CN111293891A - 双有源桥变换器基于三移相调制的负载电流前馈控制方法 - Google Patents

双有源桥变换器基于三移相调制的负载电流前馈控制方法 Download PDF

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CN111293891A CN202010211733.5A CN202010211733A CN111293891A CN 111293891 A CN111293891 A CN 111293891A CN 202010211733 A CN202010211733 A CN 202010211733A CN 111293891 A CN111293891 A CN 111293891A
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Abstract

本发明公开的双有源变换器基于三移相调制的负载电流前馈控制方法，属于电力电子领域的储能用的双向DC‑DC变换器领域。本发明基于双有源桥DAB变换器的负载电流前馈三移相控制策略，用于控制双有源桥DC‑DC变换器，所述双有源桥DC‑DC变换器的主电路一次侧和二次侧均为全桥电路，通过串联电感和变压器把两个全桥连接在一起，一次侧连接蓄电池，二次侧能够连接任意负载，通过控制变换器一次侧和二次侧全桥的占空比和两个全桥电压波形相对应的移相角实现双向功率流的控制，通过输出电流的前馈控制提高变换器的动态响应。本发明能够实现双有源桥(DAB)变换器在三移相控制策略下有快速的动态响应，且动态过程稳定不存在震荡。

Description

双有源桥变换器基于三移相调制的负载电流前馈控制方法
技术领域
本发明涉及一种双有源桥(DAB)变换器的基于三移相控制的负载电流前馈控制方法，属于电力电子领域的储能用的双向DC-DC变换器领域。
背景技术
储能系统已经成为微电网和不间断电源等设备的主要支撑。双有源桥DC-DC变换器已经成为了储能系统里双向DC-DC变换器的主要电路拓扑。图1示出为本发明针对的典型双有源桥DC-DC变换器电路拓扑。储能DC-DC变换器不仅要实现高效率的电能变换，还需要有较高的动态响应，用于快速补偿电源和负载的功率差值。
传统的双有源桥DC-DC变换器采用单电压环的控制策略，输出的动态响应只能根据输出电压参考和输出电压的差值进行响应。为了提高变换器双有源桥DC-DC变换器的动态响应，2013年在IEEE Transactions on Power Electronics【电力电子期刊】发表了“Enhanced Load Step Response for a Bidirectional DC–DC Converter,”一文，采用前馈控制的方法可以提高变换器的动态响应，文中通过输出电流求解出对应移相角的大小，作为控制环路的前馈量。但是文中的前馈控制方法只适合双有源桥DC-DC变换器工作在单移相(single phase shift，SPS)的控制策略。而单移相控制并不能保证双有源桥DC-DC变换器在宽电压范围内高效率的运行。
为了拓展前馈控制在双有源桥DC-DC变换器的应用场合，2019年在IEEETransactions on Power Electronics【电力电子期刊】发表了“A ComprehensiveOptimization Control of Dual-Active-Bridge DC–DC Converters Based on Unified-Phase-Shift and Power-Balancing Scheme”一文，文中提出采用稳态时输入和输出功率的平衡关系补偿变换器的输出电压与电压给定的差值。由于控制量为功率，根据双有源桥DC-DC变换器的不同调制策略，首先需要建立调制变量与功率的关系，所以此方法不一定适合所有的DAB调制策略。
2018年在IEEE Transactions on Power Electronics【电力电子期刊】发表了“Modeling and Analysis of a Dual-Active-Bridge-Isolated Bidirectional DC/DCConverter to Minimize RMS Current With Whole Operating Range”一文，文中提出了双有源桥DC-DC变换器的全局最优调制策略是综合了三角波(triangular currentmodulation，TCM)和控制移相(extended phase shift,EPS)的三移相(triple phaseshift,TPS)调制策略。
为了综合优化双有源桥DC-DC变换器的效率和动态响应，需要提供一种基于TPS的前馈控制策略，实现变换器的快速动态响应。
发明内容
为了解决现有技术方法无法实现双有源桥(DAB)变换器在三移相控制策略下有快速的动态响应，且动态过程稳定不存在震荡的问题，本发明公开的双有源变换器基于三移相调制的负载电流前馈控制方法要解决的技术问题是：实现双有源桥(DAB)变换器在三移相控制策略下有快速的动态响应，且动态过程稳定不存在震荡。
本发明目的是通过下述技术方案实现的。
本发明公开的双有源变换器基于三移相调制的负载电流前馈控制方法，基于双有源桥DAB变换器的负载电流前馈三移相控制策略，用于控制双有源桥DC-DC变换器，所述双有源桥DC-DC变换器的主电路一次侧和二次侧均为全桥电路，通过串联电感和变压器把两个全桥连接在一起，一次侧连接蓄电池，二次侧能够连接任意负载，通过控制变换器一次侧和二次侧全桥的占空比和两个全桥电压波形相对应的移相角实现双向功率流的控制，通过输出电流的前馈控制提高变换器的动态响应。
本发明公开的双有源变换器基于三移相调制的负载电流前馈控制方法，包括如下步骤：
步骤一：通过电压参考Vref和二次侧电压反馈Vo相减得到的电压误差，经输出电压控制器输出为移相角控制量
Figure BDA0002423055110000021
步骤二：定义转化率等效电压增益M＝Vo/nVbat,n为变压器变比，Vbat为蓄电池电压，在三移相调制TPS控制策略下，根据M值以及移相角
Figure BDA0002423055110000022
的大小，判断电路工作模态，其中移相角
Figure BDA00024230551100000212
定义为一次侧和二次侧全桥逆变的方波的中性线对应的相位差；
共有八种不同的工作模态，当M＜1时，电路工作在模态1和模态2，当M＞1时，电路工作在模态3和模态4；
当M＜1且
Figure BDA00024230551100000213
时，电路工作在模态1f；当M＜1且
Figure BDA00024230551100000214
时电路工作在模态2f；当M＜1且
Figure BDA0002423055110000024
时，电路工作在模态1r；当M＜1且
Figure BDA0002423055110000025
时电路工作在模态2r；其中模态1f和模态2f对应正向功率流，模态1r和模态2r对应反向功率流；
当M＞1且
Figure BDA0002423055110000026
时电路工作在模态3f；当M＞1且
Figure BDA0002423055110000028
时电路工作在模态4f；当M＞1且
Figure BDA0002423055110000027
时电路工作在模态3r；当M＞1且
Figure BDA0002423055110000029
时电路工作在模态4r；其中模态3f和模态4f对应正向功率流，模态3r和模态4r对应反向功率流；
步骤三：在三移相调制TPS的基础上，采用负载电流前馈控制计算得到不同工作模态下移相角的前馈变量
Figure BDA00024230551100000210
M＜1时，由输出电流与移相角
Figure BDA00024230551100000211
的关系，得到
Figure BDA0002423055110000031
其中Iload为输出电流，Ibase表示为VbatTs/(8nLr)，
Figure BDA0002423055110000033
定义为移相角的前馈控制量。
M＞1时，由输出电流与移相角
Figure BDA0002423055110000034
的关系，得到
Figure BDA0002423055110000032
步骤四：把步骤一得到的三移相调制TPS控制的控制量
Figure BDA0002423055110000035
与步骤三得到的负载电流前馈变量
Figure BDA0002423055110000036
相加，得到移相角控制量
Figure BDA0002423055110000037
限制移相角控制量
Figure BDA0002423055110000038
的大小在-π/2到π/2之间，如果移相角控制量
Figure BDA0002423055110000039
大于π/2，则使移相角控制量
Figure BDA00024230551100000311
等于π/2；如果移相角控制量
Figure BDA00024230551100000312
小于-π/2，则使移相角控制量
Figure BDA00024230551100000310
等于-π/2；
步骤五：根据步骤四得到的移相角控制量
Figure BDA00024230551100000313
并根据步骤二中移相角
Figure BDA00024230551100000314
对应不同模态的关系，以及三移相调制TPS控制时八种不同模态下移相角与变压器两侧全桥占空比的关系，得到占空比D1、D2的控制量；
模态1f：
Figure BDA0002423055110000041
模态1r：
Figure BDA0002423055110000042
模态2f：
Figure BDA0002423055110000043
模态2r：
Figure BDA0002423055110000044
模态3f：
Figure BDA0002423055110000045
模态3r：
Figure BDA0002423055110000046
模态4f：
Figure BDA0002423055110000047
模态4r：
Figure BDA0002423055110000048
步骤六：根据步骤四得到的
Figure BDA0002423055110000049
和步骤五所得到的D1、D2，产生一次侧和二次侧全桥开关管对应的驱动信号，信号用于驱动八只开关管工作，实现双有源桥DAB变换器快速动态响应。
所述双有源变换器由变压器、一次侧全桥、二次侧全桥和串联电感Lr组成。
一次侧全桥包含4只开关管Q1-Q4。开关管Q1和开关管Q2组成一个桥臂，Q1的漏极连接Q2的源极。开关管Q3和开关管Q4组成一个桥臂，Q3的漏极连接Q4的源极。开关管Q1的漏极和开关管Q3的漏极连接在一起，并连接S3的漏极；开关管Q2和开关管Q4的源极连接在一起，并连接S4的源极。开关管Q1的源极连接串联电感Lr的一端，串联电感Lr的另一端连接一次侧变压器绕组的同名端。变压器一次侧绕组的异名端连接Q3的源极。开关管Q1和Q2的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间。开关管Q3和Q4的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间。开关管Q1和开关管Q4的驱动信号重叠的时间除以开关周期的一半定义为占空比D1。
二次侧全桥包含4只开关管Q5-Q8。开关管Q5和开关管Q6组成一个桥臂，Q5的源极连接Q6的漏极。开关管Q7和开关管Q8组成一个桥臂，Q7的源极连接Q8的漏极。开关管Q5和Q7的漏极连接在一起，连接输出电容的正极，作为输出电压正极。开关管Q6和开关管Q8的源极连接在一起，连接输出电容的负极，作为输出电压负极。变压器二次侧的同名端连接开关管Q5的源极，变压器二次侧绕组的异名端连接开关管Q7的源极。开关管Q5和Q6的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间。开关管Q7和Q8的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间。开关管Q5和开关管Q8的驱动信号重叠的时间除以开关周期的一半定义为占空比D2。
所述的变换器为双向拓扑结构，一次侧和二次侧能够根据需要互换，且能够连接任意负载。
有益效果：
1、本发明公开的双有源变换器基于三移相调制的负载电流前馈控制方法，首先分等效增益M大于1和小于1两种情况，建立的通用三移相控制的小信号模型，根据最小峰值电流模态，拉个两日算子，能够得到优化调制方案。在此基础上，通过输出滤波电路得到负载电流与占空比和移相角的关系式。移相角通过负载电流计算出来，因此能够把负载电流采用作为前馈值。
2、本发明公开的双有源变换器基于三移相调制的负载电流前馈控制方法，根据上述基于三移相控制的负载电流前馈方法，提出一种用于双有源桥DAB变换器的控制策略，电压给定与二次侧电压比较，经过电压控制器得到变换器两侧全桥的移相角控制量，同时负载电流采样作为前馈值得到移相角的偏移量，二者相加后得到总的移相角控制量，在此基础上计算一次侧和二次侧两个全桥的占空比，通过占空比和移相角产生两侧全桥的八个开关管的驱动信号。实现双有源桥(DAB)变换器的双向功率流。所述控制策略使变换器具有更好的动态性能，对负载变化更敏感。
3、本发明公开的双有源变换器基于三移相调制的负载电流前馈控制方法，当负载阶跃变化时，电压波动能够有效降低，同时适当增大输出电容值，能够使双有源桥DAB变换器有更小的输出阻抗，能够减小负载对输出电压的影响，从而提高输出的动态响应。
附图说明
图1示出本实施例的双有源桥(DAB)变换器电路拓扑示意图；
图2示出本发明的闭环控制框图；
图3示出本发明的实施流程图；
图4为电压和电流波形示意图；其中a示出本发明中模态Mode 1f(M小于1、移相角小且正向功率流时)的电流的电压和电流波形；b示出本发明中模态Mode 1r(M小于1、移相角小且反向功率流时)的电流的电压和电流波形；c示出本发明中模态Mode 2f(M小于1、移相角大且正向功率流时)的电流的电压和电流波形；d示出本发明中模态Mode 2r(M小于1、移相角大且反向功率流时)的电流的电压和电流波形；e示出本发明中模态Mode 3f(M大于1、移相角小且正向功率流时)的电流的电压和电流波形；f示出本发明中模态Mode 3r(M大于1、移相角小且反向功率流时)的电流的电压和电流波形；g示出本发明中模态Mode 4f(M大于1、移相角大且正向功率流时)的电流的电压和电流波形h示出本发明中模态Mode 4r(M大于1、移相角大且反向功率流时)的电流的电压和电流波形。
具体实施方式
下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明，同时也叙述了本发明技术方案解决的技术问题及有益效果，需要指出的是，所描述的实施例仅旨在便于本发明的理解，而对其不起任何限定作用。
如图1所示为双有源桥(DAB)变换器电路拓扑示意图，变换器由八只开关管组成，一次侧和二次侧均由4只开关管组成。一次侧全桥包含4只开关管Q1-Q4。开关管Q1和开关管Q2组成一个桥臂，Q1的漏极连接Q2的源极。开关管Q3和开关管Q4组成一个桥臂，Q3的漏极连接Q4的源极。开关管Q1的漏极和开关管Q3的漏极连接在一起，开关管Q2和开关管Q4的源极连接在一起。开关管Q1的源极连接串联电感的一端，串联电感的另一端连接变压器一次侧绕组的同名端。二次侧全桥包含4只开关管Q5-Q8。开关管Q5和开关管Q6组成一个桥臂，Q5的源极连接Q6的漏极。开关管Q7和开关管Q8组成一个桥臂，Q7的源极连接Q8的漏极。开关管Q5和Q7的漏极连接在一起，连接输出电容的正极，作为输出电压正极。开关管Q6和开关管Q8的源极连接在一起，连接输出电容的负极，作为输出电压负极。变压器二次侧的同名端连接开关管Q5的源极，变压器二次侧绕组的异名端连接开关管Q7的源极。节点A和节点B分别为一次侧全桥两个桥臂的中点，节点C和节点D分别为二次侧全桥两个桥臂的中点。Ir为电压器在一次侧绕组的电流。Vbat和Vo分别为一次侧电池电压和二次侧输出电压，定义变换器的等效电压增益M＝Vo/nVbat。
一次侧全桥中第一开关管Q1和第二开关管Q2的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，第一开关管Q1和第二开关管Q2的驱动信号互补且存在死区。第三开关管Q3和第四开关管Q4的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，第三开关管Q3和第四开关管Q4的驱动信号互补且存在死区。一次侧全桥通过移相方式控制两个桥臂的中点(即端点A和B)的电压差。电压VAB对应的占空比为D1。
二次侧全桥中第五开关管Q5和第六开关管Q6的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，第五开关管Q5和第六开关管Q6的驱动信号互补且存在死区。第七开关管Q7和第八开关管Q8的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，第七开关管Q7和第八开关管Q8的驱动信号互补且存在死区。一次侧全桥通过移相方式控制两个桥臂的中点(即端点C和D)的电压差。电压VCD对应的占空比为D2。
本实施例公开的双有源变换器基于三移相调制的负载电流前馈控制方法，控制框图如图2所示，具体控制步骤如下；
步骤一：通过电压参考Vref和二次侧电压反馈Vo相减得到的电压误差，经输出电压控制器输出为变压器两侧全桥中性线的移相角控制量
Figure BDA0002423055110000061
步骤二：用电路平均法对DAB变换器建模。定义转化率等效电压增益M＝Vo/nVbat,n为变压器变比，Vbat为蓄电池电压，根据TPS控制方法，根据等效增益M值以及移相角
Figure BDA0002423055110000062
的大小，判断电路工作模态；
共有八种不同的工作模态，当M＜1时，电路工作在模态1和模态2，当M＞1时，电路工作在模态3和模态4；
当M＜1且
Figure BDA0002423055110000075
时，电路工作在模态1f，如图4a所示；当M＜1且
Figure BDA0002423055110000076
Figure BDA0002423055110000077
时电路工作在模态2f，如图4c所示；当M＜1且
Figure BDA0002423055110000078
时，电路工作在模态1r，如图4b所示；当M＜1且
Figure BDA0002423055110000079
时电路工作在模态2r，如图4d所示；其中模态1f和模态2f对应正向功率流，模态1r和模态2r对应反向功率流；
当M＞1且
Figure BDA00024230551100000710
时电路工作在模态3f，如图4e所示；当M＞1且
Figure BDA00024230551100000711
Figure BDA00024230551100000712
时电路工作在模态4f，如图4g所示；当M＞1且
Figure BDA00024230551100000713
时电路工作在模态3r，如图4f所示；当M＞1且
Figure BDA00024230551100000714
时电路工作在模态4r，如图4h所示；其中模态3f和模态4f对应正向功率流，模态3r和模态4r对应反向功率流。
步骤三：变换器稳态工作时，输出电流的表示为；
M＜1时
Figure BDA0002423055110000071
M＞1时
Figure BDA0002423055110000072
其中Vo为输出电压，Vbat为电源电压，Ts为开关周期，
Figure BDA00024230551100000715
定义为移相角的前馈控制量，D1、D2分别为两侧全桥的占空比，n为变压器变比，Lr为串联电感，Iload为负载电流，为了使变压器中电流的峰值最小，D1和D2满足以下关系：
模态1f：
Figure BDA0002423055110000073
模态1r：
Figure BDA0002423055110000074
模态2f：
Figure BDA0002423055110000081
模态2r：
Figure BDA0002423055110000082
模态3f：
Figure BDA0002423055110000083
模态3r：
Figure BDA0002423055110000084
模态4f：
Figure BDA0002423055110000085
模态4r：
Figure BDA0002423055110000086
根据上述输出电流的公式并将D1、D2和移相角
Figure BDA0002423055110000088
的关系带入公式，可以求解出推导移相角和负载电流之间的关系，前馈方案可以表示为
M＜1时
Figure BDA0002423055110000087
M＞1时
Figure BDA0002423055110000091
其中Iload为输出电流，Ibase表示为VbatTs/(8nLr)。前馈的控制框图如图2所示。
步骤四：根据步骤一和步骤三的理论计算，把TPS控制的控制量
Figure BDA00024230551100000914
与负载电流前馈变量
Figure BDA00024230551100000910
相加，得到总体移相角控制量
Figure BDA00024230551100000913
其为变压器两侧全桥电压波形中性线的相位差，限制移相角
Figure BDA00024230551100000911
的大小在-π/2到π/2之间，如果
Figure BDA00024230551100000917
大于π/2，则使
Figure BDA00024230551100000916
等于π/2；如果
Figure BDA00024230551100000915
小于-π/2，则使
Figure BDA00024230551100000912
等于-π/2；
步骤五：根据步骤四得到的移相角控制量
Figure BDA00024230551100000918
以及TPS控制时八种不同模态下移相角与变压器两侧全桥占空比的关系，得到占空比D1、D2的控制量；
模态1f：
Figure BDA0002423055110000092
模态1r：
Figure BDA0002423055110000093
模态2f：
Figure BDA0002423055110000094
模态2r：
Figure BDA0002423055110000095
模态3f：
Figure BDA0002423055110000096
模态3r：
Figure BDA0002423055110000097
模态4f：
Figure BDA0002423055110000098
模态4r：
Figure BDA0002423055110000099
步骤六：根据步骤四和步骤五所得到的
Figure BDA00024230551100000919
D1、D2，产生一次侧和二次侧全桥开关管对应的驱动信号，信号用于驱动八只开关管工作，实现DAB变换器快速动态响应。
以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.双有源变换器基于三移相调制的负载电流前馈控制方法，其特征在于：包括如下步骤：
步骤一：通过电压参考Vref和二次侧电压反馈Vo相减得到的电压误差，经输出电压控制器输出为移相角控制量
Figure FDA0002423055100000011
步骤二：定义转化率等效电压增益M＝Vo/nVbat,n为变压器变比，Vbat为蓄电池电压，在三移相调制TPS控制策略下，根据M值以及移相角
Figure FDA0002423055100000012
的大小，判断电路工作模态，其中移相角
Figure FDA0002423055100000014
定义为一次侧和二次侧全桥逆变的方波的中性线对应的相位差；
步骤三：在三移相调制TPS的基础上，采用负载电流前馈控制计算得到不同工作模态下移相角的前馈变量
Figure FDA0002423055100000013
步骤四：把步骤一得到的三移相调制TPS控制的控制量
Figure FDA0002423055100000019
与步骤三得到的负载电流前馈变量
Figure FDA0002423055100000015
相加，得到移相角控制量
Figure FDA00024230551000000111
限制移相角控制量
Figure FDA00024230551000000110
的大小在-π/2到π/2之间，如果移相角控制量
Figure FDA0002423055100000016
大于π/2，则使移相角控制量
Figure FDA0002423055100000017
等于π/2；如果移相角控制量
Figure FDA0002423055100000018
小于-π/2，则使移相角控制量
Figure FDA00024230551000000112
等于-π/2；
步骤五：根据步骤四得到的移相角控制量
Figure FDA00024230551000000113
并根据步骤二中移相角
Figure FDA00024230551000000114
对应不同模态的关系，以及三移相调制TPS控制时八种不同模态下移相角与变压器两侧全桥占空比的关系，得到占空比D1、D2的控制量；
步骤六：根据步骤四得到的
Figure FDA00024230551000000115
和步骤五所得到的D1、D2，产生一次侧和二次侧全桥开关管对应的驱动信号，信号用于驱动八只开关管工作，实现双有源桥DAB变换器快速动态响应。
2.如权利要求1所述的双有源变换器基于三移相调制的负载电流前馈控制方法，其特征在于：步骤二中，
共有八种不同的工作模态，当M＜1时，电路工作在模态1和模态2，当M＞1时，电路工作在模态3和模态4；
当M＜1且
Figure FDA00024230551000000116
时，电路工作在模态1f；当M＜1且
Figure FDA00024230551000000117
时电路工作在模态2f；当M＜1且
Figure FDA00024230551000000118
时，电路工作在模态1r；当M＜1且
Figure FDA00024230551000000119
时电路工作在模态2r；其中模态1f和模态2f对应正向功率流，模态1r和模态2r对应反向功率流；
当M＞1且
Figure FDA00024230551000000122
时电路工作在模态3f；当M＞1且
Figure FDA00024230551000000120
时电路工作在模态4f；当M＞1且
Figure FDA00024230551000000121
时电路工作在模态3r；当M＞1且
Figure FDA00024230551000000123
时电路工作在模态4r；其中模态3f和模态4f对应正向功率流，模态3r和模态4r对应反向功率流。
3.如权利要求2所述的双有源变换器基于三移相调制的负载电流前馈控制方法，其特征在于：步骤三中，
M＜1时，由输出电流与移相角
Figure FDA00024230551000000124
的关系，得到
Figure FDA0002423055100000021
其中Iload为输出电流，Ibase表示为VbatTs/(8nLr)，
Figure FDA0002423055100000025
定义为移相角的前馈控制量；
M＞1时，由输出电流与移相角
Figure FDA0002423055100000026
的关系，得到
Figure FDA0002423055100000022
4.如权利要求3所述的双有源变换器基于三移相调制的负载电流前馈控制方法，其特征在于：步骤五中，
模态1f：
Figure FDA0002423055100000023
模态1r：
Figure FDA0002423055100000024
模态2f：
Figure FDA0002423055100000031
模态2r：
Figure FDA0002423055100000032
模态3f：
Figure FDA0002423055100000033
模态3r：
Figure FDA0002423055100000034
模态4f：
Figure FDA0002423055100000035
模态4r：
Figure FDA0002423055100000036
。
5.如权利要求1、2、3或4所述的双有源变换器基于三移相调制的负载电流前馈控制方法，其特征在于：所述双有源变换器由变压器、一次侧全桥、二次侧全桥和串联电感Lr组成；
一次侧全桥包含4只开关管Q1-Q4；开关管Q1和开关管Q2组成一个桥臂，Q1的漏极连接Q2的源极；开关管Q3和开关管Q4组成一个桥臂，Q3的漏极连接Q4的源极；开关管Q1的漏极和开关管Q3的漏极连接在一起，并连接S3的漏极；开关管Q2和开关管Q4的源极连接在一起，并连接S4的源极；开关管Q1的源极连接串联电感Lr的一端，串联电感Lr的另一端连接一次侧变压器绕组的同名端；变压器一次侧绕组的异名端连接Q3的源极；开关管Q1和Q2的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间；开关管Q3和Q4的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间；开关管Q1和开关管Q4的驱动信号重叠的时间除以开关周期的一半定义为占空比D1；
二次侧全桥包含4只开关管Q5-Q8；开关管Q5和开关管Q6组成一个桥臂，Q5的源极连接Q6的漏极；开关管Q7和开关管Q8组成一个桥臂，Q7的源极连接Q8的漏极；开关管Q5和Q7的漏极连接在一起，连接输出电容的正极，作为输出电压正极；开关管Q6和开关管Q8的源极连接在一起，连接输出电容的负极，作为输出电压负极；变压器二次侧的同名端连接开关管Q5的源极，变压器二次侧绕组的异名端连接开关管Q7的源极；开关管Q5和Q6的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间；开关管Q7和Q8的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间；开关管Q5和开关管Q8的驱动信号重叠的时间除以开关周期的一半定义为占空比D2。
6.如权利要求5所述的双有源变换器基于三移相调制的负载电流前馈控制方法，其特征在于：所述的变换器为双向拓扑结构，一次侧和二次侧能够根据需要互换，且能够连接任意负载。
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