CN106357115A - 双向全桥dc‑dc变换器的移相控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种双向全桥DC‑DC变换器的移相控制方法，包括：生成原边侧方波，所述原边侧方波的相角固定，原边侧方波输入到双向全桥DC‑DC变换器原边侧开关管的控制端，控制双向全桥DC‑DC变换器原边侧的对角两个开关管同时导通和关断、上下两个开关管交替导通和关断；同时生成副边侧方波，所述副边侧方波的相角可调，副边侧方波输入到双向全桥DC‑DC变换器副边侧开关管的控制端，控制双向全桥DC‑DC变换器副边侧的对角两个开关管同时导通和关断、上下两个开关管交替导通和关断；改变所述副边侧方波的相角、使其发生相移，从而改变原边侧和副边侧的方波的移相角。本发明实现对双向全桥DC‑DC变换器双向功率流通，优化移相波以实现软开关和减少功率损耗。

Description

双向全桥DC-DC变换器的移相控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及的是一种双向全桥DC-DC变换器的移相控制方法。

背景技术

随着太阳能发电技术的普及，太阳能光伏并网系统成为了发展的主要趋势，和早期的太阳能并网相比，带有储能的太阳能并网系统可以调度能源，更满足家庭和企业用户的需求，而双向全桥DC-DC变换器就是实现储能的关键，它可以实现直流母线高压侧和蓄电池低压侧的双向功率流动。

目前的移相控制通过改变两路方波的相移大小来改变移相角，同时改变两路波形过程较繁琐，并且有较大范围不能实现软开关，且在实际工作中，过大的移相角会增加功率的损耗，增加了器件的发热。因此，需要寻找其他的方法来优化移相角的发波过程并减小全桥电路的功率损耗。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种双向全桥DC-DC变换器的移相控制方法，实现对双向全桥DC-DC变换器双向功率流通，优化移相波以实现软开关和减少功率损耗。

为解决上述问题，本发明提出一种双向全桥DC-DC变换器的移相控制方法，包括：

生成原边侧方波，所述原边侧方波的相角固定，原边侧方波输入到双向全桥DC-DC变换器原边侧开关管的控制端，控制双向全桥DC-DC变换器原边 侧的对角两个开关管同时导通和关断、上下两个开关管交替导通和关断；

同时生成副边侧方波，所述副边侧方波的相角可调，副边侧方波输入到双向全桥DC-DC变换器副边侧开关管的控制端，控制双向全桥DC-DC变换器副边侧的对角两个开关管同时导通和关断、上下两个开关管交替导通和关断；

改变所述副边侧方波的相角、使其发生相移，从而改变原边侧和副边侧的方波的移相角。

根据本发明的一个实施例，改变所述副边侧方波的相角、使其发生相移，控制原边侧和副边侧的方波的移相角的范围在-90～90度之间。

根据本发明的一个实施例，固定所述原边侧方波的相角为90度，控制所述副边侧方波的相角为0～180度可调。

根据本发明的一个实施例，所述原边侧方波包括A路方波和B路方波，所述A路方波和B路方波的导通区间呈交替出现，且所述A路方波和B路方波的导通区间之间存在死区时间，所述A路方波输入到双向全桥DC-DC变换器原边侧的一对对角开关管的控制端，所述B路方波输入到双向全桥DC-DC变换器原边侧的另一对对角开关管的控制端；所述副边侧方波包括C路方波和D路方波，所述C路方波和D路方波的导通区间呈交替出现，且所述C路方波和D路方波的导通区间之间存在死区时间，所述C路方波输入到双向全桥DC-DC变换器副边侧的一对对角开关管的控制端，所述D路方波输入到双向全桥DC-DC变换器副边侧的另一对对角开关管的控制端。

根据本发明的一个实施例，所述原边侧方波和副边侧方波通过比较器生成；所述比较器包括A比较器、B比较器、C比较器、D比较器；A比较器的一输入端接收三角波形、比较端设为1/2的三角波形最大幅值，比较而在输出端输出所述A路方波；B比较器的一输入端接收三角波形、比较端设为1/2的三角波形最大幅值，比较而在输出端输出所述B路方波；C比较器的一输入端接收三角波形、比较端的值为可调，比较而在输出端输出所述C路方波；D比较器的一输入端接收三角波形、比较端的值为可调，比较而在输出端输出 所述D路方波。

根据本发明的一个实施例，所述双向全桥DC-DC变换器包括原边侧电路、变压器和副边侧电路；

所述原边侧电路包括：

第一开关管，其第一端连接输入电压正端，其控制端接收所述A路方波、控制其第一端和第二端间的导通和关断；

第二开关管，其第一端连接所述第一开关管的第二端，其第二端连接输入电压负端，其控制端接收所述B路方波、控制其第一端和第二端间的导通和关断；

第三开关管，其第一端连接输入电压正端，其控制端接收所述A路方波、控制其第一端和第二端间的导通和关断，第二开关管和第三开关管构成一对对角开关管；

第四开关管，其第一端连接所述第三开关管的第二端，其第二端连接输入电压负端，其控制端接收所述B路方波、控制其第一端和第二端间的导通和关断，第一开关管和第四开关管构成一对对角开关管；及

连接在输入电压正端和输入电压负端之间的电容；

所述副边侧电路包括：

第五开关管，其第一端连接输出电压正端，其控制端接收所述C路方波、控制其第一端和第二端间的导通和关断；

第六开关管，其第一端连接所述第五开关管的第二端，其第二端连接输出电压负端，其控制端接收所述D路方波、控制其第一端和第二端间的导通和关断；

第七开关管，其第一端连接输出电压正端，其控制端接收所述C路方波、控制其第一端和第二端间的导通和关断，第六开关管和第七开关管构成一对对角开关管；

第八开关管，其第一端连接所述第七开关管的第二端，其第二端连接输出 电压负端，其控制端接收所述D路方波、控制其第一端和第二端间的导通和关断，第五开关管和第八开关管构成一对对角开关管；及

连接在输出电压正端和输出电压负端之间的电容；

所述变压器的原边侧线圈两端分别连接第一开关管的第二端和第三开关管的第二端，所述变压器的副边侧线圈分别连接第五开关管的第二端和第七开关管的第二端。

根据本发明的一个实施例，各个开关管上还分别连接了反接二极管。

根据本发明的一个实施例，所述变压器的原边侧线圈连接第一开关管的第二端的一端通过电感连接到该第一开关管的第二端。

根据本发明的一个实施例，原副边变压器匝数比与原副边电压比相同。

采用上述技术方案后，本发明相比现有技术具有以下有益效果：固定单侧方波相角，仅改变副边侧方波相角，能够更容易改变系统的移相角，有利于减少系统的损耗。同时，固定单侧方波的波形产生方式，使得被控移相角在一定范围内变化，从而更有利于软开关实现。

附图说明

图1为本发明实施例的双向全桥DCDC变换器的电路结构示意图；

图2为本发明实施例的移相控制波的波形示意图；

图3为本发明实施例的移相控制波的工作波形示意图；

图4为本发明实施例的传输功率与移相角的曲线关系图；

图5为本发明实施例的软开关电压比和移相角的关系图；

图6为本发明实施例的方波生成原理图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明。但是本发明能够以很多不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广，因此本发明不受下面公开的具体实施的限制。

本发明实施例的双向全桥DC-DC变换器的移相控制方法，包括：

生成原边侧方波，所述原边侧方波的相角固定，原边侧方波输入到双向全桥DC-DC变换器原边侧开关管的控制端，控制双向全桥DC-DC变换器原边侧的对角两个开关管同时导通和关断、上下两个开关管交替导通和关断；

同时生成副边侧方波，所述副边侧方波的相角可调，副边侧方波输入到双向全桥DC-DC变换器副边侧开关管的控制端，控制双向全桥DC-DC变换器副边侧的对角两个开关管同时导通和关断、上下两个开关管交替导通和关断；

改变所述副边侧方波的相角、使其发生相移，从而改变原边侧和副边侧的方波的移相角。

双向全桥DC-DC变换器将单向全桥的DC-DC变换器副边侧的二极管加上了功率管，这样副边侧也可以控制开关管的开通和关断，实现副边侧的能量向原边侧的逆向传输。

下面具体描述双向全桥DC-DC变换器的移相控制方法。

在双向全桥DC-DC变换器移相工作过程中，控制原边侧单侧的开关管控制方波的相角固定，而仅调整副边侧单侧的开关管控制方波的相角，实现移相角的变化，从而控制传输功率的大小。

该控制过程通过生成合适的原边侧和副边侧的控制方波实现。原侧边方波使得双向全桥DC-DC变换器原边侧的对角两个开关管同时导通和关断、上下两个开关管交替导通和关断。副侧边方波使得双向全桥DC-DC变换器副边侧的对角两个开关管同时导通和关断、上下两个开关管交替导通和关断。原侧边 方波的相角固定，副侧边方波的相角改变，两者相角之差便是移相角。

通过对移相角的控制，可以控制电感负载电流的方向和大小，从而可以控制双向全桥的功率方向和大小，超前侧的方波是功率的输出方向，滞后侧的方波是功率的输入方向，电流的传输方向是由方波超前侧向方波滞后侧传播，当移相角在0～90度内移动时可以实现功率的最大变化。

让开关管导通时的电压降低为0V，这样电流增大时不会产生额外的开关损耗，实现ZVS(零电压开关)。

可选的，改变副边侧方波的相角、使副边侧方波的相角发生相移，控制原边侧和副边侧的方波的移相角的范围在-90～90度之间。移相角的变化范围缩小到了原来的一半。

移相角和传输功率之间呈正弦函数关系，移相角为0度时，传输功率为0，移相角为90度时，传输功率为最大值。实际工作中，当移相角大于90度时，传输功率会增加，而本发明实施例的移相控制方法产生的移相波形，可以既达到功率传输的最大范围，又可以减小功率的损耗。

根据移相控制的双向全桥DC-DC变换器工作原理，当移相的大小为90度时，可以实现软开关的范围最大，当移相角大于90度时不能实现软开关，移相角离90度越远，那么实现软开关的难度就会越大，本发明实施例的移相控制方法产生的移相波可以大范围地实现软开关。

较佳的，固定原边侧方波的相角为90度，控制副边侧方波的相角为0～180度可调。实现方式更为简便。

参看图1，在一个实施例中，双向全桥DC-DC变换器包括原边侧电路、变压器T和副边侧电路。

原边侧电路包括：第一开关管S1，第一开关管S1的第一端连接输入电压正端，第一开关管S1的控制端接收A路方波、控制第一开关管S1的第一端和第二端间的导通和关断；第二开关管S2，第二开关管S2的第一端连接第一开关管S1的第二端，第二开关管S2的第二端连接输入电压负端，第二开关 管S2的控制端接收B路方波、控制第二开关管S2的第一端和第二端间的导通和关断，第一开关管S1和第二开关管S2构成上下开关管；第三开关管S3，第三开关管S3的第一端连接输入电压正端，第三开关管S3的控制端接收A路方波、控制第三开关管S3的第一端和第二端间的导通和关断，第二开关管S2和第三开关管S3构成一对对角开关管；第四开关管S4，第四开关管S4的第一端连接第三开关管S3的第二端，第四开关管S4的第二端连接输入电压负端，第四开关管S4的控制端接收B路方波、控制第四开关管S4的第一端和第二端间的导通和关断，第一开关管S1和第四开关管S4构成一对对角开关管，第三开关管S3和第四开关管S4构成上下开关管；及连接在输入电压正端和输入电压负端之间的电容。

副边侧电路包括：第五开关管S5，第五开关管S5的第一端连接输出电压正端，第五开关管S5的控制端接收C路方波、控制第五开关管S5的第一端和第二端间的导通和关断；第六开关管S6，第六开关管S6的第一端连接第五开关管S5的第二端，第六开关管S6的第二端连接输出电压负端，第六开关管S6的控制端接收D路方波、控制第六开关管S6的第一端和第二端间的导通和关断，第五开关管和第六开关管构成上下开关管；第七开关管S7，第七开关管S7的第一端连接输出电压正端，第七开关管S7的控制端接收C路方波、控制第七开关管S7的第一端和第二端间的导通和关断，第六开关管S6和第七开关管S7构成一对对角开关管，第六开关管S6和第七开关管S7构成上下开关管；第八开关管S8，第八开关管S8的第一端连接第七开关管S7的第二端，第八开关管S8的第二端连接输出电压负端，第八开关管S8的控制端接收D路方波、控制第八开关管S8的第一端和第二端间的导通和关断，第六开关管S6和第八开关管S8构成一对对角开关管，第五开关管S5和第八开关管S8构成上下开关管；及连接在输出电压正端和输出电压负端之间的电容。

变压器T的原边侧线圈两端分别连接第一开关管S1的第二端和第三开关管S3的第二端，变压器T的副边侧线圈分别连接第五开关管S5的第二端和 第七开关管S7的第二端。

其中，参看图2，原边侧方波包括A路方波(S1(S4))和B路方波(S2(S3))，A路方波和B路方波的导通区间呈交替出现，且A路方波和B路方波的导通区间之间存在死区时间，A路方波输入到双向全桥DC-DC变换器原边侧的一对对角开关管的控制端，B路方波输入到双向全桥DC-DC变换器原边侧的另一对对角开关管的控制端。副边侧方波包括C路方波(S5(S8))和D路方波(S6(S7))，C路方波和D路方波的导通区间呈交替出现，且C路方波和D路方波的导通区间之间存在死区时间，C路方波输入到双向全桥DC-DC变换器副边侧的一对对角开关管的控制端，D路方波输入到双向全桥DC-DC变换器副边侧的另一对对角开关管的控制端。

C路方波和D路方波组合起来的波形与经过一定相移之后的A路方波和B路方波组合起来的波形相同。

具体的，原边侧方波和副边侧方波通过比较器生成。比较器(图中未示出)包括A比较器、B比较器、C比较器、D比较器。其中，A比较器的一输入端接收三角波形、比较端设为1/2的三角波形最大幅值，比较而在输出端输出A路方波；B比较器的一输入端接收三角波形、比较端设为1/2的三角波形最大幅值，比较而在输出端输出B路方波；C比较器的一输入端接收三角波形、比较端的值为可调，比较而在输出端输出C路方波；D比较器的一输入端接收三角波形、比较端的值为可调，比较而在输出端输出D路方波。

继续参看图1，各个开关管上还分别连接了反接二极管。变压器T的原边侧线圈连接第一开关管S1的第二端的一端通过电感L连接到该第一开关管S2的第二端。

图4列出的是双向全桥DC-DC变换器在正向传输的波形图，根据图4可以分析具体的移相控制波形下该电路的工作情况，首先做出如下设定，变压器工作状态稳定，开关管为理想开关管，电感L为外接电感加变压器漏感，N为变压器原符边匝数之比，且E1>NE2，E1为输入电压，E2为输出电压。将 一个工作周期分为四个工作区间，如下：

(1)[t0～t1]工作区间

在t0时刻之前，第二开关管S2和第三开关管S3打开，电感L电流为负，原边电流通过第二开关管S2和第三开关管S3供电，副边电流通过第六开关管S6、第七开关管S7的反接二极管给E2供电。到了t0时刻，第二开关管S2、第三开关管S3断开而第一开关管S1、第四开关管S4闭合，电感L电流逐渐上升但仍为负，故原边电流通过第一开关管S1、第四开关管S4反接二极管续流，副边侧仍通过第六开关管S6、第七开关管S7反接二极管。到了t0’时刻电感L剩余能量完全放出，电感L电流由负变正，原边电流通过第一开关管S1、第四开关管S4充电，副边侧通过第六开关管S6、第七开关管S7流通供电。到达了副边侧死区后第六开关管S6、第七开关管S7关断，副边电流通过第五开关管S5、第八开关管S8的反接二极管流通，整个阶段L电感电流不断上升。此时刻的电感L电流和电压分别为

$i_L=i_{\left(t_0\right)}+\frac{E_1+{\mathrm{NE}}_2}{L}(t-t_0)---\left(2\right)$

V_L＝E₁+NE₂ (3)

(2)[t1～t2]工作区间

在这段时刻，第六开关管S6、第七开关管S7与第一开关管S1、第四开关管S4闭合，其余开关管打开，原边电流通过第一开关管S1和第四开关管S4供电，副边电流通过第五开关管S5、第六开关管S8的反接二极管流通，电感电流缓慢上升。此时刻的电流和电压分别为

$i_L=i_{\left(t_1\right)}+\frac{E_1-{\mathrm{NE}}_2}{L}(t-t_1)---\left(4\right)$

V_L＝E₁-NE₂ (5)

(3)[t2～t3]工作区间

在t2时刻，第一开关管S1和第四开关管S4闭合，电感L电流为正而逐渐减小，原边电流通过第二开关管S2和第三开关管S3的反接二极管续流，副边侧电流仍通过第五开关管S5、第八开关管S8的反接二极管供电。到了t2’ 时刻电感L上的剩余能量完全放出，电感L电流由正变负，原边电流通过第二开关管S2、第三开关管S3充电，副边侧电流通过第五开关管S5、第八开关管S8充电，到达了副边侧死区后第五开关管S5，第八开关管S8关断，副边电流通过第六开关管S6、第七开关管S7的反接二极管流通电感电流不断下降。此时刻的电流和电压分别为

$i_L=i_{\left(t_2\right)}+\frac{-E_1-{\mathrm{NE}}_2}{L}(t-t_2)---\left(6\right)$

V_L＝-E₁-NE₂ (7)

(4)[t3～t4]工作区间

在这段时刻，第二开关管S2、第三开关管S3和第六开关管S6、第七开关管S7闭合，其余的开关打开，原边电流通过第二开关管S2和第四开关管S4充电，副边电流通过第六开关管S6和第七开关管S7的反接二极管供电，电感L电流缓慢下降。此时刻的电流和电压分别为

$i_L=i_{\left(t_3\right)}+\frac{-E_1+{\mathrm{NE}}_2}{L}(t-t_3)---\left(8\right)$

V_L＝-E₁+NE₂ (9)

对双向全桥DC-DC变换器移相控制工作情况的分析，通过对移相角Φ的控制，可以控制电感L负载电流的方向和大小，从而可以控制双向全桥DC-DC变换器的功率方向和大小。

通过控制方波的占空比，也可以控制传输功率的大小，首先设电压比K＝(N*E2)/E1，D为移相角相对于半个周期占空比，即D＝Φ/π。式(2)式(4)式(6)式(8)分别表示电感电流在[t0～t1]、[t1～t2]、[t2～t3]、[t3～t4]时刻的大小，而各个时间段的大小分别为

$\begin{array}{c}{t}_1-t_0=\frac{T}{2}D\\ t_2-t_1=\frac{T}{2}(1-D)\\ t_3-t_2=\frac{T}{2}D\end{array}---\left(10\right)$

由于工作流程中，电感L电流是周期性变化的且正负半周相互对称，可以看出电流在t0时刻与t2时刻、t1与t3时刻的大小相等，方向相反，因此可以求得各个时刻电流值大小分别为

$i_{L\left(t_0\right)}=\frac{E_1\[K(1-2D)-1\]}{4Lf}---\left(11\right)$

$i_{L\left(t_1\right)}=\frac{E_1\[K-(1-2D\]}{4Lf}---\left(12\right)$

$i_{L\left(t_2\right)}=-\frac{E_1\[K(1-2D)-1\]}{4Lf}---\left(13\right)$

$i_{L\left(t_3\right)}=-\frac{E_1\[K-(1-2D\]}{4Lf}---\left(14\right)$

由于电感电流近似可看成线性变化过程，根据各个时间点的电流值可以得到电流的平均电流值如下，

$i_{L_0}=\frac{1}{T}\underset{0}{\overset{T}{\∫}}{i}_{L}dt=\frac{E_{1}KD(1-D)}{2Lf}---\left(15\right)$

因此，可以求出输出的功率

$P=VI=\frac{{E_1}^{2}KD(1-D)}{2Lf}---\left(16\right)$

以上是功率正向传输时的功率传输函数，D的范围为[0,1]，通过定义电压电流的基准值，可以进而得到功率的基准值，

$V=E_1,I=\frac{E_1}{2Lf},P=\frac{{E_1}^2}{2Lf}---\left(17\right)$

将传输功率进行标幺化

P＝KD(1-D) (18)

同理可以得到逆向传输时的功率传输函数，P＝KD(1-D)，其中D的范围为[-1,0]，通过整合正向和逆向函数，可以得到D在[-1,1]内的功率传输函数

P＝KD(1-|D|) (19)

分别对正向传输函数和逆向传输函数进行求导，可以得到在正向传输函数的情况下，当D＝0.5时，即移相角为90度时传输功率最大，在逆向传输函数的情况下，当D＝-0.5时，即移相角为-90度时传输功率最大，根据式(19)可以绘出功率关于移相角的变化曲线如图4所示。

可见，当正常工作时，高压侧(原边侧)的开关管在t0到t1阶段时，由于电感电流在t0时刻的电流为负，所以第一开关管S1和第四开关管S4打开的时候电流先从反接二极管流过，开关管受到驱动方波打开，但是打开时电压仅为很小的二极管的正向电压，实现了零电压开通。低压侧(副边侧)的开关管在t1到t5时刻，有与电感电流在t1时刻为正，所以第五开关管S5和第八开关管S8在打开的时候电流先从反接二极管流过，开关管受到驱动方波打开，但是打开时电压仅为很小的二极管的正向电压，实现了零电压开关。

因此，为了同时实现高压侧和低压侧的软开关技术，就要求电感L电流i在t0时刻为负，在t1时刻为正，通过式(11)和式(12)那么就可以得到如下条件，

$\begin{array}{c}\frac{1}{2}(1-\frac{1}{k})\≤D\≤\frac{1}{2}\\ \frac{1}{2}(1-\frac{1}{k})\≤D\≤\frac{1}{2}\end{array}---\left(20\right)$

根据上面的式子作图5可以得到软开关的实现图，可以看到软开关实现范围为从虚线到实线之间的范围，当k＝1时即原副边变压器匝数比与原副边电压比相同时，就能够得到最大的移相范围D为[0,0.5]。

方波的实现方式可以用每个计数器自带的比较器CMPA和CMPB来实现，当计数器上升计数时，CMPA和预设值相等输出波形变为正，当计数器下降时，CMPB和预设值相等输出波形变为零，这样就得到了控制一路的方波。也就是相当于，每个比较器为三端口输入比较器，具有两个比较值CMPA和CMPB。

示例性的，如图6所示，A比较器具有比较值CMPA1和CMPB1，C比较器具有比较值CMPA2和CMPB2。通过配置原边侧方波和副边侧不同的比较值，得到不同相角的脉冲波，可以设置CMPA1和CMPB1的值为三角波幅值中点，生成A路方波，只要改变CMPA2和CMPB2的大小，生成C路方波，就可以产生不同移相角的方波。

本发明虽然以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定权利要求，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以做出可能的变动和修改，因此本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。

Claims (9)

1.一种双向全桥DC-DC变换器的移相控制方法，其特征在于，包括：

生成原边侧方波，所述原边侧方波的相角固定，原边侧方波输入到双向全桥DC-DC变换器原边侧开关管的控制端，控制双向全桥DC-DC变换器原边侧的对角两个开关管同时导通和关断、上下两个开关管交替导通和关断；

同时生成副边侧方波，所述副边侧方波的相角可调，副边侧方波输入到双向全桥DC-DC变换器副边侧开关管的控制端，控制双向全桥DC-DC变换器副边侧的对角两个开关管同时导通和关断、上下两个开关管交替导通和关断；

改变所述副边侧方波的相角、使其发生相移，从而改变原边侧和副边侧的方波的移相角。

2.如权利要求1所述的双向全桥DC-DC变换器的移相控制方法，其特征在于，改变所述副边侧方波的相角、使其发生相移，控制原边侧和副边侧的方波的移相角的范围在-90～90度之间。

3.如权利要求2所述的双向全桥DC-DC变换器的移相控制方法，其特征在于，固定所述原边侧方波的相角为90度，控制所述副边侧方波的相角为0～180度可调。

4.如权利要求1-3中任意一项所述的双向全桥DC-DC变换器的移相控制方法，其特征在于，所述原边侧方波包括A路方波和B路方波，所述A路方波和B路方波的导通区间呈交替出现，且所述A路方波和B路方波的导通区间之间存在死区时间，所述A路方波输入到双向全桥DC-DC变换器原边侧的一对对角开关管的控制端，所述B路方波输入到双向全桥DC-DC变换器原边侧的另一对对角开关管的控制端；所述副边侧方波包括C路方波和D路方波，所述C路方波和D路方波的导通区间呈交替出现，且所述C路方波和D路方波的导通区间之间存在死区时间，所述C路方波输入到双向全桥DC-DC变换器副边侧的一对对角开关管的控制端，所述D路方波输入到双向全桥DC-DC变换器副边侧的另一对对角开关管的控制端。

5.如权利要求4所述的双向全桥DC-DC变换器的移相控制方法，其特征在于，所述原边侧方波和副边侧方波通过比较器生成；所述比较器包括A比较器、B比较器、C比较器、D比较器；A比较器的一输入端接收三角波形、比较端设为1/2的三角波形最大幅值，比较而在输出端输出所述A路方波；B比较器的一输入端接收三角波形、比较端设为1/2的三角波形最大幅值，比较而在输出端输出所述B路方波；C比较器的一输入端接收三角波形、比较端的值为可调，比较而在输出端输出所述C路方波；D比较器的一输入端接收三角波形、比较端的值为可调，比较而在输出端输出所述D路方波。

6.如权利要求4所述的双向全桥DC-DC变换器的移相控制方法，其特征在于，所述双向全桥DC-DC变换器包括原边侧电路、变压器和副边侧电路；

所述原边侧电路包括：

第一开关管，其第一端连接输入电压正端，其控制端接收所述A路方波、控制其第一端和第二端间的导通和关断；

第二开关管，其第一端连接所述第一开关管的第二端，其第二端连接输入电压负端，其控制端接收所述B路方波、控制其第一端和第二端间的导通和关断；

第三开关管，其第一端连接输入电压正端，其控制端接收所述A路方波、控制其第一端和第二端间的导通和关断，第二开关管和第三开关管构成一对对角开关管；

第四开关管，其第一端连接所述第三开关管的第二端，其第二端连接输入电压负端，其控制端接收所述B路方波、控制其第一端和第二端间的导通和关断，第一开关管和第四开关管构成一对对角开关管；及

连接在输入电压正端和输入电压负端之间的电容；

所述副边侧电路包括：

第五开关管，其第一端连接输出电压正端，其控制端接收所述C路方波、控制其第一端和第二端间的导通和关断；

第六开关管，其第一端连接所述第五开关管的第二端，其第二端连接输出电压负端，其控制端接收所述D路方波、控制其第一端和第二端间的导通和关断；

第七开关管，其第一端连接输出电压正端，其控制端接收所述C路方波、控制其第一端和第二端间的导通和关断，第六开关管和第七开关管构成一对对角开关管；

第八开关管，其第一端连接所述第七开关管的第二端，其第二端连接输出电压负端，其控制端接收所述D路方波、控制其第一端和第二端间的导通和关断，第五开关管和第八开关管构成一对对角开关管；及

连接在输出电压正端和输出电压负端之间的电容；

所述变压器的原边侧线圈两端分别连接第一开关管的第二端和第三开关管的第二端，所述变压器的副边侧线圈分别连接第五开关管的第二端和第七开关管的第二端。

7.如权利要求6所述的双向全桥DC-DC变换器的移相控制方法，其特征在于，各个开关管上还分别连接了反接二极管。

8.如权利要求6所述的双向全桥DC-DC变换器的移相控制方法，其特征在于，所述变压器的原边侧线圈连接第一开关管的第二端的一端通过电感连接到该第一开关管的第二端。

9.如权利要求6所述的双向全桥DC-DC变换器的移相控制方法，其特征在于，原副边变压器匝数比与原副边电压比相同。