CN110719030A - 一种隔离双向全桥dc-dc变换器的双重移相调制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明的一种隔离双向全桥DC‑DC变换器的双重移相调制方法，对隔离双向全桥DC‑DC变换器的内外移相角关系进行重新约束，将左侧开关管内移相角D1‑1与桥间移相角D2相等且作为一个调制自由度，将右侧开关管内移相角D1‑2作为另一个调制自由度进行调制。本发明适用于功率标幺化传输功率小于0.667的非重载功率传输，相比传统双重移相调制方法，基本消除了回流功率，提高了隔离双向全桥DC‑DC变换器在非重载下变换器效率，且拓宽了移相角调节的范围。

Description

一种隔离双向全桥DC-DC变换器的双重移相调制方法
技术领域
本发明涉及一种电力电子技术领域，具体涉及一种隔离双向全桥 DC-DC变换器的双重移相调制方法。
背景技术
隔离双向全桥直流-直流变换器(Isolated Bidirectional DC-DC Converter，IBDC)是一种双有源桥(Dual Active Bridge，DAB)变换器。它具能量可双向流动、有高功率密度、电气故障分离、高电压传输比、易实现软开关、结构简单等优点广泛应用于分布式微电网、电动汽车等新能源技术领域。双有源桥式结构拓扑中双全桥相比于双半桥拓扑除具有以上优势外，还具有控制自由度高调制灵活等特点，因此隔离型双全桥拓扑更广阔的应用价值。
隔离双向全桥DC-DC变换器主要应用移相调制方法进行功率的传输，而在功率传输中常常伴有大量回流功率和峰值电流，增加了损耗降低了变换器的效率。为消除回流功率和降低峰值电流提高变换器的效率，国内外学者对移相调制方法不断改进。
应用广泛的双重移相调制达到了降低回流功率和峰值电流提高变换器效率的效果。但这种传统双重移相调制方法在非重载功率传输下仍会有较大回流功率和峰值电流；且在恒功率传输下具有较小的移相角调节范围，因此移相角变化会产生较大冲击电流。
发明内容
本发明针对现有技术的不足，提出了一种适用于功率标幺化传输功率小于0.667的非重载条件下的功率传输，将全范围内的移相角划分为两个区进行功率传输的隔离双向全桥DC-DC变换器的双重移相调制方法。
本发明的技术方案如下：
一种隔离双向全桥DC-DC变换器的双重移相调制方法，将左侧开关管内移相角D1-1与桥间移相角D2相等且作为一个调制自由度，将右侧开关管内移相角D1-2作为另一个调制自由度进行调制；具体包括以下步骤：
S1、设定开关频率fs，稳态运行时所有开关管的驱动信号占空比为 50％；
S2、左侧全桥H1的对角线开关管S1和S4之间延时导通；开关管S4和S5同时均同时导通和关断，使延时导通后的左侧开关管内移相角D1-1和桥间移相角D2相等；
S3、右侧全桥H2的对角线开关管S5和S8之间延时导通；
S4、根据不同负载的传输功率大小来计算桥间移相角DI和右侧开关管内移相角D1-2的值，并根据如下方程对变换器中各开关管的开关时序td2和td1-2并加以控制；
Figure RE-GDA0002313069890000021
Figure RE-GDA0002313069890000022
其中：td2和td1-2分别为左侧全桥H1和右侧全桥H2对角线上开关管延迟导通时间，Ths为开关半周期时间。
所述步骤S2也可为：左侧全桥H1的对角线开关管S2和S3之间延时导通；开关管S3和S6均同时导通或同时关断，使延时导通后的左侧开关管内移相角D1-1和桥间移相角D2相等。
所示步骤S3也可为：右侧全桥H2的对角线开关管S6和S7之间延时导通。
根据所述步骤S1、S2的开关状态和不同桥间移相角D2和右侧开关管内移相角D1-2相加的数量组合，在0≤D1-2,D2≤1范围内将变换器传输功率划分为区域I：D1-2+D2≤1和区域II：D1-2+D2>1；其中区域I适用于较大功率传输，区域II适用于轻载条件下功率传输。
上述区域I范围内，半周期内各时刻电感电流为：
Figure RE-GDA0002313069890000031
其中，变压器变比为n，电感为L，输出侧电源电压为V2，电压调节比k＝V1/(nV2)，开关周期为T，开关频率fs＝1/T。
上述区域I范围内，半周期内各时刻电感电流为：
Figure RE-GDA0002313069890000032
其中，变压器变比为n，电感为L，输出侧电源电压为V2，电压调节比k＝V1/(nV2)，开关周期为T，开关频率fs＝1/T。
在所述区域I和区域II的传输功率计算方法为：
Figure RE-GDA0002313069890000033
本发明的技术效果如下：
本发明的一种隔离双向全桥DC-DC变换器的双重移相调制方法，将左侧开关管内移相角D1-1与桥间移相角DI相等且作为一个调制自由度，将右侧开关管内移相角D1-2作为另一个调制自由度进行调制。在功率标幺化传输功率小于0.667的非重载功率传输条件下，相比传统双重移相调制方法，非重载功率传输下基本消除了回流功率，提高了隔离双向全桥DC-DC变换器在非重载下变换器效率，且拓宽了移相角调节的范围。
本发明根据开关状态和不同桥间移相角D2和右侧开关管内移相角D1-2的组合，在0≤D1-2,D2≤1范围内将变换器传输功率划分为区域I：D1-2+D2≤1 和区域II：D1-2+D2＞1，其中区域I适用于较大功率传输，区域II适用于轻载条件下功率传输。轻载功率传输区域仍为两自由度调制，提高了功率调节的灵活性，在轻载下具有更宽移相调节范围，在恒功率传输时移相角的突变会产生较小电流冲击。
附图说明
图1为隔离双向全桥变换器的拓扑结构示意图
图2为隔离双向全桥变换器的简化等效模型
图3为本发明新型双重移相调制在区域I的波形图
图4(a)为新型双重移相调制三维功率传输图像
图4(b)为新型双重移相调制全范围内功率投影平面图
图5(a)为隔离双向全桥DC-DC变换器应用传统双重移相调制在传输功率P*＝0.6,D1＝0.440,D2＝0.445下，电感两侧电压Vab和nVcd、电感电流iL 和瞬时功率的实验波形图
图5(b)为隔离双向全桥DC-DC变换器应用传统双重移相调制在传输功率P*＝0.1,D1＝0.770,D2＝0.778下，电感两侧电压Vab和nVcd、电感电流 iL和瞬时功率的实验波形图
图6(a)为隔离双向全桥DC-DC变换器应用新型双重移相调制在区域I，在传输功率P*＝0.6,D1-2＝0.190,D2＝0.540下，电感两侧电压Vab和nVcd、电感电流iL和瞬时功率的实验波形图
图6(b)为隔离双向全桥DC-DC变换器应用新型双重移相调制在区域 II，在传输功率P*＝0.1,D1-2＝0.615,D2＝0.870下，电感两侧电压Vab和nVcd、电感电流iL和瞬时功率的实验波形图
图7为隔离双向全桥DC-DC变换器应用新型双重移相调制和传统双重调制在不同传输功率P*下实验效率对比曲线图
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。
如图1所示，本发明涉及的隔离双向全桥DC-DC变换器拓扑结构包括高频隔离变压器变比为n、电感L、变压器两端双有源全桥输入侧全桥H1和右侧全桥H2、输入侧电源V1和输出侧电源V2以及电源两侧滤波电容C1和C2；变压器一次侧电压Vab和变压器二次侧电压Vcd，分别表示左侧全桥和右侧全桥相对于变压器的输出电压，拓扑结构中所涉及的开关管S1～S8均反并联续流二极管VD1～VD8。
如图2所示，将图1变压器二次侧电压Vcd归算到一次侧，对隔离双向全桥DC-DC变换器的拓扑结构进行简化。左侧全桥H1对角线上两开关管内移相角D1-1(简称，左侧开关管内移相角)，右侧全桥H2对角线上两开关管内移相角D1-2(简称，右侧开关管内移相角)，两侧全桥H1、H2桥间移相角DI。
基于上述定义，本发明的一种隔离双向全桥DC-DC变换器的双重移相调制方法的原理是：左侧开关管内移相角D1-1与桥间移相角D2相等且作为一个调制自由度，将右侧开关管内移相角D1-2作为另一个调制自由度进行调制。
具体包括以下步骤：
S1、设定开关频率fs，稳态运行时所有开关管的驱动信号占空比为 50％；
S2、左侧全桥H1的对角线开关管S1和S4(或S2和S3)之间延时导通；开关管S4和S5(或S3和S6)均同时导通或同时关断，使延时导通后的左侧开关管内移相角D1-1和桥间移相角D2相等；
S3、右侧全桥H2的对角线开关管S5和S8(或S6和S7)之间延时导通；
S4、根据不同负载的传输功率大小来计算桥间移相角D2和右侧开关管内移相角D1-2的值，并根据方程(1)、(2)对变换器中各开关管的开关时序td2和td1-2并加以控制；
Figure RE-GDA0002313069890000051
Figure RE-GDA0002313069890000052
其中：td2和td1-2分别为左侧全桥H1和右侧全桥H2对角线上开关管延迟导通时间，Ths为开关半周期时间。
按照图2的简化等效电路，在步骤S1、S2的开关状态下，一次侧交流全桥交流侧的输出电压为：
Figure RE-GDA0002313069890000053
二次侧全桥交流侧的输出电压等效到变压器一次侧为：
根据步骤S1、S2的开关状态和不同桥间移相角D2和右侧开关管内移相角D1-2的数量组合，在0≤D1-2,D2≤1范围内按照D1-2+D2的相加结果，将变换器传输功率划分为两个区域，即区域I(D1-2+D2≤1)和区域II(D1-2+D2＞1)，其中区域I适用于较大功率传输，区域II适用于轻载条件下功率传输。
如图3所示，区域I中，变换器在本方法下稳态下按照工作时序其工作模式可以分为8种状态，根据电感的伏秒平衡原理，由于开关波形一个周期内具有对称性，本发明仅对其上半周期工作状态分析如下：
状态1：t0-t1阶段
t0时刻之前，开关管S2和S3开通，电感电流为负，在t0时刻S2关断 S1导通，由于电流为负，所以电流经过续流二极管VD1和开关管S3续流。右侧全桥电流经续流二极管VD6和VD7给输出侧电源V2供电，此阶段图3中的一次侧电压Vab为零，电感电流可表示为
Figure RE-GDA0002313069890000062
状态2：t1-t1'阶段
若在t1时刻电感电流仍为负，在t1时刻开关管S3、S6关断，开关管S4和S5同时开通。此时开关管S4零电流开通，开关管S6零电压关断，开关管S5零电流开通，左侧电流经续流二极管VD1和VD4流向电源侧，一次侧电压Vab为输入侧电源电压V1；二次侧电流经开关管S5和续流二极管VD7续流，因此二次侧电压Vcd等于零。电感电流负向衰减直到t1'时刻为零，此阶段电感电流可表示为
Figure RE-GDA0002313069890000063
状态3：t1'-t2阶段
t1'-t2时间内所有开关驱动信号未发生变化，t1'电感电流变为正，左侧电流经过开关管S1和S4流向变压器，右侧电流变为通过开关管S7和续流二极管VD5续流，输出侧电源V2向C2充电此时电感电流表达式与(5)式相同。
状态4：t2-t3阶段
t2时刻前，开关管S8未流经电流，t2时刻开关管S7关断开关管S8零电流开通。由于左侧全桥开关管信号未发生变化因此左侧电路状态与状态3相同，二次侧电流变为经续流二极管VD5和续流二极管VD8给输出侧电源V2供电，电感电流继续增大。此阶段一次侧电压Vab等于输入侧电源电压V1，二次侧电压Vcd等于输出侧电源电压V2，电感电流表示为
Figure RE-GDA0002313069890000071
以上变换器工作状态t0-t1阶段一次侧电压Vab为零，由对称性可知，t3-t4阶段一次侧电压Vab也为零，因此使得回流功率大量减少。
令t0＝0，电压调节比k＝V1/(nV2)，开关周期为T，开关频率fs＝1/T。由对称性可知，iL(t3)＝-iL(t0)，在区域I(D1-2+D2<1，0≤D1-2,D2≤1)范围内，根据式(5)-(7)可计算半周期内各时刻电感电流为
Figure RE-GDA0002313069890000072
同理根据以上方法，在区域II范围内(D1-2+D2≥1，0≤D1-2,D2≤1)，半周期内各时刻电感电流为
Figure RE-GDA0002313069890000073
综上所述，本发明的双重移相调制方法在区域I和区域II传输功率计算公式为：
Figure RE-GDA0002313069890000074
当0≤D1-2,D2≤1时，新型双重移相调制方法传输功率如表1所示
表1：新型双重移相传输功率
Figure RE-GDA0002313069890000081
如图4(a)所示，按照表1计算传输功率可以得到双重移相调制三维功率传输函数，将其三维图向下投影得到功率分布平面图4(b)，且划分为区域I 和区域II。区域I适用于较大功率应用，区域II适用于轻载功率传输。由此可根据负载大小计算移相角D1-2和D2值。
由图4(a)标幺化后的最大功率传输为0.667，因此该调制方法适用在非重载功率传输；恒功率下全区域内具有较宽范围的移相角，因此会削弱移相角突变带来的电流冲击。
下面结合实验验证本发明的双重移相调制方法在隔离双向DC-DC变换器在非重载功率传输具有更小的回流功率和峰值电流。
双向全桥DC-DC变换器的实验参数如下：输入侧电源电压V1＝60V，输出侧电压V2＝20V，变压器变比n＝1，电压调节比k＝3，电感L＝155μH，直流电容C1＝C2＝470μF，开关频率fs＝20kHz。
图5、图6为当传输功率P*等于0.6和0.1时，传统双重移相调制和新型双重移相调制策略下回流功率最小时的实验波形图，其中波形包括图2电感两侧电压中Vab和nVcd，电感电流iL和瞬时传输功率P。通过图5和图6可以看出，在回流功率最优时传统DPS调制最优解在非重载和轻载时仍存在很大的回流功率和峰值电流，而NDPS调制基本完全消除了回流功率且峰值电流大大降低。
如图7所示，在非重载功率传输条件下，新型双重移相调制相比于传统双重移相调制具有更高的效率，且在轻载条件下效率优势更明显。因此可以验证新型双重移相调制方式在非重载条件具有更好的功率传输特性。
应当指出，以上所述具体实施方式可以使本领域的技术人员更全面地理解本发明创造，但不以任何方式限制本发明创造。因此，尽管本说明书参照附图和实施例对本发明创造已进行了详细的说明，但是本领域技术人员应当理解，仍然可以对本发明创造进行修改或者等同替换，总之，一切不脱离本发明创造的精神和范围的技术方案及其改进，其均应涵盖在本发明创造专利的保护范围当中。

Claims (7)

1.一种隔离双向全桥DC-DC变换器的双重移相调制方法，将左侧开关管内移相角D1-1与桥间移相角D2相等且作为一个调制自由度，将右侧开关管内移相角D1-2作为另一个调制自由度进行调制；具体包括以下步骤：
S1、设定开关频率fs，稳态运行时所有开关管的驱动信号占空比为50％；
S2、左侧全桥H1的对角线开关管S1和S4之间延时导通；开关管S4和S5同时均同时导通和关断，使延时导通后的左侧开关管内移相角D1-1和桥间移相角D2相等；
S3、右侧全桥H2的对角线开关管S5和S8之间延时导通；
S4、根据不同负载的传输功率大小来计算桥间移相角DI和右侧开关管内移相角D1-2的值，并根据如下方程对变换器中各开关管的开关时序td2和td1-2并加以控制；
Figure RE-FDA0002313069880000011
Figure RE-FDA0002313069880000012
其中：td2和td1-2分别为左侧全桥H1和右侧全桥H2对角线上开关管延迟导通时间，Ths为开关半周期时间。
2.如权利要求1所述的一种隔离双向全桥DC-DC变换器的双重移相调制方法，其特征在于：所述步骤S2也可为：左侧全桥H1的对角线开关管S2和S3之间延时导通；开关管S3和S6均同时导通或同时关断，使延时导通后的左侧开关管内移相角D1-1和桥间移相角D2相等。
3.如权利要求1所述的一种隔离双向全桥DC-DC变换器的双重移相调制方法，其特征在于：所示步骤S3也可为：右侧全桥H2的对角线开关管S6和S7之间延时导通。
4.如权利要求1或2或3所述的一种隔离双向全桥DC-DC变换器的双重移相调制方法，其特征在于：根据所述步骤S1、S2的开关状态和不同桥间移相角D2和右侧开关管内移相角D1-2相加的数量组合，在0≤D1-2,D2≤1范围内将变换器传输功率划分为区域I：D1-2+D2≤1和区域II：D1-2+D2>1；其中区域I适用于较大功率传输，区域II适用于轻载条件下功率传输。
5.如权利要求4所述的一种隔离双向全桥DC-DC变换器的双重移相调制方法，其特征在于：上述区域I范围内，半周期内各时刻电感电流为：
Figure RE-FDA0002313069880000021
其中，变压器变比为n，电感为L，输出侧电源电压为V2，电压调节比k＝V1/(nV2)，开关周期为T，开关频率fs＝1/T。
6.如权利要求4所述的一种隔离双向全桥DC-DC变换器的双重移相调制方法，其特征在于：上述区域I范围内，半周期内各时刻电感电流为：
Figure RE-FDA0002313069880000022
其中，变压器变比为n，电感为L，输出侧电源电压为V2，电压调节比k＝V1/(nV2)，开关周期为T，开关频率fs＝1/T。
7.如权利要求5或6所述的一种隔离双向全桥DC-DC变换器的双重移相调制方法，其特征在于：在所述区域I和区域II的传输功率计算方法为：
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