JP2016123159A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】追加の回路を必要とせず、負荷運転の停止中もコンデンサ電圧を定格値に保ち、変換器の電流歪みを抑制すること。【解決手段】各相毎に半導体スイッチング素子31及びコンデンサ32を含む単位電力変換器３を複数直列接続し、両端を電圧源に接続した、複数相分のレグ２と、単位電力変換器３を制御して所定の電圧を出力させる制御部５とを備える電力変換装置１において、制御部５は、負荷への電流出力を停止する間、単位電力変換器３の備えるコンデンサ32の電圧が同一相内において同一となるように当該レグ２に電流を流す。【選択図】図１

Description

本発明は、単位変換器を多段接続したＭＭＣ（Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）回路に好適な電力変換装置に関する。

半導体技術の発展と共に、電力変換器（インバータ）に用いるスイッチング素子も進歩してきた。その成果の１つとして、変換器の多レベル化がある。

従来、電力変換器が高圧系統に連系する際には、２，３電圧レベルの変換器出力をトランスで昇圧するのが一般的であったが、その場合、出力電圧に含まれる高調波成分を低減するために、三相交流出力にリアクトルやコンデンサで構成される高調波フィルタを挿入する必要があった。出力電圧のレベル数が少ないと、含まれる高調波成分も大きい。そのため、電力系統に流れ出す高調波成分が他の機器に悪影響を及ぼさないレベルまで低減させるためには、前記高調波フィルタを大きくする必要があり、結果としてコストの増大と重量の増加を招いていた。

これらを解決するべく、細かい電圧を出力する単位変換器を複数台直列接続することにより、多レベルの階段状の電圧波形を出力できる電力変換器（ＭＭＣ：Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）の開発が進められている。このＭＭＣ回路の場合、多レベル化により出力電圧の波形を正弦波に近付けることができるため、重量、体積及びコストの面で不利な前記高調波フィルタを小型化し、あるいは不要にできるメリットがある。

このＭＭＣ回路は、単位変換器がそれぞれ備える直流電圧源が独立しており、それら全ての電圧を一定に保つ必要がある。直列段数が増え、単位変換器の数が増えるほど、蓄電池や絶縁ＤＣ／ＤＣ変換器といった手段で単位変換器の直流電圧源を用意することが非現実的となる。そのような場合はコンデンサを直流電圧源として、制御によって電圧を一定に保つことが一般的である。Ｓｔａｔｉｃ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒ（ＳＴＡＴＣＯＭ）やＨｉｇｈ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ（ＨＶＤＣ）変換器等の系統連系機器に前記ＭＭＣ回路を適用する場合、系統から電力を得て、単位変換器のコンデンサ電圧を制御することになる。

コンデンサ電圧の制御は、変換器が備える全てのコンデンサ電圧平均値を定格値に一致させる全体電圧制御、各相の備えるコンデンサ電圧平均値を全相平均値に一致させる相間バランス制御、各相の備える個々のコンデンサ電圧を当該相の平均値に一致させる段間バランス制御、などの制御法により実現される。（非特許文献１）

吉井剣他「６．６Ｖ トランスレス・カスケードＰＷＭ ＳＴＡＴＣＯＭ−三相２００Ｖ１０ｋＶＡミニモデルによる動作検証−」（電気学会産業応用部門論文誌２００７年１２７巻８号ｐ．７８１−７８８）

特許第３２４４８３６号公報 特開平９−５６０７２号公報

単位変換器のコンデンサ電圧は充放電によって上下するため、単位変換器に電流が流れなければ制御できない。前記ＳＴＡＴＣＯＭにおける無効電力補償運転中、及び前記ＨＶＤＣ変換器における電力輸送中は、電流が流れるために全てのコンデンサ電圧は制御される。

しかしながら、ＳＴＡＴＣＯＭで無効電力出力を停止する場合や、ＨＶＤＣ変換器で輸送電力を停止する場合は、基本的に単位変換器に電流が流れないので、当該期間は、コンデンサ電圧の段間バランス制御が有効に作用しなくなるという不具合を生じる。

例えばデルタ結線のＳＴＡＴＣＯＭが無効電力補償運転を停止して、無効電力の出力指令または無効電流指令が零である時も、各種制御は動作するため、全体電圧制御による有効電流と、相間バランス制御による零相電流は流れる。

しかし全体電圧制御と相間バランスの偏差は常に微小であるため、これらの制御による電流も微小であり、流れたとしても段間バランス制御への寄与は小さい。また、単位変換器に流れる電流は、必ず系統または他相にも流れるため、段間のバランスのみに影響する電流のモードは存在しない。

図７は、無効電力出力指令ｑ^*がタイミングｔ０時点で停止した後の、各コンデンサ電圧の変化を示している。図７（Ａ）がｒ，ｓ，ｔ各相のコンデンサ電圧平均値ｖcr，ｖcs，ｖct、図７（Ｂ）がｒ相の単位変換器が備えるコンデンサの電圧ｖcr1，ｖcr2，ｖcr3、図７（Ｃ）が無効電力出力指令ｑ^*を示す。

無効電力の停止状態が続くと、図７（Ｂ）に示すｖcr1〜ｖcr3のように、部品の個体差等によって生じるコンデンサ電圧の段間アンバランスが大きく広がり、コンデンサ電圧の定格値から著しく乖離したコンデンサが生じて、変換器全体としての出力電圧に歪みが発生する虞がある。出力電圧の歪みは電流歪みにつながり、系統を介して周辺機器へ悪影響を与える。

停止中の直流コンデンサ電圧の制御については、特許文献１や特許文献２のように外部電源から充電する方法がある。
図８は、前記特許文献に記載された技術を用い、電源５１から変圧器５２を介して得た電力を、充電回路５３によりインバータ５４の直流コンデンサ５５に充電する場合の手法を示す。同図でインバータ５４は、系統ｖsに対して連系インピーダンス５６、変圧器５７を介して接続されている。

このような手法は、電源５１や変圧器５２、充電回路５３といった追加回路が別途必要となるため、前述のとおり直列段数が多いＭＭＣ回路のような用途においては非現実的である。

本発明は上記のような実情に鑑みてなされたもので、追加の回路を必要とせず、負荷運転の停止中もコンデンサ電圧を定格値に保ち、変換器の電流歪みを抑制することを目的とする。

実施形態に係る電力変換装置は、各相毎に半導体スイッチング素子及びコンデンサを含む単位電力変換器を複数直列接続し、両端を電圧源に接続した、複数相分のレグと、前記単位電力変換器を制御して所定の電圧を出力させる制御部とを備える電力変換装置において、前記制御部は、負荷への電流出力を停止する間、相内のバランスに応じて前記単位電力変換器の備えるコンデンサの電圧が同一相内において同一となるように当該レグに電流を流すことを特徴とする。

本発明によれば、追加の回路を必要とせず、負荷運転の停止中もコンデンサ電圧を定格値に保ち、変換器の電流歪みを抑制することが可能となる。

第１の実施形態に係る電力変換器全体の回路構成を示す図。 同実施形態に係る電力変換部の概略回路構成を示す図。 同実施形態に係る制御部による段間のバランス制御の過程を示す図。 第２の実施形態に係る電力変換部の回路構成を示す図。 同実施形態に係る制御部による電圧制御の過程を示す図。 同実施形態に係る制御部による段間のバランス制御の過程を示す図。 無効電力出力指令が停止した後のｒ，ｓ，ｔ各相のコンデンサ電圧の変化を例示する図。 一般的な充電回路によるインバータの直流コンデンサへの充電手法を例示する図。

以下、本発明の実施形態について、詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る、デルタ結線の無効電力補償装置に適用した電力変換器の全体構成を示す図である。なお、後述する第２の実施形態以下においても、図１に示す電力変換器の構成要素と同一、または相当する構成要素には、図１で使用した符号と同一の符号を付して説明する。

この電力変換器では、４つのスイッチング素子３１と、直流電圧源としてのコンデンサ３２とにより構成された単相フルブリッジ構成の単位変換器３を、ｒ，ｓ，ｔの各相毎にｎ段直列接続してレグ２を構成し、さらに当該レグ２とリアクトル４とを直列接続し、それら３相分をデルタ結線して電力変換部１を構成する。そして、この電力変換部１内の各単位変換器３を制御する制御部５を備える。

本実施形態では、前述した如くデルタ結線の無効電力補償装置に適用した場合の例であるため、電力変換部１を構成する各相の変換器は、変圧器６を介して、３相交流電源７を含む電力系統ｖsに連系させている。

前記リアクトル４は、変換器でスイッチングに伴って瞬時的に生じる線間短絡の際の電流増加を抑制する。

前記制御部５は、系統電圧ｖsr，ｖss，ｖst、変換器電流ｉrs，ｉst，ｉtr、コンデンサ電圧ｖcr1〜ｖcrn，ｖcs1〜ｖcsn，ｖct1〜ｖctnに基づいて、各相の電圧指令値ｖr^*，ｖs^*，ｖr^*を演算し、それらに基づいて実際に各スイッチング素子３１を駆動するゲート信号を出力する。また制御部５は、単位変換器３が備えるコンデンサ３２の電圧を定格値ｖc^*に維持するため、各種電圧制御、具体的には全体の電圧制御、相間のバランス制御、及び段間のバランス制御等を行なう。

これらの電圧制御のうち、全体の電圧制御は、制御部５が系統ｖsと電力変換部１の間の有効電流を制御し、電力変換部１が備える全てのコンデンサ電圧の平均値を定格値ｖc*に一致させる。

図２は、制御部５が実行する相間のバランス制御の内容を示す。同図に示すように制御部５は、各相のコンデンサ電圧平均値をバランスさせる。各相のレグ２が備えるｎ個のコンデンサ３２の平均電圧が相間で異なる場合、制御部５は同図２に示すように電力変換部１のデルタ結線部を循環する零相電流ｉ0を流すことで、相間の電力がアンバランスとなるようにして、各相のコンデンサ電圧平均値を制御する。

例えば零相電流ｉ0が交流で、その位相がｒ相のレグ２の出力電圧ｖrと一致している場合、当該ｒ相は有効電力が流出してコンデンサ電圧の平均値が減少する。その一方で、三相平衡電圧であれば、ｓ相とｔ相には有効電力が流入してコンデンサ電圧の平均値が増加する。このように、相間のバランス制御では、零相電流ｉ0の大きさと位相によってコンデンサ電圧の相間のバランスを制御する。

段間のバランス制御は、各相の個々のコンデンサ電圧をバランスさせる。ある相のレグ２が備えるｎ個のコンデンサ３２の電圧が同レグ２内でアンバランスである場合、各単位変換器３の出力電圧を個別に制御する。

例えば、ｒ相のレグ２の１段目の単位変換器３のコンデンサ電圧が同レグ２中で高い場合、制御部５は同単位変換器３への電圧指令値ｖr1*に、変換器電流ｉrsと同位相の制御量を加算する。すると同単位変換器３から有効電力が流出し、同単位変換器３のコンデンサ電圧は低下する。同レグ２内の制御量の合計が零であれば、当該相の合計コンデンサ電圧または平均値には影響しない。このように段間のバランス制御は、制御部５が個別の電圧指令値でコンデンサ電圧の段間のバランスを制御する。

図３は、制御部５による段間のバランス制御の過程を示す図である。本実施形態による段間のバランス制御において、制御部５は図３（Ｄ）に示すように、無効電力の出力停止時に段間のバランス制御のため零相電流指令値ｉ0^*を与える。

図３（Ｃ）に示すように、無効電力指令ｑ^*をタイミングｔ0の時点で停止させ、同時点以降は零として無効電力の出力を停止したものとする。

前記零相電流は流れるものの、電流量が微小であるために段間のバランス制御は有効に作用せず、図３（Ｂ）に示すようにｒ相を構成する複数段、例えば３段の単位変換器３のコンデンサ電圧ｖcr1，ｖcr2，ｖcr3は時間の経過と共にそれぞれ個体差に応じてアンバランスな状態となる。

そのうち、例えば３段目の単位変換器３のコンデンサ電圧ｖcr3が、定格コンデンサ電圧値ｖc^*に対して予め設定されている下限の閾値ｖclimと等しくなった場合、制御部５ではその状態を検出し、図３（Ｄ）に示すようにタイミングｔ1の時点から、ピーク電流ｉ0bとなるような零相電流指令ｉ0^*を与える。ここでピーク電流ｉ0bは、段間のバランス制御を有効に作用させることができる零相電流量である。

ピーク電流ｉ0b〜−ｉ0b間で正弦波状に変位する零相電流ｉ0が当該レグ２に流れることにより、当該レグ２内の段間のバランス制御が作用して、タイミングｔ2の時点でコンデンサ電圧ｖcr1〜ｖcr3が収束して一致し、段間のバランスが成立する。

しかし零相電流ｉ0は相間バランスを制御するものであるため、図３（Ａ）に示すように各相のコンデンサ電圧平均値ｖcr，ｖcs，ｖctはそれまでのバランスした状態からアンバランスな状態に変化している。

タイミングｔ2の時点で、ｒ相の各コンデンサ電圧ｖcr1〜ｖcr3が指令値ｖc^*と一致していないのは、相間にアンバランスが生じてｒ相のコンデンサ電圧平均値ｖcrが低下しているためである。

これを是正するため制御部５は、図３（Ｄ）に示すようにタイミングｔ2の時点からタイミングｔ3の時点の間、それまでと逆方向の零相電流指令ｉ0^*を与える。この場合は、タイミングｔ1の時点からタイミングｔ2の時点に与えた零相電流指令ｉ0^*に対し、位相を反転して、各相の有効電力の流入／流出関係を逆としたものを与える。

このような統括した制御により、コンデンサ電圧の段間のバランスがとれると共に、相間のバランスもとれることになる。タイミングｔ3の時点で相間のコンデンサ電圧もバランスするため、その後に零相電流ｉ0を流す必要はない。

このように、制御部５は無効電力指令ｑ^*を停止しても、相間のバランス制御のために零相電流ｉ0を調整し、図３（Ａ）に示すようにｒ相のコンデンサ電圧平均値ｖcr、ｓ相のコンデンサ電圧平均値ｖcs、ｔ相のコンデンサ電圧平均値ｖctをバランスさせて、定格コンデンサ電圧値ｖc^*に一致させることができる。

以上に詳述した如く本実施形態によれば、無効電力の出力停止中も各単位変換器３のコンデンサ電圧を全て定格値ｖc^*となるように制御することができるため、電力変換部１の出力電圧と出力電流の双方に歪みを生じない。

なお本実施形態ではｒ相での制御を例にとって説明したが、他のｓ相、ｔ相の制御についても同様である。

段間のバランスをとるための零相電流指令ｉ0^*の大きさ(±)ｉ0bは、小さすぎると段間のバランスを制御できない。また大きすぎても相間のアンバランスが過大になるため、段間のバランスを制御できる最小値であることが望ましい。最小値は計算や実験から求められ、制御上の定数として与えられる。

また零相電流指令ｉ0^*を与えるタイミングの判断としては、コンデンサ電圧を監視し、下限値ｖclimを下回るコンデンサが現れた時点としたが、無効電力の出力を停止してから所定の時間が経過した時点としても良い。

前記図３では、段間でバランスするタイミングｔ2の時点まで、相間でアンバランスな状態となる方向の零相電流指令ｉ0^*を与え、その後、逆に相間がバランスする方向の零相電流指令ｉ0^*を与えているが、アンバランスな状態となる方向の後にバランスする方向への零相電流を流すことを見越して、段間で完全にバランスする前に、バランス方向の零相電流指令ｉ0^*を与えることで、制御に要する時間をより短縮できる。

また、零相電流ｉ0が相間でアンバランスとなる方向と、相間でバランスする方向の１回の組合せ制御で段間をバランスさせずに、複数回に分けて前記組合せの零相電流ｉ0を流して段間でバランスさせても良い。また最初に相間がバランスしていない場合は、バランスする方向の零相電流ｉ0を流して段間のバランスを制御しても良い。

また無効電力を出力しても問題ない場合は、零相電流ｉ0を流す代わりに、段間のバランスをとるために無効電流指令を与えて電流を流しても構わない。レグ２に十分な大きさの無効電流が流れることで、段間のバランス制御が作用する。

また前記図１及び図２では、各相において直列接続された複数段の単位変換器３をデルタ結線した電力変換部１を例にとって説明しているが、Ｙ結線であってもよい。

また全ての実施形態の共通事項として、図１ではリアクトル４を各相に入れているが、これを用いずに変圧器６の漏れリアクタンスで代用しても構わない。また前記図１では変圧器６を介して電力系統ｖsに連系しているが、変圧器６を介さずに連系してもよい。また前記図１では制御部５は変換器電流ｉrs，ｉst，ｉtrに基づいて制御しているが、系統電流ｉr，ｉs，ｉtに基づいて制御するものとしてもよい。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態に係る電力変換器について説明する。
図４は、ＨＶＤＣ変換器などに使用するＤＣ／ＡＣ変換器に本実施形態を適用した場合の電力変換部１′の構成を示す図である。なお、以下においては、前記図１に示す電力変換部１の構成要素と同一または相当する構成要素には、図１で使用した符号と同一の符号を付して説明する。

この電力変換部１′において、２つの半導体スイッチング素子３１と、直流電圧源としてのコンデンサ３２により構成されたハーフブリッジ構成の単位変換器３′を複数段分、直列接続してレグ２を構成する。

ｒ相、ｓ相、ｔ相の３相共、前記レグ２とリアクトル４を直列接続した回路を２つ直列に接続して構成し、直流電圧源Ｖdcに対してこれら３相を並列接続する。各相それぞれを上レグ、下レグに分けて考えた場合、その中間点から交流出力端子を引き出して電力変換部１′を構成するものとし、この電力変換部１′を制御する制御部５′を備える。

本実施形態では、各相に単位変換器３′をｎ個ずつ備えている。前述した如く本実施形態では、ＨＶＤＣ変換器などに使用するＤＣ／ＡＣ変換器を例に想定しているが、ＡＣ／ＤＣ変換器であっても回路構成は本実施形態と同様である。ＤＣ／ＡＣ変換器は、直流側と交流側で電力をやり取りする。交流直流間での電力のやり取りが無い場合は負荷電流は流れない。

前記リアクトル４は、単位変換器３′のスイッチングに伴って瞬時的に生じる線間短絡の際の電流増加を抑制する。

制御部５′は、電圧ｖac，ｖdc、電流ｉrp，ｉrn，ｉsp，ｉsn，ｉtp，ｉtn、コンデンサ電圧ｖcr1〜ｖcrn，ｖcs1〜ｖcsn，ｖct1〜ｖctnに基付いて各相の電圧指令値ｖr^*，ｖs^*，ｖt^*を演算し、それに基付いて実際に各スイッチング素子３１を駆動するゲート信号を出力する。また、単位変換器３′が備えるコンデンサ３２の電圧を定格値ｖc^*に維持するため、各種電圧制御を行なう。

図５は、制御部５′による電圧制御の過程を、電力変換部１′の１相分のみを抽出して示す図である。各相の上下レグ２の備える合計ｎ個のコンデンサ３２の平均電圧を制御するため、制御部５′は図示するように電源と変換器側を通る循環電流ｉ0を流す。この循環電流ｉ0は交流ｖac側に流れないため、負荷電力に影響なく制御することができる。

例えばｒ相の上下レグ２のコンデンサ電圧の平均値ｖcrが定格値ｖc*より低い場合、ｒ相に正の循環電流ｉ0rを流すことで有効電力が流入し、同レグ２のコンデンサ電圧の平均値ｖcrが増加する。このように制御部５′は、循環電流ｉ0の大きさにより各レグのコンデンサ電圧平均値を制御する。

上下各レグ２の備える計ｎ個のコンデンサ３２の電圧が同相内でアンバランスとなった場合、各単位変換器３′の出力電圧を個別に制御する。例えばｒ相１段目の単位変換器３′のコンデンサ電圧が同レグ２の中で低い場合、電流ｉrpが正であれば、同単位変換器３′の電圧指令値ｖr1*に、正の制御量を加算する。すると同単位変換器３′に有効電力が流入し、コンデンサ電圧は増加する。同相内の制御量の合計が零であれば、当該相の出力電圧には影響しない。このように、個別の電圧指令値でコンデンサ電圧の段間のバランスを制御する。

図６は、制御部５′が実行する、段間のバランス制御の過程を示す図である。制御部５′は図６（Ｄ）に示すように、無効電力の出力停止時に段間のバランス制御を行なうための循環電流指令値ｉ0^*を与えている。

図６（Ｃ）に示す負荷電流ｉload^*を停止したタイミングｔ0の時点で停止させ、同時点以降は零として負荷電流の出力を停止させている。負荷電流の出力を停止しても、循環電流ｉ0が制御され、ｒ相のレグのコンデンサ電圧平均値ｖcrは定格コンデンサ電圧値ｖc^*に一致する。

この場合、循環電流ｉ0は流れるものの、その値が微小であるために段間のバランス制御は有効に作用せず、ｒ相を構成する複数段、例えば３段の単位変換器３′のコンデンサ電圧ｖcr1，ｖcr2，ｖcr3は時間の経過と共にそれぞれ個体差に応じてアンバランスとなる。

そのうち、例えば３段目の単位変換器３のコンデンサ電圧ｖcr3が、定格コンデンサ電圧値ｖc^*に対して予め設定されている下限の閾値ｖclimと等しくなった場合、制御部５′ではその状態を検出し、図６（Ｄ）に示すようにタイミングｔ1の時点から、ピーク電流−ｉ0bとなるような循環電流指令ｉ0^*を与える。ここでピーク電流ｉ0bは、段間のバランス制御を有効に作用させることができる循環電流量である。

ピーク電流−ｉ0bとなる循環電流ｉ0が当該レグ２に流れることにより、当該レグ２内の段間のバランス制御が作用して、タイミングｔ2の時点でコンデンサ電圧ｖcr1〜ｖcr3が収束して一致し、段間のバランスが成立する。

しかし循環電流ｉ0は、上下各レグ２のコンデンサ電圧の平均値を制御するものであるため、図６（Ａ）に示すようにコンデンサ電圧の平均値ｖcrはそれまでのバランスした定格値からアンバランスな状態に変化している。

タイミングｔ2の時点で、ｒ相の各コンデンサ電圧ｖcr1〜ｖcr3が指令値ｖc^*と一致していないのは、相間にアンバランスが生じてｒ相のコンデンサ電圧の平均値ｖcrが低下しているためである。

これを是正するために制御部５′は、図６（Ｄ）に示すようにタイミングｔ2の時点からタイミングｔ3の時点の間、それまでと逆方向の零相電流指令ｉ0^*を与える。この場合は、タイミングｔ1の時点からタイミングｔ2の時点に与えた零相電流指令ｉ0^*に対し、正負を反転して、各相の有効電力の流入／流出関係を逆としたものを与える。

このような統括した制御により、コンデンサ電圧の平均値も、段間のバランスもとれた状態となる。タイミングｔ3の時点でレグ２のコンデンサ電圧の平均値ｖcがその定格値ｖc^*に一致していれば、その後は循環電流ｉ0rを流す必要はない。

以上に詳述した如く本実施形態によれば、制御部５′は負荷電流の出力を停止しても、コンデンサ電圧をすべて定格値ｖc^*となるように制御できるため、電力変換部１′の出力電圧ｖacと出力電流ｉrの双方に歪みを生じない。

なお本実施形態ではｒ相での制御を例にとって説明したが、他のｓ相、ｔ相の制御についても同様である。

段間のバランスをとるための循環電流指令ｉ0^*の大きさ(±)ｉ0bは、小さすぎると段間のバランスを制御できない。また大きすぎてもレグ２のコンデンサ電圧の平均値の変化が過大になるため、段間のバランスを制御できる最小値であることが望ましい。この最小値は計算や実験から求められ、制御上の定数として与えられる。

また循環電流指令ｉ0^*を与えるタイミングの判断としては、コンデンサ電圧を監視し、下限値ｖclimを下回るコンデンサが現れた時点としたが、同様に上限値を設定し、あるいは負荷電流の電力の出力を停止してから所定の時間が経過した時点としても良い。

前記図６では、段間でバランスするタイミングｔ2の時点まで、平均値が減少する方向の循環電流指令ｉ0^*を与え、その後、逆に平均値が増加する方向の循環電流指令ｉ0^*を与えているが、平均値が減少する方向の後に平均値が増加する方向への循環電流を流すことを見越して、段間で完全にバランスする前に、平均値が増加する方向の循環電流指令ｉ0^*を与えることで、制御に要する時間をより短縮できる。

また、循環電流ｉ0の平均値が減少する方向と、平均値が増加する方向の１回の組合せ制御で段間をバランスさせずに、複数回に分けて前記組合せの循環電流ｉ0を流して段間でバランスさせても良い。また最初にレグ２のコンデンサ電圧の平均値が定格値でない場合は、定格値制御を行なう方向の循環電流ｉ0を流して段間のバランスを制御しても良い。さらに循環電流ｉ0は、はじめに平均値が増加する方向に流し、その後に平均値が減少する方向に流しても構わない。

また負荷電流を出力しても問題ない場合は、循環電流ｉ0を流す代わりに、段間のバランスをとるために負荷電流指令ｉload*を与えて電流を流しても構わない。レグ２に十分な大きさの電流が流れることで、段間のバランス制御が作用する。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態に係る電力変換器について簡単に説明する。
本実施形態に係る電力変換器の構成と動作は、前記第１の実施形態及び第２の実施形態と基本的に同様である。ただし、変換器１と交流系は、前記図１に示した如く変圧器６を介して電力系統ｖsと接続されるものとする。

本実施形態では、前記第１及び第２の実施形態と異なり、制御部５が段間のバランス制御のために流す電流を、変圧器６の励磁電流とする。

本実施形態によれば、負荷電流の出力停止中もコンデンサ電圧を全て定格値ｖc^*に制御することができるため、変圧器６の出力電圧、そして電流に歪みを生じない。

変圧器６の励磁電流が、レグ２を構成する単位変換器３の各段間のバランス制御を作用させることができる程度の大きさである場合に、本実施形態の方式を適用できる。第１の実施形態で用いた零相電流や第２の実施形態で用いた循環電流のように、制御部５が特別な制御量を与えることなく、段間のバランス制御を実現できる利点がある。

以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の趣旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１，１′…電力変換部、
２…レグ、
３，３′…単位変換器、
４…リアクトル、
５，５′…制御装置、
６…変圧器、
７…連系インピーダンス、
８…電源、
９…充電回路、
３１…半導体スイッチング素子、
３２…コンデンサ。

Claims (8)

1. 各相毎に半導体スイッチング素子及びコンデンサを含む単位電力変換器を複数直列接続し、両端を電圧源に接続した、複数相分のレグと、前記単位電力変換器を制御して所定の電圧を出力させる制御部とを備える電力変換装置において、
   前記制御部は、負荷への電流出力を停止する間、相内のバランスに応じて前記単位電力変換器の備えるコンデンサの電圧が同一相内において同一となるように当該レグに電流を流すことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御部は、負荷への電流出力を停止する間、前記単位電力変換器が備えるコンデンサの電圧を同一相内において同一となるように当該レグにバランス電流を流した後、当該レグに逆方向の前記バランス電流を流すことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記バランス電流は、一つの相の前記レグが備えるコンデンサの電圧の平均値を、他の相との間で同一とさせる電流であることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記制御部は、負荷への電流出力を停止する間、前記単位電力変換器が備えるコンデンサの電圧が同一相内において同一となるように当該相のコンデンサの電圧の平均値を変化させるバランス電流を当該レグに流した後、変化した当該相のコンデンサ電圧平均値を元に戻すバランス電流を当該レグに流すことを特徴とする請求項１乃至３いずれか記載の電力変換装置。
5. 前記バランス電流の大きさは、前記単位電力変換器が備えるコンデンサの電圧を同一相内で同一とさせる電流の最小値であることを特徴とする請求項２乃至４いずれか記載の電力変換装置。
6. 前記レグを、変圧器を介して前記電圧源に接続することを特徴とする請求項２乃至５いずれか記載の電力変換器。
7. 前記バランス電流は、前記変圧器の励磁電流であることを特徴とする請求項６記載の電力変換器。
8. 前記レグは、インダクタンス成分を含むことを特徴とする請求項１乃至７いずれか記載の電力変換装置。