスタのエミツタに
第２の導電型のトランジスタのエミツタが接続され、前
記中間タップに対し負荷の２次巻線端が各整流ダイオー
ドを介して第２の導電型のトランジスタのコレクメに共
通に接続され、前記第１の導電型のトランジスタと第２
の導電型のトランジスタのエミツタ接続点が負荷の他端
に接続され、差動増幅器により出力端に得られる交流出
力電圧と交流入力制御電圧が比較され、その差動出力が
全波整流型ベース電流制御回路により脈流にされ、該脈
流により第１および第２のトランジスタを交互に導通、
非導通並びに同時に非導通させて得られる脈流出力が前
記第１の導電型のトランジスタと第２の導電型のトラン
ジスタからなる出力極性反転回路に供給されると共に該
出力極性反転回路は該差動出力が供給される出力極性反
転制御回路により交流入力制御電圧の極性に応じて第１
の導電型のトランジスタと第２の導電型のトランジスタ
を交互に導通して交流出力が負荷に得られることを特徴
とする電力制御回路。