JP2022176011A - ソフトスイッチングコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】従来の発振制御回路でソフトスイッチングを実現する。【解決手段】スイッチ素子に並列に第１のダイオードと第１のコンデンサからなる直列回路を接続し、第１のコンデンサに並列に第１のリアクトルと第１の逆非導通スイッチ素子からなる直列回路を接続し、第１のリアクトルの第１の逆非導通スイッチ素子側の端子と出力コンデンサの間に第２のダイオードを接続した。【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源装置に関し、特にソフトスイッチングに関する。

スイッチング電源装置において、リアクトルの電流をオンオフするスイッチ素子の両端にコンデンサを並列に接続する使い方が多い。このコンデンサはスナバコンデンサと呼ばれ、オン状態からターンオフする際の急激な電流電圧の変化を緩い変化に変える働きをする。急激な電流の変化はノイズを生みやすく、また急激な電圧の変化はスイッチ素子に大きいストレスを加えるからである。しかし、このコンデンサはスイッチ素子がオフ状態からターンオンする際に電力損失を生む。
ターンオフの際に電流電圧の変化を緩め、ターンオンの際に電力損失を小さくする技術はソフトスイッチングと呼ばれ、その手段として従来から回路が考案されてきた。

従来のソフトスイッチングの１例として特許文献１にはチョッパ型コンバータに用いる方法が提供されている。

また別の１例として特許文献２にはハーフブリッジコンバータに用いる方法が提供されている。

特開２０１０－６８６１９ 特開２０１３－１８８０９０

特許文献１の図１には昇圧チョッパにソフトスイッチング回路を応用した図が示されている。図において、１０３がスナバコンデンサで、これがスイッチ素子１０１に加わる電流電圧の変化を緩い変化にしている。その働きは段落［００１８］ないし［００３８］に詳述されているが、次のように要約できる。スイッチ素子１０１がターンオンする前に補助スイッチ素子１０４をターンオンさせて、スナバコンデンサ１０３の電荷を空にして、そのタイミングで補助スイッチ素子１０４をオフさせて、スイッチ素子１０１をターンオンさせている。すなわち、スイッチ素子１０１がターンオンするときはスナバコンデンサ１０３の電圧はゼロになっているので電力損失は生じない。スナバコンデンサ１０３の電荷はリアクトル１０８ｂの励磁エネルギとなりダイオード１０９を介して出力される。

特許文献２の図１にはハーフブリッジコンバータにソフトスイッチング回路を応用した図が示されている。図において、３ｂと４ｂがスナバコンデンサである。スイッチ素子である３～６にはダイオードが逆並列に接続されている。スイッチ素子３と４はハーフブリッジコンバータの主スイッチ素子であり、５と６は電流の導通方向を半周期ずつ振り分ける補助スイッチである。３がオンする順番のときは、その半周期は３がオフした後も５がオンを保ち、４がオンする順番のときは、その半周期は６がオンを保つ。

特許文献２の段落［００１４］ないし［００３０］に詳述されているが、次のように要約できる。主スイッチ素子３がターンオフするとトランス７の１次巻線の励磁エネルギはダイオード４ａと６ａと補助スイッチ５を通りコンデンサ２ｂを充電する。そのときに主スイッチ素子４のスナバコンデンサ４ｂの電荷も放電される。主スイッチ素子３のスナバコンデンサ３ｂの電圧は４ｂの放電に合わせて緩い変化で上昇する。補助スイッチは一方方向にのみ通電するので４ｂの電荷が空になっても逆流することはない。そのため主スイッチ素子４がターンオンするときは４ｂの放電による電力損失は生じない。

特許文献１も特許文献２も補助スイッチの制御信号が主スイッチ素子の制御信号とタイミングが異なるので、別々の信号を用意しなければならない。

量産されているスイッチング電源用のＩＣの多くは入手が容易で安価であるが、補助スイッチのための制御信号はなく、上記２つの特許文献が提供する方法を応用できるＩＣは特殊である上に高価であるという難がある。

本発明の目的は、従来のスイッチング電源用制御ＩＣを用いてソフトスイッチングを実現できる単純で安価な方法を提供することである。

上の目的を達成するために請求項１記載の発明は、直流電源とスイッチ素子とダイオードと出力コンデンサとスイッチ素子の制御端子に信号を加えてオンオフさせる発振制御回路を備えたチョッパ型のスイッチングコンバータにおいて、スイッチ素子に並列に第１のダイオードと第１のコンデンサからなる直列回路を接続し第１のコンデンサに並列に第１のリアクトルと第１の逆非導通スイッチ素子からなる直列回路を接続し第１のリアクトルの第１の逆非導通スイッチ素子側の端子とダイオードの出力コンデンサとの接続点の間に第２のダイオードを接続しスイッチ素子の制御端子に加える信号と同期した信号を第１の逆非導通スイッチ素子の制御端子に加えた。

請求項２記載の発明は、直流電源と直流電源に並列に接続された第１の入力コンデンサと第２の入力コンデンサからなる直列回路と第１の入力コンデンサに並列に接続された第１のスイッチ素子と第１のトランスからなる直列回路と第２の入力コンデンサに並列に接続された第２のスイッチ素子と第２のトランスからなる直列回路と第１と第２のスイッチ素子の各々の制御端子に信号を加えて第１と第２のスイッチ素子を交互にオンオフさせる発振制御回路を備えたインターリーブ型のスイッチングコンバータにおいて、第１のスイッチ素子に並列に第１のダイオードと第１のコンデンサからなる直列回路を接続し第２のスイッチ素子に並列に第３のダイオードと第２のコンデンサからなる直列回路を接続し第１のコンデンサに並列に第１のリアクトルと第１の逆非導通スイッチ素子からなる直列回路を接続し第２のコンデンサに並列に第２のリアクトルと第２の逆非導通スイッチ素子からなる直列回路を接続し第１のリアクトルの第１の逆非導通スイッチ素子側の端子と第２の入力コンデンサの直流電源との接続点の間に第２のダイオードを接続し第２のリアクトルの第２の逆非導通スイッチ素子側の端子と第１の入力コンデンサの直流電源との接続点の間に第４のダイオードを接続し第１のスイッチ素子の制御端子に加える信号と同期した信号を第１の逆非導通スイッチ素子の制御端子に加え第２のスイッチ素子の制御端子に加える信号に同期した信号を第２の逆非導通スイッチ素子の制御端子に加えた。

請求項３記載の発明は、上記インターリーブ型のスイッチングコンバータの第１と第２のスイッチ素子が互いに直列接続されて直流電源に並列に接続され第１と第２の入力コンデンサからなる直列回路の中点と第１と第２のスイッチ素子からなる直列回路の中点にトランスが接続されたハーフブリッジ型のスイッチングコンバータである請求項２記載のソフトスイッチングコンバータ。

請求項１記載のソフトスイッチングの手段はチョッパ型コンバータに応用されているが、その手段は請求項２記載のインターリーブ型コンバータにも、また請求項３記載のハーフブリッジ型コンバータにも応用されている。３つの請求項は共通した技術的特徴を有している。

本発明によれば従来のスイッチング電源用制御ＩＣを応用してソフトスイッチングを実現できるので、回路やトランスの技術資産の活用が可能になり、開発コストや量産コストを大幅に削減できる。

効率とノイズの両方が改善されるのでスイッチング電源の小型化軽量化が可能になる。

請求項１記載の発明の実施例を示す回路図である。 図１の回路の状態を示す図である。 図２の各状態の電流波形を示す図である。 請求項１記載の発明の別の実施例を示す回路図である。 請求項１記載の発明の別の実施例を示す回路図である。 請求項１記載の発明の別の実施例を示す回路図である。 請求項２記載の発明の実施例を示す回路図である。 請求項３記載の発明の別の実施例を示す回路図である。

本発明を実施するための最良の形態を図面を参照して説明する。

図１は請求項１発明の実施例を示す回路図である。
図において、７は直流電源、１０１はリアクトル、９はスイッチ素子、１０はダイオード、６は出力コンデンサ、８は発振制御回路であり、これらは昇圧チョッパ型コンバータの基本構成である。スイッチ素子９がオン状態からターンオフするときにスイッチ素子９の両端に生じる電圧の急上昇を第１のダイオード１と第１のコンデンサ２が抑えている。スイッチ素子９がオフ状態の間は第１のコンデンサ２には出力電圧とほぼ同じ電圧が充電される。

図１では第１の逆非導通スイッチ素子４がダイオード４ｂとＭＯＳＦＥＴ４ａの直列接続によって構成されているが、２つの同じＭＯＳＦＥＴを逆向きに直列接続した回路でも良い。

スイッチ素子９がオフ状態からターンオンすると第１の逆非導通スイッチ素子４もターンオンするので、第１のコンデンサ２の電荷は第１のリアクトル３を通って放電する。この状態が図２に示した状態Ｉである。

放電によって第１のコンデンサ２の電荷がなくなると、第１のリアクトル３は励磁エネルギを放出して同じ方向に電流を押し流すので、電流はオン状態の第１の逆非導通スイッチ素子４とスイッチ素子９と第１のダイオード１を通り流れ続ける。この状態が図２に示した状態ＩＩである。

状態ＩＩの電流は２つのダイオードとオン状態の２つのスイッチ素子から構成される環状の回路を流れるので電流の傾きはごく小さくほぼ一定に近い。そのため第１のリアクトル３の励磁エネルギの減少は小さい。

また、状態ＩＩに示したようにスイッチ素子９には互いに逆方向の電流が流れるため、スイッチ素子９のオン抵抗による電力損失を減らす効果をもたらす。

スイッチ素子９がオン状態からターンオフすると第１の逆非導通スイッチ素子４も同時にターンオフするので、第１のリアクトル３に残っている励磁エネルギは第２のダイオード５と第１のダイオード１と導通状態のダイオード１０が作る環状の回路を流れる。この状態が図２に示した状態ＩＩＩである。

状態ＩＩＩの電流は２つのダイオードと導通状態のダイオード１０を流れるので電流の傾きはごく小さくほぼ一定に近い。また、ダイオード１０の電流はプラスマイナス差し引きされるので損失が小さくなり電力損失を減らす効果をもたらす。

図１の主な部品の電流波形を図３に示した。状態Ｉにおけるリアクトル１０１の電流はスイッチ素子９の電流と同じである。状態ＩＩにおけるリアクトル１０１の電流はスイッチ素子９の電流に第１の逆非導通スイッチ素子４の電流を加えたものである。状態ＩＩＩにおけるリアクトル１０１の電流はダイオード１０の電流に第２のダイオード５の電流を加えたものである。

第１のリアクトル３の電流は、２つのスイッチ素子のオンオフによって多少変化するが常に一方向だけに流れている

第１のコンデンサ２はスイッチ素子９による急峻な電流電圧の変化を吸収して電荷としてエネルギを蓄積する。蓄積されたエネルギは有効に活用されるのでノイズは抑えられ、かつ損失も抑えられる。

図４は請求項１記載の発明の別の実施例を示す回路図である。
図は降圧チョッパ型コンバータであるが、ソフトスイッチングのために追加した部品の構成と接続位置は請求項１記載の通りである。また、状態の変化も電流波形も基本的に同じである。

図５は請求項１記載の発明の別の実施例を示す回路図である。
図は反転チョッパ型コンバータであるが、ソフトスイッチングのために追加した部品の構成と接続位置は請求項１記載の通りである。また、状態の変化も電流波形も基本的に同じである。

図１ではスイッチ素子９と第１の逆非導通スイッチ素子４の制御端子の一方が同じ電位になっているので信号は１つで済むが、図４ないし図５では制御端子の電位がいずれも異なるので、発振制御回路は各々の信号をトランスの巻線を別にして互いに絶縁して供給している。トランスの代りにフォトカプラを利用して絶縁することも可能である。

図６は請求項１記載の発明の別の実施例を示す回路図である。
図は昇圧チョッパ型コンバータをソフトスイッチングにした図１の部品の接続位置を変えたものである。第１のダイオード１と第１のコンデンサ２の位置を入れ替え、また、第１の逆非導通スイッチ素子４の位置も入れ替えているが、効果は同じである。また、図４及び図５のトポロジについても同様な変更が可能である。

図７は請求項２記載の発明の実施例を示す回路図である。図１の部品の名称と同じものには同じ符号が用いられている。

図において、２２と２３は直流電源に並列に接続された第１と第２の入力コンデンサ、２４と２６は第１のスイッチ素子と第１のトランスからなる直列回路、２５と２７は第２のスイッチ素子と第２のトランスの直列回路を構成している。２６ａと２６ｂは第１のトランス２６の１次巻線と２次巻線、２７ａと２７ｂは第２のトランス２７の１次巻線と２次巻線、２９ａと２９ｂと２９ｃは整流平滑回路、２８は発振制御回路である。これらの部品はインターリーブ型絶縁コンバータの回路を構成している。

２と１は第１のコンデンサと第１のダイオード、３と４は第１のリアクトルと第１の逆非導通スイッチ素子、５は第２のダイオードである。これらの部品はハイサイド側のスイッチ素子２４をソフトスイッチングにする。

同様に符号１１ないし１５はローサイド側のスイッチ素子２５をソフトスイッチングにする。

ハイサイド側とローサイド側に付加したソフトスイッチングの働きをする回路の構成と接続は図１に示した昇圧チョッパのソフトスイッチングの働きをする回路の構成と接続とほとんど同じである。

ハイサイドもローサイドも動作は図２に示した状態図と同じでありコンデンサ２と１２に吸収された電荷はリアクトル３と１３によって励磁エネルギに変換されて電流になりスイッチ素子２４と２５の導通時に逆に流れてオンロスを下げ、更にダイオード５と１５を流れて直流電源に並列に接続された第２と第１の入力コンデンサ２３と２２にそれぞれ回生される。

図において、整流平滑回路がフライバック方式になっているがフォワード方式に変えることも可能である。

図８は請求項３記載の発明の実施例を示す回路図である。ソフトスイッチングに関する部品には図７の符号と同じ符号が用いられている。

図において、第１と第２の入力コンデンサ３２と３３と第１と第２のスイッチ素子３４と３５がハーフブリッジを構成している。第１と第２のスイッチ素子３４と３５が交互にオンオフを繰返すとトランス３６の１次巻線３６ａには正方向と逆方向の電流が交互に流れる。

２次巻線３６ｂと３６ｃにはセンタータップダイオード３９ａ３９ｂとリアクトル３９ｃとコンデンサ３９ｄが接続されていて全波整流された電流は平坦な直流電圧に変換される。

スイッチ素子３４（３５）に並列に接続されているコンデンサ２（１２）とダイオード１（１１）とコンデンサ２（１２）に並列に接続されているリアクトル３（１３）と逆非導通スイッチ素子３（１３）は図７の同じ符号の部品と同じ働きをしている。（）内の数字はローサイド側の符号であり、以降も同じ。

ダイオード５（１５）の電流の一部は入力コンデンサに流れ残りはトランス３６を介してコンデンサ３９ｄに流れるが図７のダイオード５（１５）の電流と同じ回生電流である。

１ 第１のダイオード
２ 第１のコンデンサ
３ 第１のリアクトル
４ 第１の逆非導通スイッチ素子
５ 第２のダイオード
６ 出力コンデンサ
７、２１、３１ 直流電源
８、２８、３８ 発振制御回路
９、２４、２５、３４、３５ ＭＯＳＦＥＴ
１０、２９ａ、２９ｂ、３９ａ、３９ｂ ダイオード
１１ 第３のダイオード
１２ 第２のコンデンサ
１３ 第２のリアクトル
１４ 第２の逆非導通スイッチ素子
１５ 第４のダイオード
２２、２３、３２、３３ 入力コンデンサ
２６、２７ トランス
２６ａ、２７ａ、３６ａ １次巻線
２６ｂ、２７ｂ、３６ｂ、３６ｃ ２次巻線
２９ｃ、３９ｄ コンデンサ
１０１、３９ｃ リアクトル
１０２、１０３ 抵抗

Claims (3)

1. 直流電源とスイッチ素子とダイオードと出力コンデンサと前記スイッチ素子の制御端子に信号を加えてオンオフさせる発振制御回路を備えたチョッパ型のスイッチングコンバータにおいて、前記スイッチ素子に並列に第１のダイオードと第１のコンデンサからなる直列回路を接続し前記第１のコンデンサに並列に第１のリアクトルと第１の逆非導通スイッチ素子からなる直列回路を接続し前記第１のリアクトルの前記第１の逆非導通スイッチ素子側の端子と前記ダイオードの前記出力コンデンサとの接続点の間に第２のダイオードを接続し前記スイッチ素子の制御端子に加える信号と同期した信号を前記第１の逆非導通スイッチ素子の制御端子に加えたことを特徴とするソフトスイッチングコンバータ。
2. 直流電源と前記直流電源に並列に接続された第１の入力コンデンサと第２の入力コンデンサからなる直列回路と前記第１の入力コンデンサに並列に接続された第１のスイッチ素子と第１のトランスからなる直列回路と前記第２の入力コンデンサに並列に接続された第２のスイッチ素子と第２のトランスからなる直列回路と前記第１と第２のスイッチ素子の各々の制御端子に信号を加えて前記第１と第２のスイッチ素子を交互にオンオフさせる発振制御回路を備えたインターリーブ型のスイッチングコンバータにおいて、前記第１のスイッチ素子に並列に第１のダイオードと第１のコンデンサからなる直列回路を接続し前記第２のスイッチ素子に並列に第３のダイオードと第２のコンデンサからなる直列回路を接続し前記第１のコンデンサに並列に第１のリアクトルと第１の逆非導通スイッチ素子からなる直列回路を接続し前記第２のコンデンサに並列に第２のリアクトルと第２の逆非導通スイッチ素子からなる直列回路を接続し前記第１のリアクトルの前記第１の逆非導通スイッチ素子側の端子と前記第２の入力コンデンサの前記直流電源との接続点の間に第２のダイオードを接続し前記第２のリアクトルの前記第２の逆非導通スイッチ素子側の端子と前記第１の入力コンデンサの前記直流電源との接続点の間に第４のダイオードを接続し前記第１のスイッチ素子の制御端子に加える信号と同期した信号を前記第１の逆非導通スイッチ素子の制御端子に加え前記第２のスイッチ素子の制御端子に加える信号に同期した信号を前記第２の逆非導通スイッチ素子の制御端子に加えたことを特徴とするソフトスイッチングコンバータ。
3. 前記インターリーブ型のスイッチングコンバータの前記第１と第２のスイッチ素子が互いに直列接続されて前記直流電源に並列に接続され前記第１と第２の入力コンデンサからなる直列回路の中点と前記第１と第２のスイッチ素子からなる直列回路の中点にトランスが接続されたハーフブリッジ型のスイッチングコンバータである請求項２記載のソフトスイッチングコンバータ。

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