JP7493711B2 - 電力変換器とその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換器、特に、単方向に電流を導通及び遮断することが可能な双方向スイッチ回路を用いた電力変換器とその制御方法に関する。

既知のＤＣ－ＤＣ電力変換器の回路構成として、以下のものが挙げられる。
（１）高周波変圧器の２次側にダイオード整流回路と直流コンデンサを接続したもの（例えば、非特許文献１における図２（ａ）等）、
（２）２次側ダイオード整流回路の出力にリアクトルを挿入したもの（特許文献１における図１等）
（３）１次側にキャパシタを直列に接続したＬＬＣコンバータを採用するもの（例えば、特許文献２における図１等）

Ｒ． Ｗ． Ｄ． Ｄｏｎｃｋｅｒ，Ｄ． Ｍ． Ｄｉｖａｎ，ａｎｄ Ｍ． Ｈ． Ｋｈｅｒａｌｕｗａｌａ： " Ａ ｔｈｒｅｅ－ｐｈａｓｅ ｓｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｅｄ ｈｉｇｈ－ｐｏｗｅｒ－ｄｅｎｓｉｔｙ ｄｃ／ｄｃ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ ｈｉｇｈ－ｐｏｗｅｒ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ"，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｉｎｄ． Ａｐｐｌ．，Ｖｏｌ． ２７，Ｎｏ． １，ｐｐ． ６３－７３，１９９１． （特に、Ｆｉｇ．２（ａ））

特開２０１４－２３３１２１号公報 （特に、図１） 特開２０１７－２０４９７２号公報 （特に、図１）

しかし、上記（１）のような回路構成では、高周波変圧器の電圧利用率が低く、トランスの巻数比を１としたときに２次側直流電圧が１次側に比較して低くなる問題点がある。上記（２）のような回路構成では、スイッチング時にトランスの漏れインダクタンスとダイオード整流回路のダイオードの寄生容量により、ＬＣ共振によりサージ電圧が生じてスイッチング素子を破壊するおそれがある。実用的には、サージ電圧の発生を防止するか又はスイッチング素子の破壊を防止する必要があり、回路構成が複雑となる。上記（３）のような回路構成では、共振周波数を制御するために１次側電圧を制御する必要がある。すなわち、パラメータ変化に伴う共振周波数の追従が必要になるだけでなく精密な制御を必要とし、制御性の点で好ましくない。

本発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、簡素な回路構成でありながらソフトスイッチングを実現できる単方向スイッチ回路を用いた単方向絶縁型ＤＣ－ＤＣ電力変換器とその制御方法を提供することを目的とする。

本発明の第１の実施形態では、１次側にＨブリッジ回路、トランス、２次側にダイオード整流回路を持つＤＣ－ＤＣ変換器において、２次側ダイオード整流回路のそれぞれのダイオードに並列にキャパシタを接続して、ダイオードの転流時にトランスの漏れインダクタンスとＬＣ共振をさせる回路構成を採用する。

具体的には、本発明に係る電力変換器は、以下のように構成される。
１次回路と２次回路とがトランスを介して接続された電力変換器であって、
前記１次回路は、スイッチング素子を有する回路が設けられ、
前記２次回路は共振キャパシタ（Ｃ_ｒ）をそれぞれ並列に接続した４個のダイオード（Ｕ＋，Ｕ－，Ｖ＋，Ｖ－）を含むダイオード整流回路と平滑キャパシタ（Ｃ２）とが並列接続され、
前記２次側回路において、前記トランスの漏れインダクタンス（Ｌ）と前記共振キャパシタ（Ｃ_ｒ）との共振回路が形成された電力変換器。

このような構成によれば、１次回路のスイッチング素子をソフトスイッチングでき、損失を低減できる。
ここで、「ソフトスイッチング」とは、電圧又は電流がゼロとなった状態でスイッチングを行なうものであるが、電圧がゼロの状態で行なうＺＶＳ（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ)が、好適に利用される。
なお、トランス（変圧器）は、商用電力の周波数より高い周波数に対応した高周波トランスが好適に使用される。高周波トランスを用いることにより回路を小型に構成できる。

このような構成によれば、スムーズに電流の符号反転を実現し、（高周波）変圧器の周波数を、共振周波数より遅い周波数として、独立に選定することが可能となる。
共振周波数を（高周波）変圧器の周波数より高く設定できるので、例えばＬＬＣコンバータに比較して共振用のキャパシタやインダクタを小さくできるので、回路を小型にできる利点がある。

第１の実施形態の電力変換器の回路図 各スイッチの導通状態と高周波トランスの電圧、電流波形を示す図 ２次側ダイオード整流回路の各転流動作を示す図 高周波トランスの周波数と共振周波数の比ｆ_ｓ／ｆ_ｏに対する出力電力Ｐ_ｏｕｔの特性を示す図 １次側回路のスイッチＲ－，Ｓ＋からスイッチＲ＋，Ｓ－に転流する場合の回路の動作モードと高周波トランスの１次電圧波形ｖ_１を示す図 第２の実施形態の電力変換器の回路図 モード切換タイミング（モード２－２）による出力電力の制御方法を説明する動作波形図 モード切換タイミング（モード２－３）による出力電力の制御方法を説明する動作波形図 １次電圧ｖ_１が零となる期間Ｔ_ｄに対する出力電力特性図

以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。但し、以下の実施形態は、いずれも本発明の要旨の認定において限定的な解釈を与えるものではない。また、同一又は同種の部材については同じ参照符号を付して、説明を省略することがある。
なお、１次回路のソフトスイッチング回路は、例えばＨブリッジ回路、ハーフブリッジ回路が使用できるが、これに限定されず、何れの回路も使用され得る。

（本発明の基本的な考え方）
本発明の基本的な回路構成の特徴は、スイッチング素子を有する回路により方形波等を発生させる１次回路と、受動素子のみで構成され整流回路とＬＣ共振回路との組合わせで構成される２次回路とをトランスにより電磁結合する回路構成を採用した単方向絶縁型ＤＣ－ＤＣ電力変換器を採用した点にある。簡単な回路構成でありながら供給電力は１次回路のスイッチング周波数により調整でき、また、２次回路側が受動素子のみで構成されるため、トランスの鉄心で１次回路側と２次回路側とを分離できる利点がある。以下、図面を参照して具体的な回路図について説明する。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態の電力変換器（１０）の回路図を示す。本回路は、単方向絶縁型ＤＣ－ＤＣ電力変換器であり、１次回路（１）側はＨブリッジ回路が設けられ、２次回路（２）側はダイオード整流回路で構成され、それらが高周波トランスＴｒで結合される。なお、１次回路及び２次回路をそれぞれ単に「１次側」、「２次側」と表記する場合がある。高周波トランスＴｒを単に「トランス」と表記する場合がある。

１次側Ｈブリッジ回路は４つのスイッチング素子Ｒ＋，Ｒ－，Ｓ＋，Ｓ－で構成される。スイッチング素子には、逆並列のダイオードが接続される。スイッチング素子の寄生容量（浮遊容量）はＣ_ｓと表す。１次側Ｈブリッジ回路は、入力直流電圧Ｖ_ｉｎを高周波の方形波交流電圧ｖ_１に変換する。

なお、高周波トランスＴｒの漏れインダクタンスをＬで表記し、高周波トランス全体の漏れインダクタンスを２次側での換算値として表している。漏れインダクタンスが小さい場合には、トランスに直列にリアクトルを接続し、高周波トランス自体の漏れインダクタンスと挿入したリアクトルを含めて漏れインダクタンスＬ（インダクタンスＬ）としている。トランスの１次巻線と２次巻線の巻数をそれぞれｎ１、ｎ２としたとき、巻数比ａ（＝ｎ１／ｎ２）を用いて、１次電圧ｖ_１の２次換算値はｖ_１’（＝ｖ_１／ａ）と表される。

２次側ダイオード整流回路は、共振キャパシタＣ_ｒをそれぞれ並列に接続した４個のダイオードＵ＋，Ｕ－，Ｖ＋，Ｖ－と平滑キャパシタＣ２とで構成される。ここで、共振キャパシタＣ_ｒの容量は、ダイオードの寄生容量（例えば数ｎＦ～１０ｎＦ程度）よりも相対的にかなり大きな値（例えば数十ｎＦ～１μＦ、具体的には１００ｎＦ～１μＦ、典型的には５００ｎＦ～１μＦ）である。２次側ダイオード整流回路は高周波方形波電圧を出力直流電圧Ｖ_ｏｕｔに変換する。
なお、寄生容量が十分に大きい（例えば数十ｎＦ～１μＦ）ダイオード（容量を大きく設計したダイオード）を用いることで、実質的に共振キャパシタＣ_ｒをダイオードに内蔵した構成とすることもできる。この場合、共振キャパシタＣ_ｒをダイオード外部に設ける必要がなく、小型に構成することができる。

本実施形態で示す２次側回路の特徴は、インダクタンスＬとキャパシタＣ_ｒとの共振を用いる点にあり、他の構成は用途によって適宜変更可能である。例えば、図１では、２次側出力に直流電源が接続されているが、直流負荷が接続されていてもよい。例えば、２次電池の充電回路といった用途であれば図１のように直流電源として表されるが、ＤＣ－ＤＣコンバーターとして使用する場合、例えば鉄道の架線から鉄道に電力を変換する場合は、直流負荷として表される。

図２は、図１の絶縁型ＤＣ－ＤＣ電力変換回路の各スイッチの導通状態と高周波トランスの電圧、電流波形を示す。図２の横軸は時間である。図２では、説明の簡単化のために、高周波トランスの巻数比ａ＝１とし、さらに、入出力直流電圧を等しいとしたＶ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔの場合である。１次側Ｈブリッジ回路においては、Ｒ，Ｓ相のスイッチング位相を１８０度ずらして、各スイッチのデューティ５０％で通電することで、入力直流電圧Ｖ_ｉｎを振幅とし、周波数ｆ_ｓ（＝１／２Ｔ_ｓ ；高周波波形の半周期Ｔ_ｓ）の方形波交流電圧を１次電圧ｖ_１として発生する。図２の１次電圧ｖ_１の波形に、１次電圧ｖ_１の変化に伴う動作モードとして＜モード１－１＞から＜モード１－４＞の各区間を示す。２次電圧ｖ_２は１次電圧ｖ_１に対して遅れ電圧になる。高周波トランスの励磁電流は１次、２次電流に比較して十分小さいとして励磁電流を無視すれば、高周波トランスの１次電流ｉ_１と２次電流ｉ_２は等しくなる。図２の１次電流ｉ_１、２次電流ｉ_２に示す方形波状の電流が得られる。波形の詳細は後に詳しく導出する。１次電流ｉ_１、２次電流ｉ_２の波形と共に、２次側ダイオード整流回路の転流に伴う動作モードとして＜モード２－１＞から＜モード２－４＞の各区間を示す。

図３は、２次側ダイオード整流回路の各転流動作を示す図であり、Ｈブリッジ回路のスイッチングにより１次電圧が負から正に切り換わったときの２次側ダイオード整流回路において、ダイオードＵ－，Ｖ＋がそれぞれダイオードＵ＋，Ｖ－に転流するときの各モードにおける回路動作を示している。図３の転流前の＜モード２－１＞では、１次側スイッチＲ－，Ｓ＋が導通し、１次電圧ｖ_１’は、入力直流電圧－Ｖ_ｉｎ（＝－Ｖ_ｏｕｔ）になり、２次電流ｉ_２はダイオードＵ－とＶ＋が導通して負の電流－Ｉ_ｎが流れている。２次電圧ｖ_２は、出力直流電圧－Ｖ_ｏｕｔになり、１次、２次電圧が等しいので、一定値－Ｉ_ｎの２次電流ｉ_２が流れる。ダイオードＵ－とＶ＋の並列キャパシタの電圧は零で、ダイオードＵ＋とＶ－の並列キャパシタは出力直流電圧Ｖ_ｏｕｔに充電される。図２の時刻ｔ＝ｔ_２においてＨブリッジ回路のスイッチをＲ－，Ｓ＋からＲ＋，Ｓ－に切り換えて、１次電圧ｖ_１’が－Ｖ_ｉｎからＶ_ｉｎに変化すると、＜モード２－２＞に移る。図３の＜モード２－２＞に移ってもインダクタンスＬによる２次電流の連続性からダイオードＵ－とＶ＋が導通し続ける。＜モード２－２＞の２次側回路の電圧方程式は次式で与えられる。

ここで、＜モード２－２＞における１次電圧ｖ_１’＝Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ、２次電流初期値ｉ_２（ｔ_２）＝－Ｉ_ｎを（１）式に代入して、＜モード２－２＞の２次電流ｉ_２（ｔ）が次式で得られる。

図２に示すように＜モード２－２＞では、２次電流ｉ_２（ｔ）は一定の傾きで零に向かって増加していく。２次電流ｉ_２（ｔ）が時刻ｔ＝ｔ_３で零になると＜モード２－２＞が終了する。＜モード２－２＞の期間Ｔ_２＝ｔ_３－ｔ_２は、（３）で与えられる。

時刻ｔ＝ｔ_３で２次電流ｉ_２（ｔ_３）＝０になると、２次側回路における全てのダイオードが非導通状態になり、図３の＜モード２－３＞に移る。＜モード２－３＞が始まる時刻ｔ＝ｔ_３におけるダイオードＵ－，Ｖ＋の並列キャパシタの初期電圧は共に零であり、ダイオードＵ＋，Ｖ－の並列キャパシタの初期電圧は共にＶ_ｏｕｔである。＜モード２－３＞では、インダクタＬと４個のキャパシタＣ_ｒの共振回路が構成される。回路の対称性から２次電流の半分の電流ｉ_２／２が各キャパシタに流れる。＜モード２－３＞における電圧方程式が次式で与えられる。

１次電圧ｖ_１’＝Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ、２次電流初期値ｉ_２（ｔ_３）＝０をそれぞれ（５）式に代入して解くと、＜モード２－３＞の２次電流ｉ_２（ｔ）が次式で得られる。

２次電流ｉ_２（ｔ）は、共振角周波数ωｏ（＝２πｆ_ｏ＝１／√（ＬＣ_ｒ））の電流が流れる。２次電圧ｖ_２は、（６）式の２次電流ｉ_２（ｔ）を用いて次式で得られる。

（６）、（７）式の２次電流ｉ_２、２次電圧ｖ_２は、図２に示すように正弦波波形になる。２次電流ｉ_２、２次電圧ｖ_２がそれぞれＩ_ｎ、Ｖ_ｏｕｔになると、ダイオードＵ＋，Ｖ－の並列キャパシタの電圧も共に零になり、時刻ｔ＝ｔ_４で＜モード２－３＞は終了する。図２において、時刻ｔ＝ｔ_４における位相は、π／２であり、２次電流ｉ_２の振幅Ｉ_ｎと＜モード２－３＞の期間Ｔ_３＝ｔ_４－ｔ_３は、（６）、（７）式から次式で得られる。

（３）式の＜モード２－２＞の２次電流ｉ_２、（４）式の＜モード２－２＞の期間Ｔ_２は、（８）式をそれぞれ代入して、次式に書き換えられる。

時刻ｔ＝ｔ_４でダイオードＵ＋，Ｖ－の並列キャパシタの電圧が共に零になると、ダイオードＵ＋，Ｖ－が導通し、図３の＜モード２－４＞に移る。＜モード２－４＞の２次側回路の電圧方程式は次式で与えられる。

ここで、＜モード２－４＞における１次電圧ｖ_１’＝Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ、２次電流初期値ｉ_２（ｔ_４）＝Ｉ_ｎを（１２）式に代入して、＜モード２－４＞の２次電流ｉ_２（ｔ）が次式で得られる。

図２に示すように＜モード２－４＞では、２次電流ｉ_２（ｔ）は一定値になる。Ｈブリッジ回路がスイッチングをして１次電圧が正から負に切り換わることで、＜モード２－４＞が終了する。

２次回路の動作から各ダイオードは、いずれも並列キャパシタ電圧が零の状態でスイッチングする。すなわち、ダイオードのリカバリー損失は発生しないので、電力損失が発生せず、極めて高効率になる。出力電力Ｐ_ｏｕｔは、出力電流ｉ_ｏｕｔを用いて、高周波トランスの半周期Ｔ_ｓの平均電力として次式で得られる。

出力電力Ｐ_ｏｕｔの制御は、高周波トランスの周波数ｆ_ｓにより調整できる。（１４）式の出力電力Ｐ_ｏｕｔを，高周波トランスの周波数ｆ_ｓ（＝１／２Ｔ_ｓ）と共振周波数ｆ_ｏ（＝１／（２π√（ＬＣ_ｒ）））を用いて書き直すと、次式が得られる。

図４は、（１４）式に基づいて、高周波トランスの周波数と共振周波数の比ｆ_ｓ／ｆ_ｏに対する出力電力Ｐ_ｏｕｔの特性を示す。共振周波数ｆ_ｏは回路パラメータで決まり、一定値であり、トランスの周波数ｆ_ｓを高くすることで、出力電力Ｐ_ｏｕｔを低減できる。図４では、高周波トランスの周波数と共振周波数の比（ｆ_ｓ／ｆ_ｏ）＝１／４を定格出力Ｐ_ｏｕｔ＝１と基準化して表している。（１４）式の出力電力Ｐ_ｏｕｔが成立する高周波トランスの最大周波数（ｆ_ｓ／ｆ_ｏ）_ｍａｘは、図２の２次電流ｉ_２（ｔ）の波形において、電流値Ｉ_ｎの期間が零になる場合で、次式で得られる。

高周波トランスの最大周波数は（ｆ_ｓ／ｆ_ｏ）_ｍａｘ＝１．２２となり、このとき、図４では定格出力の０．２３まで出力電力を低減できている。高周波トランスの周波数ｆ_ｓを、（ｆ_ｓ／ｆ_ｏ）_ｍａｘから定まる値より高い周波数にすると、（１４）式は成立しないが、さらに出力電力Ｐ_ｏｕｔの低減は可能である。

次に、Ｈブリッジ回路のソフトスイッチング転流について説明する。
図１では、１次側Ｈブリッジ回路のスイッチング素子の並列キャパシタＣ_ｓが寄生容量であるとして説明したが、スイッチのソフトスイッチングをするために、別途キャパシタを並列に外付けしても良い。以下では並列にキャパシタを外付けした場合を含め、スイッチング素子の並列静電容量をＣ_ｓとして説明する。

図５は、１次側Ｈブリッジ回路のスイッチＲ－，Ｓ＋からスイッチＲ＋，Ｓ－に転流する場合の回路の動作モードと高周波トランスの１次電圧波形ｖ_１を示す。
転流前の＜モード１－１＞では、スイッチＲ－，Ｓ＋がいずれも導通しており、１次電圧ｖ_１は負の入力直流電圧－Ｖ_ｉｎを発生している。１次電流ｉ_１として、負の一定電流－Ｉ_ｎがスイッチＲ－，Ｓ＋を流れている。スイッチＲ－，Ｓ＋の並列キャパシタの電圧は共に零で、スイッチＲ＋，Ｓ－の並列キャパシタの電圧は共に入力直流電圧Ｖ_ｉｎに充電される。スイッチＲ－，Ｓ＋を非導通状態にしたときに、並列キャパシタ電圧が零なので、スイッチＲ－，Ｓ＋は零電圧スイッチング（ＺＶＳ： Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）される。

スイッチＲ－，Ｓ＋を非導通状態にすることで、図５の＜モード１－２＞に移る。＜モード１－２＞では、負荷電流の連続性から１次電流ｉ_１は負の電流－Ｉ_ｎに保たれ、４個の並列キャパシタＣ_ｓに流れる。スイッチＲ－，Ｓ＋の並列キャパシタの電圧は零から増加していき、スイッチＲ＋，Ｓ－の並列キャパシタの電圧は減少していく。これらのキャパシタ電圧の変化により、１次電圧ｖ_１は、負の入力直流電圧－Ｖ_ｉｎから正の入力直流電圧Ｖ_ｉｎまで変化する。１次電圧ｖ_１が正の入力直流電圧Ｖ_ｉｎになったときに、スイッチＲ＋，Ｓ－の並列キャパシタ電圧は共に零になり、スイッチＲ＋，Ｓ－の並列ダイオードが導通する。スイッチＲ＋，Ｓ－の並列ダイオードの導通により、＜モード１－３＞に移る。＜モード１－３＞の期間中に、スイッチＲ＋，Ｓ－が導通するためのゲート信号を与える。並列ダイオードが導通状態になっているので、スイッチにゲート信号を与えても、逆バイアスされスイッチは導通しない。既に述べたように１次電流ｉ_１は零に向かって一定の傾きで増加していく。そして、１次電流ｉ_１が負から正になることで、＜モード１－４＞に移る。１次電流ｉ_１の符号が負から正に変化してスイッチＲ＋，Ｓ－が導通するときには、並列キャパシタ電圧は零のままであり、ＺＶＳを実現できる。他のスイッチングにおいても同様にソフトスイッチングができ、スイッチング損失を低減できる。

以上のように、第１の実施形態によれば、簡単な回路構成で効率良くスイッチング損失を低減できる効果を得ることができる。
また、更なる効果として、出力側の電力の制御を容易に実行することができ、特に、低出力側の制御性が向上する。上記の通り、（１４）式より出力側の電力はスイッチング周波数により調整できるが、Ｐｏｕｔの値が０．２３以下の制御性が悪くなり、わずかな周波数変動により大きく出力が変動してしまうが、第１の実施形態によれば、（１４）式によらず出力側の電力を制御することが可能となる。その結果、例えば、出力電力の供給対象、例えば蓄電池等の充電レベルが一定値を越えたあとは供給電力を極めて小さく制御するといったことも可能となる。この具体的な方法については第３の実施形態において詳述する。

（第２の実施形態）～１次側ハーフブリッジ回路による回路構成～
図６は、第１の実施形態における図１の１次側Ｈブリッジ回路をハーフブリッジ回路（１’）に置き換えた回路である。入力直流電圧は２Ｖ_ｉｎで、２個のキャパシタＣ１を直列接続して入力直流電圧２Ｖ_ｉｎの直流中性点を設けている。２個のキャパシタＣ１の直流電圧は、共にＶ_ｉｎになる。高周波トランスの２個の入力端子の片側をＲ相の出力端子に接続し、もう片方を直流中性点に接続する。ハーフブリッジは、２個のスイッチング素子Ｒ＋，Ｒ－で構成される。スイッチング素子には、逆並列のダイオードが内蔵され、スイッチング素子の寄生容量をＣ_ｓとしている。

図２に示すＨブリッジ回路を用いた絶縁型ＤＣ－ＤＣ電力変換回路の動作波形は、Ｓ相のスイッチング信号を無視すれば、図６のハーフブリッジ回路を用いた回路の動作波形としてそのまま適用できる。すなわち、スイッチング素子Ｒ＋を導通することで、高周波トランスの１次電圧ｖ_１は、入力直流電圧の上側キャパシタＣ１に接続され、キャパシタ電圧Ｖ_ｉｎになる。スイッチング素子Ｒ－を導通することで、高周波トランスの１次電圧ｖ_１は、入力直流電圧の下側キャパシタＣ１に接続され、負のキャパシタ電圧－Ｖ_ｉｎになる。

したがって、Ｈブリッジ回路を用いたときと同様に１次電圧ｖ_１として振幅Ｖ_ｉｎの方形波交流波形が得られる。ハーフブリッジ回路を用いた回路において、高周波トランスおよび２次側回路については図１のＨブリッジ回路を用いた回路と同じであり、図２の２次電圧ｖ_２、１次電流ｉ_１、２次電流ｉ_２の各波形が得られる。２次側回路においては、ダイオードのリカバリー損失を発生しない高効率な動作ができる。

第１の実施形態で説明したように、出力電力Ｐ_ｏｕｔの制御は、（１５）式により、高周波トランスの周波数ｆ_ｓ（＝１／２Ｔ_ｓ）により調整できる。また、１次側ハーフブリッジ回路のソフトスイッチングも実現できる。

図６のハーフブリッジ回路においてスイッチＲ－からスイッチＲ＋への転流について説明する。スイッチＲ－が導通している状態では、１次電圧ｖ_１は負の入力直流電圧－Ｖ_ｉｎで、１次電流ｉ_１は負の電流－Ｉ_ｎがスイッチＲ－に流れている。また、スイッチＲ－の並列キャパシタの電圧は零である。スイッチＲ－を非導通にしたときには、スイッチＲ－の並列キャパシタの電圧が零であり、ＺＶＳが実現される。１次電流ｉ_１に引き続き負の電流－Ｉ_ｎが流れることで、スイッチＲ＋の並列キャパシタの電圧は、Ｖ_ｉｎから減少し、零電圧になると、スイッチＲ＋の並列ダイオードが導通する。１次電圧ｖ_１は正の入力直流電圧Ｖ_ｉｎとなり、１次電流ｉ_１も負の電流－Ｉ_ｎから零に向けて増加していく。１次電流ｉ_１が負の間にスイッチＲ＋に導通信号を与えれば、１次電流ｉ_１が負から正に変化して、ダイオードからスイッチＲ＋に電流が転流するときにおいても、並列キャパシタの電圧は零であり、ＺＶＳが実現される。したがって、全ての転流でソフトスイッチングを実現でき、スイッチング損失を低減できる。

本実施形態で示す２次側回路は、第１の実施形態と同じであり、インダクタンスＬとキャパシタンスＣ_ｒとの共振を用いている点に特徴がある。従って、他の構成は用途によって適宜変更可能である。例えば、図６では、２次側出力に直流電源が接続されているが、直流負荷が接続されていてもよい。例えば、２次電池の充電回路といった用途であれば図６のように直流電源として表されるが、ＤＣ－ＤＣコンバーターとして使用する場合、例えば鉄道の架線から鉄道に電力を変換する場合は、直流負荷として表される。

以上のように、１次側回路としてハーフブリッジ回路を用いてもＤＣ－ＤＣ電力変換器を構成することができる。第２の実施形態によれば、第１の実施形態と比較して、１次側回路の構成が簡単であり、さらに小型な、或いは安価なＤＣ－ＤＣ電力変換器を得ることができる。なお、出力側の電力の制御は（１５）式よりスイッチング周波数により調整できる。

（第３の実施形態）～Ｔ_ｄを制御することによる送電電力制御方法～
上記第１及び第２の実施形態で説明したように、いずれの回路構成においても（１４）式により、２次回路の電力は１次回路のスイッチング周波数を変化させることで制御できる。しかし、第１の実施形態において説明する回路構成によれば、１次電圧ｖ_１が零となる期間Ｔ_ｄを制御することができるため、周波数制御によらず２次側電力を制御することが可能となる。

本実施形態では、第１の実施形態で説明する回路において、１次電圧ｖ_１が零となる期間Ｔ_ｄを制御することにより実現される電力制御方法について説明する。

（１）＜モード２－２＞における電力低減制御方法
図１の単方向絶縁型ＤＣ－ＤＣ電力変換回路の高周波トランスの周波数ｆ_ｓが一定値の状態で、出力電力Ｐ_ｏｕｔを１次側Ｈブリッジ回路のスイッチングパターンで制御する方法を説明する。図２の動作波形が最大出力電力時であり、１次電圧ｖ_１として振幅Ｖ_ｉｎの方形波交流波形を出力している。図７の動作波形が、出力電力Ｐ_ｏｕｔの調整のために電力を少し低減した場合である。電力低減の基本的な考え方は、Ｓ相のスイッチの切り換えタイミングを期間Ｔ_ｄだけ遅らせ、１次電圧ｖ_１の方形波波形において、電圧が零となる期間Ｔ_ｄを設けて１次電圧ｖ_１の実効値を低減する方法である。図７の動作波形では、１次電圧ｖ_１が零になる期間Ｔ_ｄに新たなモードが加わっただけで、期間Ｔ_ｄ以外の波形は、図２の最大出力電力時の波形と同じである。図７の動作波形では、１次電圧ｖ_１が零になる期間Ｔ_ｄを＜モード２－２１＞、１次電圧ｖ_１がＶ_ｉｎになる期間を＜モード２－２２＞として、２モードに分離している。（１）式の＜モード２－２＞の２次側回路電圧方程式に、１次電圧ｖ_１’＝０、２次電流初期値ｉ_２（ｔ_２）＝－Ｉ_ｎ、（８）式をそれぞれ代入して、＜モード２－２１＞の２次電流ｉ_２（ｔ）が次式で得られる。

すなわち、（１７）式の＜モード２－２１＞の２次電流の傾きｄｉ_２／ｄｔは、（２）式の＜モード２－２＞の傾きに対して１／２になっているので、＜モード２－２１＞の最大の期間Ｔ_ｄは、＜モード２－２＞の期間Ｔ_２＝√（ＬＣ_ｒ）の２倍になる。したがって、＜モード２－２１＞の期間Ｔ_２１＝Ｔ_ｄの範囲は、次式で与えられる。

ここで、（１８）式に時刻ｔ＝ｔ_２＋Ｔ_ｄを代入して、＜モード２－２２＞の２次電流初期値ｉ_２（ｔ_２＋Ｔ_ｄ）が次式で得られる。

また、（１）式の＜モード２－２＞の２次側回路電圧方程式に、１次電圧ｖ_１’＝Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ、（２０）式の２次電流初期値ｉ_２（ｔ_２＋Ｔ_ｄ）、（８）式をそれぞれ代入して、＜モード２－２２＞の２次電流ｉ_２（ｔ）が次式で得られる。

＜モード２－２２＞の終了時刻ｔ_３では、（２１）式の２次電流ｉ_２（ｔ_３）＝０になるので、終了時刻ｔ_３および＜モード２－２２＞の期間Ｔ_２２は次式で得られる。

導出した全モードの２次電流波形をもとに、出力電力Ｐ_ｏｕｔを計算すると次式が得られ、１次電圧ｖ_１が零となる期間Ｔ_ｄにより出力電力Ｐ_ｏｕｔを制御できる。

（２）＜モード２－３＞における電力低減制御方法
１次電圧ｖ１が零となる期間Ｔｄが２√（ＬＣｒ）以上になると、図７の＜モード２－３＞の範囲まで、１次電圧ｖ１が零となるので、（６）式の２次電流ｉ２の共振波形が変化する。図８は、１次電圧ｖ１が零となる期間Ｔｄが２√（ＬＣｒ）以上になった場合の２次電圧ｖ２、１次電流ｉ１、２次電流ｉ２の各波形を示す。図８の動作波形では、時刻ｔ３とｔ４の間で、１次電圧ｖ１が零になる期間Ｔ３１を＜モード２－３１＞、１次電圧ｖ１がＶｉｎになる期間Ｔ３２を＜モード２－３２＞として、２モードに分離している。また、＜モード２－１＞の２次電流ｉ２の電流値－Ｉｍの絶対値Ｉｍは、（８）式のＩｎ（＞Ｉｍ）に比較して小さくなる。
図８の＜モード２－１＞は、図３の転流前の＜モード２－１＞の回路接続になり、１次側スイッチＲ－，Ｓ＋が導通し、１次電圧ｖ１’は、入力直流電圧－Ｖｉｎが掛かり、２次電流ｉ２はダイオードＵ－とＶ＋が導通して負の電流－Ｉｍが流れている。図８の時刻ｔ＝ｔ２においてＨブリッジ回路のスイッチをＲ－からＲ＋に切り換えて、１次電圧ｖ１’が－Ｖｉｎから０に変化すると、＜モード２－２１＞に移る。＜モード２－２１＞における１次電圧ｖ１’＝Ｖｉｎ＝Ｖｏｕｔ、２次電流初期値ｉ２（ｔ２）＝－Ｉｍを（１）式に代入して、＜モード２－２１＞の２次電流ｉ２（ｔ）が次式で得られる。

図８に示すように＜モード２－２１＞では、２次電流ｉ_２（ｔ）は一定の傾きで零に向かって増加していく。２次電流ｉ_２（ｔ）が時刻ｔ＝ｔ_３で零になると＜モード２－２１＞が終了する。＜モード２－２１＞の期間Ｔ_２１＝ｔ_３－ｔ_２は、（２７）式で与えられる。

時刻ｔ＝ｔ_３で２次電流ｉ_２（ｔ_３）＝０になると、２次側回路における全てのダイオードが非導通状態になり、図３の＜モード２－３１＞に移る。＜モード２－３１＞が始まる時刻ｔ＝ｔ_３におけるダイオードＵ－，Ｖ＋の並列キャパシタの初期電圧は共に零であり、ダイオードＵ＋，Ｖ－の並列キャパシタの初期電圧は共にＶ_ｏｕｔである。＜モード２－３＞では、インダクタＬと４個のキャパシタＣ_ｒの共振回路が構成される。回路の対称性から２次電流の半分の電流ｉ_２／２が各キャパシタに流れ、（５）式の電圧方程式が成立する。１次電圧ｖ_１’＝０、２次電流初期値ｉ_２（ｔ_３）＝０をそれぞれ（５）式に代入して解くと、＜モード２－３１＞の２次電流ｉ_２（ｔ）が次式で得られる。

２次電圧ｖ_２は、（２８）式の２次電流ｉ_２（ｔ）を用いて次式で得られる。

（２８）、（２９）式の２次電流ｉ_２、２次電圧ｖ_２は、図８に示すように正弦波波形になる。時刻ｔ＝ｔ_３＋Ｔ_３１の２次電圧ｖ_２、２次電圧ｖ_２は、それぞれ次式で得られる。

時刻ｔ＝ｔ_３＋Ｔ_３１で、Ｈブリッジ回路のスイッチをＳ＋からＳ－に切り換わると、１次電圧ｖ_１＝Ｖ_ｉｎがスッテプ的に上昇し、新たな共振動作となる。＜モード２－３２＞における電圧方程式が次式で与えられる。

１次電圧ｖ_１’＝Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ、２次電流初期値ｉ_２（ｔ_３＋Ｔ_３１）を（３２）式に代入して解くと、＜モード２－３２＞の２次電流ｉ_２（ｔ）が次式で得られる。

（３３）式の１行目の項は時刻ｔ＝ｔ_３＋Ｔ_３１で１次電圧ｖ_１’＝Ｖ_ｏｕｔに変化したことによる共振電流であり、２行目の項は時刻ｔ＝ｔ_３＋Ｔ_３１以前からの共振電流項である。３行目はこれら２項を１つの共振電流として表した式である。＜モード２－３２＞の２次電圧ｖ_２は、（３３）式の２次電流ｉ_２（ｔ）を用いて次式で得られる。

時刻ｔ＝ｔ_４で２次電圧ｖ_２（ｔ_４）＝Ｖ_ｏｕｔになると、ダイオードＵ＋，Ｖ－の並列キャパシタの電圧が零になり、ダイオードＵ＋，Ｖ－が導通し、＜モード２－３２＞が終了する。時刻ｔ＝ｔ_４で（３４）式の第２項が零になり、＜モード２－３２＞の期間Ｔ_３２を用いて期間ｔ_４－ｔ_３＝Ｔ_３１＋Ｔ_３２と表せるので、次式にて期間Ｔ_３２が求まる。

時刻ｔ＝ｔ_４は、（３５）式を用いて、期間Ｔ_３１の関数として次式で与えられる。

（３６）式のｔ_４を（３３）式に代入して２次電流ｉ_２（ｔ_４）＝Ｉ_ｍが次式で得られる。

期間Ｔ_３１が長くなれば、２次電流値Ｉ_ｍが小さくなり、送電電力を低減できる。期間Ｔ_３１＝π√（ＬＣ_ｒ）のとき、２次電流値Ｉ_ｍ＝０になるので、期間Ｔ_３１は零からπ√（ＬＣ_ｒ）の範囲で制御すれば良い。
＜モード２－４＞の期間ｔ＞ｔ_４では、（１２）式の電圧方程式が成立し、１次電圧ｖ_１’＝Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔからｄｉ_２／ｄｔ＝０になり、一定値の２次電流ｉ_２（ｔ_４）＝Ｉ_ｍが流れる。
（２７）式に（３７）式のＩ_ｍを代入して、期間Ｔ_２１が次式で得られる。

１次電圧が零となる期間Ｔ_ｄは期間Ｔ_３１を用いて次式で得られる。

期間Ｔ_３１の最大値π√（ＬＣ_ｒ）のときの１次電圧が零となる期間の最大値Ｔ_{ｄ ｍａｘ}は、次式で得られる。

図８の２次電圧ｖ_２と２次電流ｉ_２から期間Ｔ_ｓの出力電力Ｐ_ｏｕｔは、次式で表される。

（４１）式に、（３７）式のＩ_ｍ、（３５）式のＴ_３２、（３８）式のＴ_２１を代入して、出力電力Ｐ_ｏｕｔは次式で表される。次式で表される。

図９は、（３９）式の１次電圧が零となる期間Ｔ_ｄに対する（４２）式の出力電力Ｐ_ｏｕｔを表している。図９は高周波トランスの周波数と共振周波数の比ｆ_ｓ／ｆ_ｏ＝π√（ＬＣ_ｒ）／Ｔ_ｓ＝１／４の場合で、Ｔ_ｓ＝４π√（ＬＣ_ｒ）である。１次電圧の零電圧期間Ｔ_ｄを長くするほど、２次電流値Ｉ_ｍは減少していき、出力電力Ｐ_ｏｕｔも低減する。したがって、１次電圧の零電圧期間Ｔ_ｄにより、出力電力Ｐ_ｏｕｔを制御できる。

以上の説明では、高周波トランスの巻数比をａ＝１とし、さらに、入出力直流電圧を等しいとしたＶ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔの場合について説明をしたが、入出力直流電圧がＶ_ｉｎ／ａ＝Ｖ_ｏｕｔの場合においても同様の動作波形が得られる。入出力直流電圧がＶ_ｉｎ／ａ≠Ｖ_ｏｕｔの場合においては、上記の説明で２次電流波形が一定値であったときに、１次と２次電圧の差によって２次電流波形に傾きが発生するなどの誤差を生じる場合があるが、説明した基本的な機能は同様に得られる。

（第４の実施形態）～出力電力制御と１次、２次回路の分離～
図１および図６の本発明回路構成において、２次回路はいずれも受動素子で構成されるため、制御する必要がない。したがって、１次回路の直流電圧Ｖ_ｉｎと１次電流ｉ_１を検出して、１次回路の周波数ｆ_ｓまたは零電圧の期間Ｔ_ｄにより出力電力Ｐ_ｏｕｔを制御できる。また、高周波トランスの１次巻線鉄心と２次巻線鉄心で分離できるようにすれば、１次回路と２次回路を物理的に分離することが可能となる。送電時のみ１次回路と２次回路を結合して使用できる。

たとえば、電力供給側である１次回路を地上側、２次回路を車両側へ置き、送電時（車両への充電中）のみ高周波トランスの１次、２次の鉄心を近づけることで、送電（充電）が可能である。送電中以外は、物理的にトランスの鉄芯（コア）が（独立）分離している一方、送電中（充電中）は、鉄心間に働く電磁力により１次、２次鉄心を結合でき、送電が可能になる。このように非放射型の磁界結合方式非接触電力伝送にも利用することができる。

本発明に係る電力変換器は、送電する電力に応じて、種々の用途に用いられる２次電池の充電器、鉄道その他産業機器など、あらゆる製品分野で広く用いることができ、適用可能な応用範囲が広く、産業上の利用可能性は極めて大きい。

１０ 電力変換器
１ １次回路（Ｈブリッジ回路）
１’ １次回路（ハーフブリッジ回路）
２ ２次回路
Ｃ１ キャパシタ
Ｃ２ （平滑）キャパシタ
Ｃ_ｒ 共振キャパシタ
Ｃ_ｓ 寄生容量
Ｕ＋，Ｕ－，Ｖ＋，Ｖ－ ダイオード
Ｒ＋，Ｒ－，Ｓ＋，Ｓ－ スイッチング素子
Ｔｒ トランス
Ｌ インダクタンス

Claims (8)

1. １次回路と２次回路とがトランスを介して接続された電力変換器であって、
   前記１次回路は、スイッチング素子を有する回路が設けられ、
   前記２次回路は共振キャパシタをそれぞれ並列に接続した４個のダイオードを含むダイオード整流回路と平滑キャパシタとが並列接続され、
   前記２次回路は受動素子のみで構成されると共に前記平滑キャパシタに接続される出力側にリアクトルを含まない回路であって前記トランスの漏れインダクタンスと前記共振キャパシタとの共振回路が形成されたことを特徴とする電力変換器。
2. 前記１次回路はキャパシタとＨブリッジ回路とが並列に接続され、
   前記Ｈブリッジ回路は、４つの前記スイッチング素子を有する請求項１記載の電力変換器。
3. 前記１次回路は入力に対して直列接続された２つのキャパシタの両端とハーフブリッジ回路とが並列に接続され、
   前記ハーフブリッジ回路は、直列接続された２つの前記スイッチング素子を有し、
   前記２つのキャパシタの直流中性点と２つの前記スイッチング素子の直流中性点とがそれぞれ前記トランスの１次回路側に接続された請求項１記載の電力変換器。
4. 前記スイッチング素子は、前記スイッチング素子の寄生容量、又は前記スイッチング素子に並列接続されたキャパシタのいずれか又は両方によりソフトスイッチングを実現する請求項１乃至３のいずれか１項記載の電力変換器。
5. 前記トランスの鉄芯を１次回路と２次回路とに分離できるように構成した請求項１乃至４のいずれか１項記載の電力変換器。
6. 請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載の電力変換器において、
   前記１次回路に方形波電圧を発生させるための制御信号を入力することを特徴とする電力制御方法。
7. 請求項６記載の電力変換器において、
   前記方形波電圧の周波数を制御することにより前記２次回路の出力電力を調整することを特徴とする電力制御方法。
8. 請求項２記載の電力変換器において、
   前記トランスの１次側端子の電圧が零である期間Ｔｄを制御することにより、前記１次回路の周波数を変更することなく前記２次回路の出力電力を調整することを特徴とする電力制御方法。

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