JP6131030B2 - 単位変換器、電力変換装置、直流送電システム、および、電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、半導体スイッチング素子とコンデンサと内部電源回路とを備えた単位変換器、これら単位変換器が複数直列接続されて構成される電圧型の電力変換装置、直流送電システム、および、電力変換装置の制御方法に関する。

近年、交流を直流に、または、直流を交流に電力変換する電力変換装置が多く用いられている。このような電力変換装置は、高電圧の分野にも応用されており、例えば、半導体スイッチング素子を含んだ単位変換器を複数直列に接続して構成されているものがある。

高電圧の分野に応用される電力変換装置は、例えば、単位変換器を直列に接続してアームを構成し、更に当該アームを複数直列に接続してレグとして構成する。電力変換装置は、レグに於けるアームの接続点を交流端子の各相に接続し、これらレグの両端を直流端子に接続する。この電力変換装置は、各単位変換器の動作を制御することにより、各アームに流れる電流を制御して、交流端子と直流端子との間で電力変換を行うことができる。

電圧型電力変換装置を構成する各単位変換器は、高電圧によるサージなどの悪影響を抑止するため、電気的な配線は少ないほどよく、内部電源（自給電源）によって独立に動作する構成が望ましい。単位変換器には、半導体スイッチング素子とコンデンサと、半導体スイッチング素子のドライバ回路と、制御回路に加えて、単位変換器自身に電力供給するための内部電源回路を含んでいるものがある。

特許文献１の課題には、「半導体スイッチング素子を用いたセルを複数カスケード状に接続して構成される電力変換装置を制御する場合、複数のセルと中央制御装置間で通信を行う必要があるがセル数の増大により通信の情報量および情報処理の負荷が増大する。本発明の課題は、各セルと中央制御装置との間で通信する情報量を低減することである。」と記載され、解決手段には、「本発明の電力変換装置は、複数のセルをカスケード状に接続して構成されるアームを複数備え、前記セルを構成する中央制御装置と通信を行うセル制御装置への電力供給を主回路から供給する機能を備えるものである。」と記載され、効果には、「本発明の電力変換装置では、各セルのセル制御装置の電力を主回路から供給することにより、各セルの主要部品が故障した時に該当セルのセル制御装置と通信ができなくなることにより、該当セルが故障したことを中央制御装置が認識できる。」と記載されている。

特開２０１１−１９３６１５号公報

特許文献１の技術によれば、各セル（単位変換器）を駆動する電力は、コンデンサ端子電圧（蓄積エネルギ源）を利用しており、適宜な低電圧に降圧している。しかし、特許文献１の技術によれば、高電圧であるコンデンサ電圧を抵抗で分圧して低電圧を作成しているため、抵抗での損失が大きくなる問題がある。
各単位変換器に流れる電流をエネルギ源として用いる方法も考えられる。しかし、電力変換装置は、交流出力部と直流出力部との間で電力変換を行うように各単位変換器を駆動する際に、通常的動作から外れた場合（例えば、軽負荷状態など）に於いては、この流れる電流が充分でないため、この電流に係る電気要素のいずれかをエネルギ源とする電力が充分に供給できず、よって、各単位変換器は自身を駆動できない虞がある。

そこで、本発明は、電力変換装置に流れる電流を利用して低電圧を作成し、自身を駆動する電力を供給する単位変換器、電力変換装置、直流送電システム、および、電力変換装置の制御方法を提供することを課題とする。

前記した課題を解決するため、本発明の請求項１に記載の発明では、交流である系統電流を直流に、または、直流を交流に電力変換する電力変換装置に組み込まれて直列の単位変換器群を構成する際に用いられる第１の端子および第２の端子と、エネルギ蓄積手段と、前記第１の端子と前記第２の端子との間に前記エネルギ蓄積手段が蓄積した蓄積エネルギ源を出力可能とする複数のスイッチング素子と、前記電力変換装置のいずれかに流れる電流を用いて自身に電力を供給する内部電源と、を備える単位変換器である。前記内部電源は、前記第１の端子と前記第２の端子とを介して流れる電流を、電力取得手段によって取得して整流する第１の整流回路と、前記第１の整流回路に並列接続された第１のコンデンサと、前記第１の端子と前記第２の端子との間に印加された電圧を取得して整流する第２の整流回路と、前記第２の整流回路に並列接続された第２のコンデンサとを備える。前記第２の整流回路は、前記第２のコンデンサの両端電圧を取得して整流する。前記電力変換装置には、交流を遮断する遮断器と、初充電装置とが設置されており、前記遮断器の投入前には、前記第１の端子と前記第２の端子との間に印加された電圧を前記第２の整流回路が整流して前記第２のコンデンサに電荷を蓄えて、前記第２のコンデンサに蓄えた電荷によって自身に電力を供給し、前記遮断器の投入後、かつ、自身が動作を開始したのちには、前記電力取得手段によって取得した交流電流を前記第１の整流回路が整流して前記第１のコンデンサに電荷を蓄えて、前記第１のコンデンサに蓄えてた電荷によって自身に電力を供給する。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。

本発明によれば、電力変換装置に流れる電流を利用して低電圧を作成し、自身を駆動する電力を供給する単位変換器、電力変換装置、直流送電システム、および、電力変換装置の制御方法を提供することが可能となる。

第１の実施形態に於ける直流送電システムを示す概略の構成図である。 第１の実施形態に於ける電力変換装置の直流電流を示す波形図である。 第１の実施形態に於ける交流系統の電流／電圧を示す波形図である。 第１の実施形態に於ける双方向チョッパ型単位変換器の回路構成を示す図である。 第１の実施形態に於ける自給電源の回路構成を示す図である。 第１の実施形態に於ける制御部の論理構成を示す図である。 変形例に於ける直流電圧調整器を示す概略の構成図である。 第１の実施形態に於けるアーム電流調整器の論理構成を示す図である。 第１の実施形態に於ける循環電流指令値演算器の論理構成を示す図である。 第１の実施形態に於けるコンデンサ電流波形を示す図である。 第１の実施形態に於ける系統電流に対するコンデンサ一次電流の特性を示す図である。 第１の実施形態に於ける系統電流に対するコンデンサ二次電流の特性を示す図である。 第１の実施形態に於ける電力変換装置の運転状態を示す図である。 第１の実施形態に於ける循環電流と系統電流とを示す波形図である。 第１の実施形態に於けるコンデンサ電圧／電流を示す波形図である。 第２の実施形態に於ける制御部の論理構成を示す図である。 第２の実施形態に於けるアーム電流調整器の論理構成を示す図である。 第２の実施形態に於ける系統電流に対するコンデンサ一次電圧の特性を示す図である。 第２の実施形態に於ける系統電流に対するコンデンサ二次電圧の特性を示す図である。 第２の実施形態に於ける循環電流と系統電流とを示す波形図である。 第２の実施形態に於けるコンデンサ電圧／電流を示す波形図である。 第３の実施形態に於ける直流送電システムの概略の構成を示す図である。 第３の実施形態に於ける制御部の論理構成を示す図である。 第３の実施形態に於けるアーム電流調整器の論理構成を示す図である。 第３の実施形態に於ける直流電流調整部の論理構成を示す図である。 第３の実施形態に於ける系統電流無し時のコンデンサ電圧波形を示す図である。 第３の実施形態に於ける系統電流無し時のコンデンサ電流波形を示す図である。 第３の実施形態に於ける系統電流有り時のコンデンサ電流波形を示す図である。 第４の実施形態に於ける直流送電システムの概略の構成を示す図である。 第４の実施形態に於ける制御部の論理構成を示す図である。 第４の実施形態に於ける直流電流調整部の論理構成を示す図である。 第５の実施形態に於ける制御部の論理構成を示す図である。 第５の実施形態に於けるアーム電流調整器の論理構成を示す図である。 第５の実施形態に於ける循環電流指令値演算器の論理構成を示す図である。 第５の実施形態に於けるＲ相アーム電流補正指令値の波形図である。 第５の実施形態に於けるＲ相アーム電流指令値の波形図である。 第５の実施形態に於けるｄ軸電流指令値のステップ波形を示す図である。 第５の実施形態に於けるｑ軸電流指令値のステップ波形を示す図である。

以降、本発明を実施するための形態を、各図を参照して詳細に説明する。

（第１の実施形態の構成）

図１は、第１の実施形態に於ける直流送電システム１００を示す概略の構成図である。
第１の実施形態の直流送電システム１００は、電力変換装置１０２ａと電力変換装置１０２ｂとを備えている。第１の実施形態の直流送電システム１００は、交流系統１０１ａと交流系統１０１ｂの間に、電力変換装置１０２ａと電力変換装置１０２ｂとが接続されて構成されている。電力変換装置１０２ａは、正の直流端子Ｐａ（出力端子）と負の直流端子Ｎａ（出力端子）とを備えている。電力変換装置１０２ｂは、正の直流端子Ｐｂと負の直流端子Ｎｂとを備えている。電力変換装置１０２ａと電力変換装置１０２ｂとの間は、正の直流端子Ｐａと正の直流端子Ｐｂとが接続され、更に負の直流端子Ｎａと負の直流端子Ｎｂとが接続されている。これら正の直流端子Ｐａ，Ｐｂの接続と、負の直流端子Ｎａ，Ｎｂとの接続とは、直流系統（直流送電線路）を構成している。ここで、直流端子Ｐａ，Ｐｂの電圧は、直流端子Ｎａ，Ｎｂの電圧よりも高いものとする。直流端子Ｐａと直流端子Ｎａとの間には、直流電圧ＶＤＣが印加されている。直流系統には、電力変換装置１０２ａの直流端子Ｐａから電力変換装置１０２ｂの直流端子Ｐｂの方向に、直流電流Ｉｄｃが流れている。正の直流端子Ｐａと負の直流端子Ｎａとは、電力変換装置１０２ａの直流出力部を構成している。
電力変換装置１０２ａは、入力端子である一次側端子Ｒ，Ｓ，Ｔを備えている。電力変換装置１０２ａは、これら一次側端子Ｒ，Ｓ，Ｔによって交流系統１０１ａの各相に接続されている。一次側端子Ｒ，Ｓ，Ｔは、電力変換装置１０２ａの交流出力部を構成している。
電力変換装置１０２ｂは、入力端子である直流端子Ｐｂ，Ｎｂと、出力端子である一次側端子Ｒ，Ｓ，Ｔ（不図示）とを備えている。電力変換装置１０２ｂは、これら一次側端子Ｒ，Ｓ，Ｔ（不図示）によって交流系統１０１ｂの各相に接続されている。
第１の実施形態の直流送電システム１００は、例えば、交流系統１０１ａの電力を交流系統１０１ｂに供給するものである。直流送電システム１００は、電力変換装置１０２ａに於いて、一次側端子Ｒ，Ｓ，Ｔと直流端子Ｐａ，Ｎａとの間で交流を直流に変換し、直流系統を介して電力変換装置１０２ｂに於いて、入力端子である直流端子Ｐｂ，Ｎｂと、出力端子である一次側端子Ｒ，Ｓ，Ｔ（不図示）との間で直流を交流に電力変換する。
制御部１１２は、交流出力部の一次側端子Ｒ，Ｓ，Ｔ、または、直流出力部の正の直流端子Ｐａと負の直流端子Ｎａに所定の出力を得られるように、直流出力部と交流出力部との間で電力変換を行う指令を生成するものである。

次に電力変換装置１０２ａ，１０２ｂの構成について説明するが、これらは、ほぼ同一構成なので、ここでは電力変換装置１０２ａを中心に説明する。

電力変換装置１０２ａは、変圧器１０３と、交流電圧センサ１１０と、初充電装置１２０と、遮断器１２１と、Ｒ相レグ１０４Ｒと、Ｓ相レグ１０４Ｓと、Ｔ相レグ１０４Ｔと、制御部１１２と、ゲート信号線１１３と、コンデンサ電圧検出線１１４と、直流電圧センサ１１５とを備えている。電力変換装置１０２ａは、双方向チョッパ型単位変換器１０８が複数直列に接続された単位変換器群１０６ＲＰ，１０６ＳＰ，１０６ＴＰを並列に接続し、各双方向チョッパ型単位変換器１０８をそれぞれ制御する制御部１１２とを備えている。

Ｒ相レグ１０４Ｒは、第１のアームである正側のアーム１０５ＲＰと、第２のアームである負側のアーム１０５ＲＮとを備え、これらが直列接続されている。Ｒ相の正側のアーム１０５ＲＰは、単位変換器群１０６ＲＰと、アーム電流センサ１１１と、リアクトル１０７ＲＰとを備え、これらが直列接続されている。Ｒ相の負側のアーム１０５ＲＮは、単位変換器群１０６ＲＮと、アーム電流センサ１１１と、リアクトル１０７ＲＮとを備え、これらが直列接続されている。単位変換器群１０６ＲＰと単位変換器群１０６ＲＮとは、それぞれＭ個（Ｍは２以上の自然数である。）の双方向チョッパ型単位変換器１０８（単位変換器）が直列接続されている。各双方向チョッパ型単位変換器１０８は、制御部１１２が生成した信号によって動作する。

Ｓ相レグ１０４Ｓは、第１のアームである正側のアーム１０５ＳＰと、第２のアームである負側のアーム１０５ＳＮとを備え、これらが直列接続されている。Ｓ相の正側のアーム１０５ＳＰは、単位変換器群１０６ＳＰと、アーム電流センサ１１１と、リアクトル１０７ＳＰとを備え、これらが直列接続されている。Ｓ相の負側のアーム１０５ＳＮは、単位変換器群１０６ＳＮと、アーム電流センサ１１１と、リアクトル１０７ＳＮとを備え、これらが直列接続されている。単位変換器群１０６ＳＰと単位変換器群１０６ＳＮとは、それぞれＭ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８が直列接続されている。

Ｔ相レグ１０４Ｔは、第１のアームである正側のアーム１０５ＴＰと、第２のアームである負側のアーム１０５ＴＮとを備え、これらが直列接続されている。Ｔ相の正側のアーム１０５ＴＰは、単位変換器群１０６ＴＰと、アーム電流センサ１１１と、リアクトル１０７ＴＰとを備え、これらが直列接続されている。Ｔ相の負側のアーム１０５ＴＮは、単位変換器群１０６ＴＮと、アーム電流センサ１１１と、リアクトル１０７ＴＮとを備えている。単位変換器群１０６ＴＰと単位変換器群１０６ＴＮとは、それぞれＭ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８が直列接続されている。

なお、Ｒ相レグ１０４Ｒ、Ｓ相レグ１０４Ｓ、Ｔ相レグ１０４Ｔを特に区別しないときには、単にレグ１０４と記載する。レグ１０４は、交流の相ごとに設置されている。これらは基本的に同一構成である。各レグ１０４の後ろに付した記号Ｒ，Ｓ，Ｔは、交流の各相を意味している。各レグ１０４は、入力端子と出力端子との間で、交流を直流に、または、直流を交流に電力変換する変換回路である。
同様に、アーム１０５ＲＰ，１０５ＲＮ，１０５ＳＰ，１０５ＳＮ，１０５ＴＰ，１０５ＴＮを特に区別しないときには、単にアーム１０５と記載する。単位変換器群１０６ＲＰ，１０６ＲＮ，１０６ＳＰ，１０６ＳＮ，１０６ＴＰ，１０６ＴＮを特に区別しないときには、単に単位変換器群１０６と記載する。リアクトル１０７ＲＰ，１０７ＲＮ，１０７ＳＰ，１０７ＳＮ，１０７ＴＰ，１０７ＴＮを特に区別しないときには、単にリアクトル１０７と記載する。

第１の実施形態に於いて、各アーム１０５の単位変換器群１０６は、双方向チョッパ型の単位変換器が採用されている。しかし、これに限られず、各アーム１０５の単位変換器群１０６は、フルブリッジ型の単位変換器など他の型の単位変換器を採用してもよい。

アーム電流センサ１１１の出力側は、制御部１１２に接続されている。アーム電流センサ１１１は、各アーム１０５に流れる電流を検知して、制御部１１２に出力するものである。アーム電流センサ１１１は、アーム１０５ＲＰ，１０５ＳＰ，１０５ＴＰに於いて、直流端子Ｐａの方向に流れる電流を検知する。アーム電流センサ１１１は、アーム１０５ＲＮ，１０５ＳＮ，１０５ＴＮに於いて、直流端子Ｎａの方向から流れる電流を検知する。

ゲート信号線１１３は、双方向チョッパ型単位変換器１０８と制御部１１２とを接続するものである。制御部１１２は、ゲート信号線１１３によって、双方向チョッパ型単位変換器１０８の動作を制御する。

コンデンサ電圧検出線１１４は、双方向チョッパ型単位変換器１０８と制御部１１２とを接続されている。制御部１１２は、コンデンサ電圧検出線１１４によって、双方向チョッパ型単位変換器１０８の状態を検知する。

交流電圧センサ１１０は、交流系統１０１ａに接続されている。交流電圧センサ１１０の出力側は、制御部１１２に接続されている。交流電圧センサ１１０は、交流系統１０１ａの系統電圧ＶＧＲ，ＶＧＳ，ＶＧＴを検知して、制御部１１２に出力するものである。

変圧器１０３は、一次側に印加された三相交流電圧を変圧して、二次側に出力するものである。変圧器１０３の一次側は、交流系統１０１ａに接続されている。第１の実施形態では、変圧器１０３の一次側であり、交流系統１０１ａに接続されているノードを、一次側端子Ｒ，Ｓ，Ｔと記載する。

変圧器１０３の２次側には、遮断器１２１の一方と初充電装置１２０の一方とが接続されている。遮断器１２１の他方と初充電装置１２０の他方とは、それぞれＲ相レグ１０４Ｒと、Ｓ相レグ１０４Ｓと、Ｔ相レグ１０４Ｔとに接続されている。第１の実施形態では、これらの接続点を、端子Ｒａ，Ｓａ，Ｔａと記載する。
初充電装置１２０は、双方向チョッパ型単位変換器１０８が備える直流部のコンデンサ２０３（図４参照）を、初期状態に於いて充電するための装置である。初充電装置１２０は、例えば、抵抗器と遮断器の直列回路で構成されている。初充電装置１２０は、図示しない制御線によって制御部１１２に接続され、制御部１１２によって制御される。
遮断器１２１は、変圧器１０３の二次側と、端子Ｒａ，Ｓａ，Ｔａとの間を接続するか否かを切り替えるものである。すなわち、遮断器１２１は、交流系統１０１ａから流れる系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴを遮断するか否かを切り替える。遮断器１２１は、図示しない制御線によって制御部１１２に接続され、制御部１１２によって制御される。初充電装置１２０と遮断器１２１との動作は、後記する図１３で詳細に説明する。

端子Ｒａは、Ｒ相レグ１０４Ｒの上側のアーム１０５ＲＰと下側のアーム１０５ＲＮとが接続されているノード（接続ノード）に接続されている。アーム１０５ＲＰの一端は、直流端子Ｐａに接続されている。アーム１０５ＲＰの他端は、アーム１０５ＲＮの一端と端子Ｒａとに接続されている。アーム１０５ＲＮの他端は、直流端子Ｎａに接続されている。交流系統１０１ａから端子Ｒａに流れる電流は、系統電流ＩＲである。
端子Ｓａは、Ｓ相レグ１０４Ｓの上側のアーム１０５ＳＰと下側のアーム１０５ＳＮとが接続されているノード（接続ノード）に接続されている。アーム１０５ＳＰの一端は、直流端子Ｐａに接続されている。アーム１０５ＳＰの他端は、アーム１０５ＳＮの一端と端子Ｓａとに接続されている。アーム１０５ＳＮの一端は、直流端子Ｎａに接続されている。交流系統１０１ａから端子Ｓａに流れる電流は、系統電流ＩＳである。
端子Ｔａは、Ｔ相レグ１０４Ｔの上側のアーム１０５ＴＰと下側のアーム１０５ＴＮとが接続されているノード（接続ノード）に接続されている。アーム１０５ＴＰの一端は、直流端子Ｐａに接続されている。アーム１０５ＴＰの他端は、アーム１０５ＴＮの一端と端子Ｔａとに接続されている。アーム１０５ＴＮの一端は、直流端子Ｎａに接続されている。交流系統１０１ａから端子Ｔａに流れる電流は、系統電流ＩＴである。

アーム１０５ＲＰに於いて、単位変換器群１０６ＲＰが出力する電圧は、出力電圧ＶＲＰとする。単位変換器群１０６ＲＰに流れる電流は、アーム電流ＩＲＰとする。アーム電流ＩＲＰは、アーム電流センサ１１１によって検知される。出力電圧ＶＲＰとアーム電流ＩＲＰは、端子Ｒａから直流端子Ｐａの方向が正である。

アーム１０５ＲＮに於いて、単位変換器群１０６ＲＮが出力する電圧は、出力電圧ＶＲＮとする。単位変換器群１０６ＲＮに流れる電流は、アーム電流ＩＲＮとする。アーム電流ＩＲＮは、アーム電流センサ１１１によって検知される。出力電圧ＶＲＮとアーム電流ＩＲＮは、直流端子Ｎａから端子Ｒａの方向が正である。

アーム１０５ＳＰに於いて、単位変換器群１０６ＳＰが出力する電圧を出力電圧ＶＳＰとする。単位変換器群１０６ＳＰに流れる電流は、アーム電流ＩＳＰとする。アーム電流ＩＳＰは、アーム電流センサ１１１によって検知される。出力電圧ＶＳＰとアーム電流ＩＳＰは、端子Ｓａから直流端子Ｐａの方向が正である。

アーム１０５ＳＮに於いて単位変換器群１０６ＳＮが出力する電圧を出力電圧ＶＳＮとする。単位変換器群１０６ＳＮに流れる電流は、アーム電流ＩＳＮとする。アーム電流ＩＳＮは、アーム電流センサ１１１によって検知される。出力電圧ＶＳＮとアーム電流ＩＳＮは、直流端子Ｎａから端子Ｓａの方向が正である。

アーム１０５ＴＰに於いて、単位変換器群１０６ＴＰが出力する電圧を出力電圧ＶＴＰとする。単位変換器群１０６ＴＰに流れる電流は、アーム電流ＩＴＰとする。アーム電流ＩＴＰは、アーム電流センサ１１１によって検知される。出力電圧ＶＴＰとアーム電流ＩＴＰは、端子Ｔａから直流端子Ｐａの方向が正である。

アーム１０５ＴＮに於いて、単位変換器群１０６ＴＮが出力する電圧を出力電圧ＶＴＮとする。単位変換器群１０６ＴＮに流れる電流は、アーム電流ＩＴＮとする。アーム電流ＩＴＮは、アーム電流センサ１１１によって検知される。出力電圧ＶＴＮとアーム電流ＩＴＮは、直流端子Ｎａから端子Ｔａの方向が正である。

図２は、第１の実施形態に於ける電力変換装置１０２ａの直流電流を示す波形図である。
図の縦軸は、電流値を示している。図の横軸は、時間を示している。この図は、電力変換装置１０２ａが、交流系統１０１ａの系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴから得られる有効電力を、１２００（Ａ）の直流電流Ｉｄｃに変換していることを示している。

図３（ａ），（ｂ）は、第１の実施形態に於ける交流系統１０１ａの電流／電圧を示す波形図である。

図３（ａ）は、第１の実施形態に於ける交流系統１０１ａの電流の波形を示すグラフである。
図３（ａ）の縦軸は、交流系統１０１ａの電流値（瞬時値）を示している。図３（ａ）の横軸は、図３（ｂ）と共通する時間を示している。
図３（ａ）のグラフは、交流系統１０１ａの系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴのピーク値が１７７５（Ａ）であることを示している。

図３（ｂ）は、第１の実施形態に於ける交流系統１０１ａの電圧の波形を示すグラフである。
図３（ｂ）の縦軸は、交流系統１０１ａの電圧値（瞬時値）を示している。図３（ｂ）の横軸は、図３（ａ）と共通する時間を示している。
図３（ｂ）のグラフは、交流系統１０１ａの系統電圧ＶＧＲ，ＶＧＳ，ＶＧＴのピーク値が１１３［ｋＶ］であることを示している。

図４は、第１の実施形態に於ける双方向チョッパ型単位変換器１０８の回路構成を示す図である。
ここでは、アーム１０５ＲＰの中の双方向チョッパ型単位変換器１０８について説明する。なお、アーム１０５ＳＰ、アーム１０５ＴＰ、アーム１０５ＲＮ、アーム１０５ＳＮ、アーム１０５ＴＮが備える双方向チョッパ型単位変換器１０８についても、アーム１０５ＲＰの中の双方向チョッパ型単位変換器１０８と同様に構成されている。

アーム１０５ＲＰは、単位変換器群１０６ＲＰと、自身に流れるアーム電流ＩＲＰを検出するアーム電流センサ１１１と、リアクトル１０７ＲＰとが直列接続されて構成されている。アーム１０５ＲＰの一端は、端子Ｒａに接続されている。アーム１０５ＲＰの他端は、直流端子Ｐａに接続されている。単位変換器群１０６ＲＰは、複数の双方向チョッパ型単位変換器１０８を備え、これらが直列接続されて構成されている。
双方向チョッパ型単位変換器１０８は、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとハイサイド環流ダイオード２０２Ｈの並列回路と、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌとローサイド環流ダイオード２０２Ｌの並列回路と、エネルギ蓄積手段であるコンデンサ２０３と、駆動部であるゲートドライバ２０５と、内部電源である自給電源２０６と、コンデンサ２０３の両端電圧を計測する電圧センサ２０４とを備えている。双方向チョッパ型単位変換器１０８は、ゲート信号線１１３と、コンデンサ電圧検出線１１４とを介して制御部１１２（図１参照）に接続されている。双方向チョッパ型単位変換器１０８の正側の端子２０８（第１の端子）は、他の双方向チョッパ型単位変換器１０８の負側の端子２０９（第２の端子）、または、直流端子Ｐａに接続されている。双方向チョッパ型単位変換器１０８の負側の端子２０９（第２の端子）は、他の双方向チョッパ型単位変換器１０８の正側の端子２０８、または、アーム電流センサ１１１の一端に接続されている。

ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとハイサイド環流ダイオード２０２Ｈの並列回路と、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌとローサイド環流ダイオード２０２Ｌの並列回路とが直列に接続されて、直列スイッチング回路を構成している。
ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈのコレクタは、コンデンサ２０３の一端と、電圧センサ２０４の一端と、自給電源２０６の入力端子３０１とに接続されている。コンデンサ２０３の他端と、電圧センサ２０４の他端とは、自給電源２０６の入力端子３０２に接続されている。すなわち、コンデンサ２０３の一端と他端との間には、電圧センサ２０４が並列に接続されている。コンデンサ２０３の両端に印加されている電圧は、コンデンサ電圧ＶＣｊｋである。電圧センサ２０４の出力側は、コンデンサ電圧検出線１１４を介して制御部１１２（図１参照）に接続されている。

ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈのコレクタは更に、ハイサイド環流ダイオード２０２Ｈのカソードに接続されている。ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈのエミッタは、ハイサイド環流ダイオード２０２Ｈのアノードに接続され、更にローサイドスイッチング素子２０１Ｌのコレクタにも接続されている。
ローサイドスイッチング素子２０１Ｌのコレクタは、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈのエミッタと、ローサイド環流ダイオード２０２Ｌのカソードとに接続されている。ローサイドスイッチング素子２０１Ｌのエミッタは、ローサイド環流ダイオード２０２Ｌのアノードと、自給電源２０６の入力端子３０３とに接続されている。
双方向チョッパ型単位変換器１０８の負側の端子２０９は、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌのエミッタに接続されている。双方向チョッパ型単位変換器１０８の正側の端子２０８は、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌのコレクタとハイサイドスイッチング素子２０１Ｈのエミッタとの接続ノードに接続されている。
ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとローサイドスイッチング素子２０１Ｌとは、端子２０８（第１の端子）と端子２０９（第２の端子）との間に、コンデンサ２０３に蓄積された蓄積エネルギ源を出力可能とするものである。すなわち、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとローサイドスイッチング素子２０１Ｌとは、端子２０８（第１の端子）と端子２０９（第２の端子）との間に、コンデンサ２０３の両端電圧を出力可能とする。

ゲートドライバ２０５（駆動部）は、自給電源２０６の一対の出力端子３０４に接続され、この出力端子３０４を介して電力が供給されている。ゲートドライバ２０５は、ゲート信号線１１３を介して制御部１１２（図１参照）に接続されている。ゲートドライバ２０５の出力側は、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈのゲートとエミッタにそれぞれ接続され、更にローサイドスイッチング素子２０１Ｌのゲートとエミッタにそれぞれ接続されている。
ゲートドライバ２０５は、この双方向チョッパ型単位変換器１０８の駆動部であり、制御部１１２（図１参照）の指令によって制御され、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈと、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌのオンとオフとを切り替えることによって、正側の端子２０８と負側の端子２０９との間に、コンデンサ２０３の電圧を出力可能とし、出力電圧Ｖｊｋを制御するものである。ここで制御部１１２（図１参照）は、変流器２０７から得られた電力が所定値以上となるように指令を生成して、ゲートドライバ２０５を制御する。

ハイサイド環流ダイオード２０２Ｈと、ローサイド環流ダイオード２０２Ｌは、コンデンサ電圧ＶＣｊｋに対して電流を流さない方向に直列に接続されている。ハイサイド環流ダイオード２０２Ｈに並列に接続されたハイサイドスイッチング素子２０１Ｈと、ローサイド環流ダイオード２０２Ｌに並列に接続されたローサイドスイッチング素子２０１Ｌとは、スイッチング状態がオンの時にコンデンサ電圧ＶＣｊｋを放電する方向に取り付けられている。

第１の実施形態では、コンデンサ電圧ＶＣなどに付した記号ｊｋのうち、ｊはアーム１０５の種別（ｊ＝ＲＰ，ＳＰ，ＴＰ，ＲＮ，ＳＮ，ＴＮ）を示し、ｋはそのアーム１０５に於ける順番１，２，…，Ｍを示している。
第１の実施形態では、コンデンサ２０３の電圧が高い方に接続されている素子は、ハイサイドと記載し、記号Ｈを付与する。コンデンサ２０３の電圧が低い方に接続されている素子を、ローサイドと記載し、記号Ｌを付与する。

ローサイドスイッチング素子２０１Ｌのコレクタとエミッタとの間には、双方向チョッパ型単位変換器１０８から出力される出力電圧Ｖｊｋが印加されている。

第１の実施形態に於いて、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとローサイドスイッチング素子２０１Ｌには、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が採用されている。しかし、これに限られず、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとローサイドスイッチング素子２０１Ｌには、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、ＧＣＴ（Gate Commutated Turn-off thyristor）、ＧＴＯ（Gate Turn Off thyristor）、その他のオン・オフ制御が可能な素子を採用してもよい。

双方向チョッパ型単位変換器１０８は、コンデンサ電圧ＶＣｊｋ（ｊ＝ＲＰ，ＳＰ，ＴＰ，ＲＮ，ＳＮ，ＴＮ、ｋ＝１，２，…，Ｍ）を検出する電圧センサ２０４を備えている。電圧センサ２０４の出力側は、コンデンサ電圧検出線１１４を介して制御部１１２（図１参照）に接続されている。

双方向チョッパ型単位変換器１０８のゲートドライバ２０５は、制御部１１２（図１参照）からゲート信号線１１３を介して伝送されたゲート信号ＧＨｊｋに基づき、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈのゲート・エミッタ間にゲート電圧を印加し、ゲート信号ＧＬｊｋに基づいて、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌのゲート・エミッタ間にゲート電圧を印加する。

以下、双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧Ｖｊｋと、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとローサイドスイッチング素子２０１Ｌとのオン・オフ状態との関係を説明する。

ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈがオン状態であり、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌがオフ状態である場合、双方向チョッパ型単位変換器１０８のアーム電流Ｉｊ（ｊ＝ＲＰ，ＳＰ，ＴＰ，ＲＮ，ＳＮ，ＴＮ）に関わらず、出力電圧Ｖｊｋは、概ねコンデンサ電圧ＶＣｊｋと等しくなる。

ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈがオフ状態であり、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌがオン状態である場合、アーム電流Ｉｊに関わらず、出力電圧Ｖｊｋは、概ね零と等しくなる。

自給電源２０６（電力供給手段）は、入力端子３０１，３０２，３０３および出力端子３０４を備えている。自給電源２０６は、双方向チョッパ型単位変換器１０８の内部電源であり、コンデンサ２０３に流れる電流に基づき、双方向チョッパ型単位変換器１０８自身を駆動する電力を供給するものである。
第１の実施形態の自給電源２０６は、端子２０８と端子２０９とを介して流れる電流をエネルギ源とすると共に、この電流によってコンデンサ２０３に蓄積された電荷をエネルギ源として、自身（ゲートドライバ２０５など）を動作させる電力を得るものである。双方向チョッパ型単位変換器１０８は、コンデンサ２０３に流れる電流に係る電気要素をエネルギ源として、自身を駆動する電力を供給している。ここで、端子２０８と端子２０９を介して流れる電流に係る電気要素とは、この電流のエネルギと、この電流によってコンデンサ２０３に蓄積された電荷からなる蓄積エネルギとを含む概念である。
しかし、これに限られず、自給電源２０６は、電力変換装置１０２ａのいずれかに流れる電流を用いて、双方向チョッパ型単位変換器１０８自身を駆動する電力を供給するように構成してもよい。自給電源２０６は、例えば、端子２０８と端子２０９との間、または、この双方向チョッパ型単位変換器１０８と他の双方向チョッパ型単位変換器１０８との間に変流器の一次側を接続し、変流器の一次側に流れる電流に基づき、双方向チョッパ型単位変換器１０８自身を駆動する電力を供給するように構成してもよい。また、双方向チョッパ型単位変換器１０８は、コンデンサ２０３の代わりにコイルを用いて、このコイルに流れる電流に係る電気要素をエネルギ源として、自身を駆動する電力を供給するように構成してもよい。これらの変形例によっても、本発明の課題のいずれかを解決することができる。

図５は、第１の実施形態に於ける自給電源２０６の回路構成を示す図である。
自給電源２０６は、電力取得手段である変流器２０７と、この変流器２０７の二次側電流を整流する第１の整流回路２１１と、給電コンデンサＣ１と、ツェナーダイオードＺ１と、コンデンサ２０３の両端に印加された電圧を整流する第２の整流回路２１２と、給電コンデンサＣ２と、ツェナーダイオードＺ２と、ダイオードＤ３と、直流電圧のレベルを変換する電圧調整回路３０５とを備えている。

変流器２０７の一次側巻線の一端は、入力端子３０２を介してコンデンサ２０３の他端に接続されている。変流器２０７の一次側巻線の他端は、入力端子３０３に接続されている。すなわち、コンデンサ２０３と変流器２０７の一次側巻線とは、直列に接続されている。変流器２０７の二次側巻線には、第１の整流回路２１１の入力側が並列に接続されている。変流器２０７は、大電流を小電流に変換して、電力を取得するものであり、一次側巻線に流れる大電流を、二次側巻線に流れる小電流に変換して取り出している。しかし、これに限られず、電力取得手段は、例えば、ホール効果を用いた素子や、コンデンサによって接続された回路などであってもよい。

第１の整流回路２１１の出力側の正側端子と負側端子との間には、給電コンデンサＣ１が並列接続され、ツェナーダイオードＺ１が逆方向に並列接続され、更に電圧調整回路３０５の入力側が並列接続されている。第１の整流回路２１１の出力側の負側端子は、変流器２０７の一次側巻線の他端と入力端子３０３とに接続されている。第１の整流回路２１１の入力側の負側端子と出力側の負側端子とは導通しているので、変流器２０７の二次側巻線の他端は、入力端子３０３に接続されている。

第１の整流回路２１１は、抵抗Ｒ１と、ダイオードＤ１とを備えている。抵抗Ｒ１の一端は、第１の整流回路２１１の入力側の一端を構成して変流器２０７の二次側巻線の一端に接続され、更にダイオードＤ１のアノードに接続されている。ダイオードＤ１のカソードは、第１の整流回路２１１の出力側の正側端子を構成し、給電コンデンサＣ１の一端に接続されている。
抵抗Ｒ１の他端は、第１の整流回路２１１の入力側の一端を構成して変流器２０７の二次側巻線の他端に接続されている。抵抗Ｒ１の他端は更に、第１の整流回路２１１の出力側の負側端子を構成して、給電コンデンサＣ１の他端に接続されている。
ここで、給電コンデンサＣ１の両端に印加されている電圧は、電圧Ｖ１とする。第１の整流回路２１１は、遮断器１２１の投入後、かつ、双方向チョッパ型単位変換器１０８自身が動作を開始したのちに、変流器２０７の二次側巻線に流れる電流を整流し、出力側に並列接続された給電コンデンサＣ１に電荷を蓄えるものである。第１の整流回路２１１は、端子２０８（第１の端子）と端子２０９（第２の端子）とを介して流れる電流を、変流器２０７（電力取得手段）によって取得して整流するものである。

給電コンデンサＣ１の両端に発生している電圧Ｖ１は、電圧調整回路３０５の入力側の正側端子と負側端子との間に印加される。給電コンデンサＣ１の両端には更に、ツェナーダイオードＺ１が逆方向に並列接続されている。ツェナーダイオードＺ１は、電圧Ｖ１が電圧Ｖｌｉｍ１を超えたときに電流を流すことにより、この電圧Ｖ１の最大値を制限している。

第２の整流回路２１２は、抵抗Ｒ２，Ｒ３と、ダイオードＤ２とを備えている。抵抗Ｒ２の一端は、第２の整流回路２１２の入力側の一端を構成し、入力端子３０１を介してコンデンサ２０３の一端に接続されている。抵抗Ｒ２の他端は、ダイオードＤ２のアノードに接続されている。ダイオードＤ２のカソードは、抵抗Ｒ３の一端に接続されて、第２の整流回路２１２の出力側の正側端子を構成して、給電コンデンサＣ２の一端に接続されている。第２の整流回路２１２は、遮断器１２１の投入前に、コンデンサ２０３に印加された電圧を整流して給電コンデンサＣ２に電荷を蓄えて、双方向チョッパ型単位変換器１０８を駆動する電力を供給するものである。第２の整流回路２１２は、コンデンサ２０３が蓄積した蓄積エネルギ源を用いて電力を供給する。すなわち第２の整流回路２１２は、端子２０８（第１の端子）と端子２０９（第２の端子）との間に印加された電圧のうち一部を、取得して整流するものである。
抵抗Ｒ３の他端は、入力端子３０３に接続されていると共に、第２の整流回路２１２の出力側の負側端子を構成して、給電コンデンサＣ２の他端に接続されている。すなわち、第２の整流回路２１２の出力側の正側端子と負側端子との間には、給電コンデンサＣ２が並列接続されている。ここで、給電コンデンサＣ２の両端に印加されている電圧は、電圧Ｖ２とする。

給電コンデンサＣ２の一端と他端との間には、逆方向接続されたツェナーダイオードＺ２が並列に接続されている。給電コンデンサＣ２の一端は、順方向接続されたダイオードＤ３を介して、電圧調整回路３０５の入力側の正側端子に接続されている。給電コンデンサＣ２の他端は、電圧調整回路３０５の入力側の負側端子に接続されている。

第２の整流回路２１２は、コンデンサ２０３の両端電圧を整流し、出力側に並列接続された給電コンデンサＣ２に電荷を蓄えるものである。給電コンデンサＣ２の両端に発生している電圧Ｖ２は、ダイオードＤ３を介して、電圧調整回路３０５の入力側の正側端子と負側端子との間に印加される。給電コンデンサＣ２の両端には更に、ツェナーダイオードＺ２が逆方向に並列接続されている。ツェナーダイオードＺ２は、電圧Ｖ２が電圧Ｖｌｉｍ２を超えたときに電流を流すことにより、この電圧Ｖ２の最大値を制限している。

電圧調整回路３０５の入力側の正側端子と負側端子との間には、電圧Ｖ１と、電圧Ｖ２がダイオードＤ３で降下した電圧とのうち、いずれか高い方の電圧が印加される。電圧調整回路３０５の出力側の正側端子と負側端子との間には、出力電圧Ｖｏｕｔが発生する。この出力電圧Ｖｏｕｔは、ゲートドライバ２０５（図４参照）に印加され、電力が供給される。

第１の実施形態の自給電源２０６の第１の整流回路２１１は、ダイオードＤ１による半波整流の回路である。しかし、これに限られず、第１の整流回路２１１は、全波整流の回路であってもよい。第１の実施形態の自給電源２０６の第１の整流回路２１１は、ツェナーダイオードＺ１によって最大電圧を制限し、電圧Ｖ１を安定化している。しかし、これに限られず、第１の整流回路２１１は、ツェナーダイオードＺ１の代わりに、電圧安定化レギュレータを用いて最大電圧を制限し、電圧Ｖ１を安定化してもよい。

第１の実施形態の自給電源２０６は、電力取得手段として変流器２０７を備えている。自給電源２０６は、変流器２０７によって、コンデンサ２０３に流れる電流を用いて給電コンデンサＣ１を充電し、双方向チョッパ型単位変換器１０８自身を駆動する電力を供給している。しかし、これに限られず、自給電源２０６は、コンデンサ２０３に流れる電流を用いることができる任意の電力取得手段を備えていてもよい。

次に自給電源２０６の動作を説明する。
最初に、各コンデンサ２０３が充電されていない初期状態から説明する。
初期状態に於いて、遮断器１２１が開放されており、電力変換装置１０２ａは、交流系統１０１ａに接続されていない。この状態に於いて、制御部１１２は、初充電装置１２０を電力変換装置１０２ａに接続する。
初充電装置１２０は、初期状態に於いて、電力変換装置１０２ａを構成する双方向チョッパ型単位変換器１０８のコンデンサ２０３を充電するための装置である。初充電装置１２０の接続により、自給電源２０６（図５参照）の入力端子３０１と入力端子３０３との間には、数百Ｖから数千Ｖの直流電圧、または、パルス状の電圧が印加される。これにより、自給電源２０６の給電コンデンサＣ２が充電される。ダイオードＤ２は、給電コンデンサＣ１に充電された電荷が、抵抗Ｒ２と入力端子３０１とを介して放電されるのを防いでいる。

このようにして、初充電装置１２０は、各双方向チョッパ型単位変換器１０８のコンデンサ２０３を充電し、よって、給電コンデンサＣ２を充電する。

給電コンデンサＣ２の電圧Ｖ２は、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との抵抗値の比で決定される。電圧Ｖ２を所定値に制限して給電コンデンサＣ２を保護するため、電圧制限手段であるツェナーダイオードＺ２が、給電コンデンサＣ２に並列接続されている。給電コンデンサＣ２の電圧Ｖ２が電圧Ｖｌｉｍ２を超えると、ツェナーダイオードＺ２が動作して、この電圧Ｖ２を制限する。

電圧Ｖ２が所定値以上になると、電圧調整回路３０５が動作する。電圧調整回路３０５は、給電コンデンサＣ２の電圧Ｖ２を負荷であるゲートドライバ２０５の動作に必要な出力電圧Ｖｏｕｔに変換し、出力端子３０４を介してゲートドライバ２０５に電力を供給する。

ゲートドライバ２０５が動作することで、制御部１１２の指令がハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとローサイドスイッチング素子２０１Ｌとに伝達されるようになる。
システム起動時の初期状態に於いて、双方向チョッパ型単位変換器１０８は、初充電装置１２０によって給電コンデンサＣ２を充電して、ゲートドライバ２０５に電力を供給している。システム起動時に於いて、双方向チョッパ型単位変換器１０８は、外部からの電力の供給を受けることなく、電力変換装置１０２ａに流れる電流を制御することができる。

その後、適宜なタイミングで、制御部１１２は、遮断器１２１を投入して、電力変換装置１０２ａと交流系統１０１ａとを接続する。
コンデンサ２０３にアーム電流ＩＲＰが流れはじめると、変流器２０７を介してダイオードＤ１にも電流が流れる。これにより、給電コンデンサＣ１が充電される。給電コンデンサＣ１の電圧Ｖ１が、電圧Ｖｌｉｍ１を超えると、電圧制限手段であるツェナーダイオードＺ１が動作し、電圧Ｖ１を制限する。

なお、電圧Ｖｌｉｍ１を電圧Ｖｌｉｍ２よりも高く設定することにより、給電コンデンサＣ１の電圧Ｖ１を給電コンデンサＣ２の電圧Ｖ２よりも高く設定することができる。給電コンデンサＣ１が電圧Ｖｌｉｍ１に達した後は、第２の整流回路２１２のダイオードＤ２には電流が流れなくなり、変流器２０７の二次側巻線を流れる電流が、第１の整流回路２１１によって給電コンデンサＣ１を充電する。給電コンデンサＣ１が蓄えた電荷は、電圧調整回路３０５によって電圧レベルが変換され、自身のゲートドライバ２０５に電力として供給される。すなわち、コンデンサ２０３に流れる電流を用いて、ゲートドライバ２０５への電力の供給が行われることになる。このとき、抵抗Ｒ２を介して給電コンデンサＣ２を充電していないので、抵抗Ｒ２による電力損失が無くなる。

第１の実施形態の自給電源２０６は、図５の電圧調整回路３０５から得られる自給電源２０６の電力を負荷にかかわらず確保するものであり、この対応は、制御部１１２により実行される。制御部１１２に於ける給電コンデンサＣ１の電圧Ｖ１を充電するためのアーム電流の制御方法について、以下で説明する。第１の実施形態では、交流出力電力が小さい時に、給電コンデンサＣ１を充電する目的で、アーム電流Ｉｊを流すことを特徴としている。

制御部１１２の内部で実行されている制御方法を説明する前に、この制御のために使用する入力信号を整理して説明する。なお、本実施形態では、変圧器１０３の巻数比が１：１である場合を想定して説明する。

制御部１１２には、図１に示すように、交流電圧センサ１１０から系統電圧ＶＧＲ，ＶＧＳ，ＶＧＴを示す信号が入力され、直流電圧センサ１１５から直流端子Ｐａと直流端子Ｎａとの間に印加されている電圧を示す信号が入力され、各アーム電流センサ１１１から各アーム電流（ＩＲＰ，ＩＳＰ，ＩＴＰ，ＩＲＮ，ＩＳＮ，ＩＴＮ）を示す信号が入力されている。制御部１１２には、図４に示すように、双方向チョッパ型単位変換器１０８のコンデンサ電圧ＶＣｊｋを示す信号が入力されている。

交流電圧センサ１１０は、変圧器１０３の一次側端子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続されており、変圧器１０３の巻線と同じ巻線構造とすることで、一次側端子Ｒ，Ｓ，Ｔの位相と同じ位相の各系統電圧ＶＧＲ，ＶＧＳ，ＶＧＴを検出する。交流電圧センサ１１０は、系統電圧ＶＧＲ，ＶＧＳ，ＶＧＴを検出し、検出結果を制御部１１２に出力（伝送）する。

アーム１０５ＲＰは、自身を流れるアーム電流ＩＲＰを検出するアーム電流センサ１１１を備えている。アーム１０５ＳＰは、自身を流れるアーム電流ＩＳＰを検出するアーム電流センサ１１１を備えている。アーム１０５ＴＰは、自身を流れるアーム電流ＩＴＰを検出するアーム電流センサ１１１を備えている。
アーム１０５ＲＮは、自身を流れるアーム電流ＩＲＮを検出するアーム電流センサ１１１を備えている。アーム１０５ＳＮは、自身を流れるアーム電流ＩＳＮを検出するアーム電流センサ１１１を備えている。アーム１０５ＴＮは、自身を流れるアーム電流ＩＴＮを検出するアーム電流センサ１１１を備えている。これら各アーム電流センサ１１１は、各検出結果を制御部１１２に出力（伝送）する。
第１の実施形態に於いて、各アーム電流（ＩＲＰ，ＩＳＰ，ＩＴＰ，ＩＲＮ，ＩＳＮ，ＩＴＮ）は、直流端子Ｎａから直流端子Ｐａに向かって流れる方向を正方向と定義する。

制御部１１２は、これらの入力信号から各ゲート信号ＧＨｊｋ，ＧＬｊｋ（ｊ＝ＲＰ，ＳＰ，ＴＰ，ＲＮ，ＳＮ，ＴＮ、ｋ＝１，２，…，Ｍ）を生成し、ゲート信号線１１３を介して各双方向チョッパ型単位変換器１０８に出力（伝送）する。ゲート信号ＧＨｊｋは、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈ（図４参照）を駆動する信号であり、ゲート信号ＧＬｊｋは、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌ（図４参照）を駆動する信号である。

図６は、第１の実施形態に於ける制御部１１２の論理構成を示す図である。
制御部１１２は、電力変換装置１０２ａに与えるアーム電圧指令値を生成するアーム電圧指令値生成部３１１と、アーム電圧指令値を各双方向チョッパ型単位変換器１０８に分配する指令値分配部３１３とを備えている。

アーム電圧指令値生成部３１１は、交流系統１０１ａから電力変換装置１０２ａに流入する電力を所定値に制御するための電力制御機能と、各アーム１０５に流すアーム電流ＩＲＰ，ＩＳＰ，ＩＴＰ，ＩＲＮ，ＩＳＮ，ＩＴＮを制御する電流制御機能と、これら２つの制御機能を実現するため、アーム電圧指令値ＶＲＰ＊，ＶＳＰ＊，ＶＴＰ＊，ＶＲＮ＊，ＶＳＮ＊，ＶＴＮ＊を生成する機能を備えている。アーム電圧指令値生成部３１１は、電力変換装置１０２ａと交流系統１０１ａとの間に流れる系統電流の有無によらず、双方向チョッパ型単位変換器１０８のコンデンサ２０３に電流を流すようにアーム電圧指令値を生成する。
アーム電圧指令値生成部３１１は、位相検出器３０６と、ゲイン３１４と、アーム電流調整器３３０と、交流側電力演算器３４０と、有効電力調整器ＡＰＲと、無効電力調整器ＡＱＲとを備えている。アーム電圧指令値生成部３１１は、アーム電流ＩＲＰ，ＩＳＰ，ＩＴＰ，ＩＲＮ，ＩＳＮ，ＩＴＮと系統電圧ＶＧＲ，ＶＧＳ，ＶＧＴを入力として、アーム電圧指令値ＶＲＰ＊，ＶＳＰ＊，ＶＴＰ＊，ＶＲＮ＊，ＶＳＮ＊，ＶＴＮ＊を生成するものである。
位相検出器３０６は、交流系統１０１ａの系統電圧ＶＧＲ，ＶＧＳ，ＶＧＴから、系統電圧ＶＧＲの位相角θを検出するものである。
ゲイン３１４は、入力された値である直流電圧指令値ＶＤＣ＊に、１／２のゲインを乗算して出力するものである。
アーム電流調整器３３０は、ｄ−ｑ変換回路４００と、循環電流指令値演算部５００と、アーム電流調整回路６００と、ｄ−ｑ変換回路７００と、アーム電圧指令値算出部８００とを備えている。アーム電圧指令値算出部８００は、この図に於いて６個の加減算器８２３を備えている。
加減算器８２３は、出力電圧指令値ＶＲＰ０＊と、直流電圧指令値ＶＤＣ＊の１／２とを加算して、アーム電圧指令値ＶＲＰ＊を生成する。加減算器８２３は、出力電圧指令値ＶＲＮ０＊と、直流電圧指令値ＶＤＣ＊の１／２とを加算して、アーム電圧指令値ＶＲＮ＊を生成する。
加減算器８２３は、出力電圧指令値ＶＳＰ０＊と、直流電圧指令値ＶＤＣ＊の１／２とを加算して、アーム電圧指令値ＶＳＰ＊を生成する。加減算器８２３は、出力電圧指令値ＶＳＮ０＊と、直流電圧指令値ＶＤＣ＊の１／２とを加算して、アーム電圧指令値ＶＳＮ＊を生成する。
加減算器８２３は、出力電圧指令値ＶＴＰ０＊と、直流電圧指令値ＶＤＣ＊の１／２とを加算して、アーム電圧指令値ＶＴＰ＊を生成する。加減算器８２３は、出力電圧指令値ＶＴＮ０＊と、直流電圧指令値ＶＤＣ＊の１／２とを加算して、アーム電圧指令値ＶＴＮ＊を生成する。
アーム電流調整器３３０は、後記する図８で詳細に説明する。
有効電力調整器ＡＰＲは、加減算器３６１と、比例積分調整器３６２とを備えている。
無効電力調整器ＡＱＲは、加減算器３６３と、比例積分調整器３６４とを備えている。

指令値分配部３１３は、各単位変換器群１０６に対するゲートパルス生成部３１２を備えている。
ゲートパルス生成部３１２は、例えばアーム電圧指令値ＶＲＰ＊を入力として、例えばパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式：Pulse Width Modulation）で変調し、ゲート信号ＧＨＲＰｋ，ＧＬＲＰｋを生成して、双方向チョッパ型単位変換器１０８に送信する。
ゲートパルス生成部３１２は、例えばアーム電圧指令値ＶＲＮ＊を入力として、例えばパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）で変調し、ゲート信号ＧＨＲＮｋ，ＧＬＲＮｋを生成して、双方向チョッパ型単位変換器１０８に送信する。
すなわち、各ゲートパルス生成部３１２は、アーム電圧指令値Ｖｊ＊を入力として、例えばパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）で変調し、ゲート信号ＧＨｊｋ，ＧＬｊｋ（ｊ＝ＲＰ，ＳＰ，ＴＰ，ＲＮ，ＳＮ，ＴＮ）を生成して、双方向チョッパ型単位変換器１０８に送信（分配して指令）するものである。

アーム電圧指令値生成部３１１の電力制御機能は、交流側電力演算器３４０と、有効電力調整器ＡＰＲと、無効電力調整器ＡＱＲとによって実現される。
交流側電力演算器３４０（図６右上参照）は、有効電力Ｐと無効電力Ｑを求める機能を備えている。第１の実施形態の交流側電力演算器３４０は、各レグ１０４の上下アーム１０５ごとに設置したアーム電流センサ１１１が検出した各アーム電流から、各相の系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴを求めている。しかし、これに限られず、電力変換装置１０２ａ，１０２ｂは、各相の系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴを直接に検出する交流電流センサを設けてもよい。

（交流側電力演算器３４０の動作）
交流側電力演算器３４０は、Ｒ相レグ１０４Ｒについて、アーム１０５ＲＰを流れるアーム電流ＩＲＰから、アーム１０５ＲＮを流れるアーム電流ＩＲＮを減算して、交流系統１０１に流れる系統電流ＩＲを算出する。
交流側電力演算器３４０は、同様に、Ｓ相レグ１０４Ｓについて、アーム１０５ＳＰを流れるアーム電流ＩＳＰから、アーム１０５ＳＮを流れるアーム電流ＩＳＮを減算して、交流系統１０１に流れる系統電流ＩＳを算出する。
交流側電力演算器３４０は、同様に、Ｔ相レグ１０４Ｔについて、アーム１０５ＴＰを流れるアーム電流ＩＴＰから、アーム１０５ＴＮを流れるアーム電流ＩＴＮを減算して、交流系統１０１に流れる系統電流ＩＴを演算する。

交流側電力演算器３４０は、系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴにα−β変換を施し、α軸電流Ｉａ、β軸電流Ｉｂを算出する。交流側電力演算器３４０は、（１）式に基づき、α−β変換を実施する。

交流側電力演算器３４０は、系統電圧ＶＧＲ，ＶＧＳ，ＶＧＴにα−β変換を施し、α軸電圧ＶＧａとβ軸電圧ＶＧｂとを算出する。交流側電力演算器３４０は、（２）式により、α−β変換を実施する。

交流側電力演算器３４０は、交流系統１０１ａから電力変換装置１０２ａに流入する有効電力Ｐを、（３）式によって算出する。

交流側電力演算器３４０は、交流系統１０１ａから電力変換装置１０２ａに流入する無効電力Ｑを、（４）式によって算出する。

交流側電力演算器３４０は、（３）式、（４）式で計算した有効電力Ｐを有効電力調整器ＡＰＲへ伝送し、無効電力Ｑを無効電力調整器ＡＱＲに伝送する。

（有効電力調整器ＡＰＲと無効電力調整器ＡＱＲの動作）
有効電力調整器ＡＰＲ（図６左上参照）は、加減算器３６１によって、有効電力Ｐと有効電力指令値Ｐ＊との差（Ｐ＊−Ｐ）を演算し、比例積分調整器３６２によってｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を得る。有効電力調整器ＡＰＲは、有効電力Ｐが有効電力指令値Ｐ＊に収束するように、フィードバック制御するものである。

無効電力調整器ＡＱＲ（図６左上参照）は、加減算器３６３によって、無効電力Ｑと無効電力指令値Ｑ＊との差（Ｑ＊−Ｑ）を演算し、比例積分調整器３６４によってｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を得る。無効電力調整器ＡＱＲは、無効電力Ｑが無効電力指令値Ｑ＊に収束するように、フィードバック制御するものである。

第１の実施形態では、ｄ軸電流が正の場合に、交流系統１０１ａから電力変換装置１０２ａに有効電力Ｐが流入し、ｄ軸電流が負の場合に、電力変換装置１０２ａから交流系統１０１ａに有効電力Ｐが流出するようにｄ軸とｑ軸とを定めている。

有効電力調整器ＡＰＲは、有効電力Ｐが有効電力指令値Ｐ＊より減少すれば、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を＋側に増加させる。これにより、有効電力Ｐが増加する。有効電力調整器ＡＰＲは、有効電力Ｐが有効電力指令値Ｐ＊より増加すれば、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を−側に減少させる。これにより、有効電力Ｐが減少する。このように、有効電力調整器ＡＰＲは、有効電力Ｐと有効電力指令値Ｐ＊とが一致するようにフィードバック制御して、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を生成する。

無効電力調整器ＡＱＲも有効電力調整器ＡＰＲと同様に、無効電力指令値Ｑ＊と無効電力Ｑが一致するようにフィードバック制御して、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊（無効分電流指令）を生成する。
次に、各アーム１０５ｊに流すアーム電流Ｉｊを制御する電流制御機能について説明する。電流制御機能は、アーム電流調整器３３０にて実行される。アーム電流調整器３３０の処理では、交流電圧センサ１１０で求めた系統電圧ＶＧＲ，ＶＧＳ，ＶＧＴ、アーム電流センサ１１１で求めたアーム電流Ｉｊ、有効電力調整器ＡＰＲで求めた交流側のｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と、無効電力調整器ＡＱＲで求めたｑ軸電流指令値Ｉｑ＊（無効分電流指令）とを入力とし、アーム電圧指令値Ｖｊ＊を生成する。

図７は、変形例に於ける直流電圧調整器を示す概略の構成図である。
第１の実施形態に於いて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊は、有効電力調整器ＡＰＲによって生成されている。しかし、これに限られず、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊は、有効電力調整器ＡＰＲに代えて、直流電圧調整器ＡＶＲで生成されていてもよい。
この変形例に於いて、直流電圧調整器ＡＶＲは、平均値演算器３８１と、加減算器３８２と、制御ゲイン３８３とを備え、ゲイン３８４を介して直流電圧指令値ＶＤＣ＊が入力されている。
ゲイン３８４は、直流電圧指令値ＶＤＣ＊を、各アーム１０５が備えているセル数Ｍ（双方向チョッパ型単位変換器１０８の数）で除算して、コンデンサ電圧指令値ＶＣ＊を算出する。
直流電圧調整器ＡＶＲは、平均値演算器３８１によって、電圧センサ２０４とコンデンサ電圧検出線１１４を介して検出した、全ての双方向チョッパ型単位変換器１０８のコンデンサ電圧ＶＣｊｋの平均値ＶＣ０を算出する。
直流電圧調整器ＡＶＲは、加減算器３８２によって、コンデンサ電圧ＶＣｊｋの平均値ＶＣ０とコンデンサ電圧指令値ＶＣ０＊との差を求めて、制御ゲイン３８３を乗算して、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を得る。これにより、直流電圧調整器ＡＶＲは、双方向チョッパ型単位変換器１０８のコンデンサ電圧ＶＣｊｋの平均値ＶＣ０が、コンデンサ電圧指令値ＶＣ０＊に収束するようにフィードバック制御できる。

図８は、第１の実施形態に於けるアーム電流調整器３３０の論理構成を示す図である。
アーム電流調整器３３０は、ｄ−ｑ変換回路４００と、循環電流指令値演算部５００と、アーム電流調整回路６００と、ｄ−ｑ変換回路７００と、アーム電圧指令値算出部８００とを備えている。
ｄ−ｑ変換回路４００は、アーム電流Ｉｊを、ｄ−ｑ変換するものである。循環電流指令値演算部５００は、各アーム１０５ｊを循環する循環電流の指令値を演算するものである。アーム電流調整回路６００は、ｄ−ｑ変換したアーム電流が指令値に収束するようにフィードバック制御するものである。ｄ−ｑ変換回路７００は、系統電圧ＶＧＲ，ＶＧＳ，ＶＧＴをｄ−ｑ変換するものである。アーム電圧指令値算出部８００は、フィードバック制御したアーム電圧指令値Ｖｊ＊（ｊ＝ＲＰ，ＳＰ，ＴＰ，ＲＮ，ＳＮ，ＴＮ）を出力するものである。

（ｄ−ｑ変換回路４００の構成と動作）
ｄ−ｑ変換回路４００（図８下側）は、各相の加減算器４０１と、α−β変換部４０２と、ｄ−ｑ変換部４０３と、ゲイン４２０とを備え、アーム電流Ｉｊ（ｊ＝ＲＰ，ＳＰ，ＴＰ，ＲＮ，ＳＮ，ＴＮ）を、ｄ軸電流ＩｄＦＢ、ｑ軸電流ＩｑＦＢに変換する。ゲイン４２０は、位相角θに２倍のゲインを掛ける。
ｄ−ｑ変換回路４００（図８下側）は更に、各相の加減算器４１１と、ゲイン４１２と、α−β変換部４１３と、ｄ−ｑ変換部４１４とを備え、アーム電流Ｉｊを、ｄ軸循環電流ＩｄｂＦＢ、ｑ軸循環電流ＩｑｂＦＢに変換する。これらの変数への変換方法について、以下説明する。

ｄ−ｑ変換回路４００は、加減算器４０１と加減算器４１１とゲイン４１２とによって、（５）〜（７）式に基づき、アーム電流Ｉｊ（ｊ＝ＲＰ，ＳＰ，ＴＰ，ＲＮ，ＳＮ，ＴＮ）を、系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴ、および、循環電流ＩＲｂ，ＩＳｂ，ＩＴｂの６個の変数に変換する。

ｄ−ｑ変換回路４００は、α−β変換部４０２によって、（８）式に基づき、系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴを、α軸電流Ｉａとβ軸電流Ｉｂとに変換する。

ｄ−ｑ変換回路４００は、ｄ−ｑ変換部４０３によって、（９）式に基づき、α軸電流Ｉａとβ軸電流Ｉｂとを、ｄ軸電流ＩｄＦＢとｑ軸電流ＩｑＦＢとに変換する。ここで、ｄ−ｑ変換部４０３に用いる位相角θは、交流系統１０１ａの系統電圧ＶＧＲ，ＶＧＳ，ＶＧＴから位相検出器３０６で検出したものであり、系統電圧ＶＧＲの位相に同期している。

ｄ−ｑ変換回路４００は、α−β変換部４１３によって、（１０）式に基づき、循環電流ＩＲｂ，ＩＳｂ，ＩＴｂを、α軸電流Ｉａｂとβ軸電流Ｉｂｂとに変換する。

ｄ−ｑ変換回路４００は、ｄ−ｑ変換部４１４によって、（１１）式に基づき、α軸電流Ｉａｂとβ軸電流Ｉｂｂとを、ｄ軸循環電流ＩｄｂＦＢとｑ軸循環電流ＩｑｂＦＢとに変換する。ここで、ｄ−ｑ変換部４１４に用いる位相角２θは、位相検出器３０６で検出したθを、ゲイン４２０によって２倍の位相角２θとしたものである。循環電流の周波数は、系統電流の周波数の２倍となる。しかし、これに限られず、循環電流の周波数は、系統電流の周波数とは異なる値で、かつ、系統電流の周波数の実数倍であればよい。

次に、ｄ−ｑ変換回路４００で求めた系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴ、および、循環電流ＩＲｂ，ＩＳｂ，ＩＴｂ（補正電流）のｄｑ軸成分に対応するアーム電流指令値について説明する。ここでは、有効電力調整器ＡＰＲと、無効電力調整器ＡＱＲの結果として得られた系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴのｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を用いる。ここでは更に、ｄ軸循環電流ＩｄｂＦＢの循環電流指令値Ｉｄ２ｂ＊と、ｑ軸循環電流ＩｑｂＦＢの循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊を用いる。なお、ここでは、循環電流指令値Ｉｄ２ｂ＊として０［Ａ］、循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊として所定値を与えているものとする。

（アーム電流調整回路６００の構成と動作）
アーム電流調整回路６００は、加減算器６０１と、ゲイン６０２と、加減算器６０３とを備えている。加減算器６０１と、ゲイン６０２と、加減算器６０３とは、第１の電流制御手段を構成する。
アーム電流調整回路６００は、（１２）式と（１３）式とに基づいて、ｄ軸電流ＩｄＦＢがｄ軸電流指令値Ｉｄ＊に一致し、かつ、ｑ軸電流ＩｑＦＢがｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に一致するようにフィードバック制御して、交流電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊（第１の偏差信号）を出力する。

アーム電流調整回路６００は更に、第２の電流制御手段である加減算器６１１とゲイン６１２とを備え、（１４）式と（１５）式とに基づいて、ｄ軸循環電流ＩｄｂＦＢが循環電流指令値Ｉｄ２ｂ＊に一致し、ｑ軸循環電流ＩｑｂＦＢが循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊に一致するようにフィードバック制御して、循環電圧指令値Ｖｄｂ＊，Ｖｑｂ＊（第２の偏差信号）を出力する。

（１２）〜（１５）式が示すアーム電流調整回路６００に於いて、ゲイン６０２とゲイン６１２とは、例えば、比例積分調整器などで構成されている。ここで、ゲイン６０２の増幅率と、ゲイン６１２の増幅率とは、同じでなくてもよい。

（ｄ−ｑ変換回路７００の構成と動作）
ｄ−ｑ変換回路７００は、α−β変換部７０１によって、前記した（２）式と同様な演算に基づき、系統電圧ＶＧＲ，ＶＧＳ，ＶＧＴを、α軸電圧ＶＧａとβ軸電圧ＶＧｂとに変換する。
ｄ−ｑ変換回路７００は更に、ｄ−ｑ変換部７０２によって、（１６）式に基づいて、α軸電圧ＶＧａとβ軸電圧ＶＧｂとを、ｄ軸電圧成分Ｖｄとｑ軸電圧成分Ｖｑとに変換する。
第１の実施形態の位相角θは、系統電圧ＶＧＲに同期するように算出されるため、（１６）式中のｑ軸電圧成分Ｖｑは、ほぼ零となり、ｄ軸電圧成分Ｖｄは、系統電圧ＶＧＲ，ＶＧＳ，ＶＧＴの振幅に、（３／２）の平方根を掛けた値に、ほぼ等しくなる。

（アーム電圧指令値算出部８００の構成と動作）
アーム電圧指令値算出部８００は、逆ｄ−ｑ変換部８０１と、逆α−β変換部８０２と、逆ｄ−ｑ変換部８１１と、逆α−β変換部８１２と、加減算器８２１と、加減算器８２２と、加減算器８２３（図６参照）とを備えている。
アーム電圧指令値算出部８００は、逆ｄ−ｑ変換部８０１によって、（１７）式に基づいて、ｄｑ軸交流電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、αβ軸交流電圧指令値Ｖａ＊，Ｖｂ＊に変換する。

アーム電圧指令値算出部８００は、逆α−β変換部８１２によって、（１８）式に基づいて、αβ軸交流電圧指令値Ｖａ＊，Ｖｂ＊を、相毎の交流電圧指令値ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊に変換する。

アーム電圧指令値算出部８００は更に、逆ｄ−ｑ変換部８１１によって、（１９）式に基づいて、循環電圧指令値Ｖｄｂ＊，Ｖｑｂ＊を、循環電圧指令値Ｖａｂ＊，Ｖｂｂ＊に変換する。ここで、位相角２θは、位相検出器３０６で検出した位相角θの２倍である。

アーム電圧指令値算出部８００は更に、逆α−β変換部８１２によって、（２０）式に基づいて、循環電圧指令値Ｖａｂ＊，Ｖｂｂ＊を、循環電圧指令値ＶＲｂ＊，ＶＳｂ＊，ＶＴｂ＊に変換する。

最終的にアーム電圧指令値算出部８００は、各相の加減算器８２１と加減算器８２２と加減算器８２３（図６参照）によって、（２１）〜（２６）式に基づいて、交流電圧指令値ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊と循環電圧指令値ＶＲｂ＊，ＶＳｂ＊，ＶＴｂ＊とを、アーム電圧指令値ＶＲＰ＊，ＶＲＮ＊，ＶＳＰ＊，ＶＳＮ＊，ＶＴＰ＊，ＶＴＮ＊に変換する。
なお、図８の図示の都合上、アーム電流調整器３３０のアーム電圧指令値算出部８００は、全ての構成が示されいない。図８に示すアーム電圧指令値算出部８００は、加減算器８２１が出力電圧指令値ＶＲＰ０＊，ＶＳＰ０＊，ＶＴＰ０＊を算出し、加減算器８２２が出力電圧指令値ＶＲＮ０＊，ＶＳＮ０＊，ＶＴＮ０＊を算出することが示されている。
図６には、アーム電圧指令値算出部８００の後段の加減算器８２３の構成が記載されている。加減算器８２３は、出力電圧指令値ＶＲＰ０＊，ＶＳＰ０＊，ＶＴＰ０＊からアーム電圧指令値ＶＲＰ＊，ＶＳＰ＊，ＶＴＰ＊をそれぞれ算出し、出力電圧指令値ＶＲＮ０＊，ＶＳＮ０＊，ＶＴＮ０＊からアーム電圧指令値ＶＲＮ＊，ＶＳＮ＊，ＶＴＮ＊をそれぞれ算出する。
図６のアーム電流調整器３３０の最終出力として、（２１）〜（２６）式の演算結果が得られる。

ここで、交流電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊は、第１の偏差信号である。循環電圧指令値Ｖｄｂ＊，Ｖｑｂ＊は、第２の偏差信号である。
指令値算出手段であるアーム電圧指令値算出部８００は、第１の偏差信号である交流電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊と、第２の偏差信号である循環電圧指令値Ｖｄｂ＊，Ｖｑｂ＊とから、アーム電圧指令値ＶＲＰ＊，ＶＲＮ＊，ＶＳＰ＊，ＶＳＮ＊，ＶＴＰ＊，ＶＴＮ＊を生成する。

また（２１）〜（２６）式に於いて、直流電圧指令値ＶＤＣ＊は、システム定格、または、システム運用上の目標値で定まる値である。このようにして得られたアーム電圧指令値ＶＲＰ＊，ＶＲＮ＊，ＶＳＰ＊，ＶＳＮ＊，ＶＴＰ＊，ＶＴＮ＊は、図６の指令値分配部３１３に伝送される。以下、アーム電圧指令値ＶＲＰ＊，ＶＲＮ＊，ＶＳＰ＊，ＶＳＮ＊，ＶＴＰ＊，ＶＴＮ＊のことを、アーム電圧指令値Ｖｊ＊と記載している場合がある。

（指令値分配部３１３の動作）
指令値分配部３１３（図６参照）のゲートパルス生成部３１２の動作を説明する。但し、ここでは単位変換器群１０６ＲＰを構成する複数の双方向チョッパ型単位変換器１０８を点弧する例について説明する。

単位変換器群１０６ＲＰに対するゲートパルス生成部３１２は、例えばパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）を用い、（２１）式で得られた各アーム電圧指令値ＶＲＰ＊と、単位変換器群１０６ＲＰの出力電圧ＶＲＰとが極力一致するように、ゲート信号ＧＨＲＰｋ，ＧＬＲＰｋを生成する。このゲートパルス生成部３１２は、ゲート信号ＧＨＲＰｋ，ＧＬＲＰｋによって、単位変換器群１０６ＲＰに含まれるＭ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧ＶＲＰを制御する。

同様に、単位変換器群１０６ＲＮに対するゲートパルス生成部３１２は、例えばパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）を用い、（２２）式で得られた各アーム電圧指令値ＶＲＮ＊と、単位変換器群１０６ＲＮの出力電圧ＶＲＮとが極力一致するように、ゲート信号ＧＨＲＮｋ，ＧＬＲＮｋを生成する。このゲートパルス生成部３１２は、ゲート信号ＧＨＲＮｋ，ＧＬＲＮｋによって、単位変換器群１０６ＲＮに含まれるＭ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧ＶＲＮを制御する。

以下同様に、単位変換器群１０６ＳＰに対するゲートパルス生成部３１２は、（２３）式に基づいて出力電圧ＶＳＰを制御するゲート信号ＧＨＳＰｋ，ＧＬＳＰｋを生成する。
単位変換器群１０６ＳＮに対するゲートパルス生成部３１２は、（２４）式に基づいて出力電圧ＶＳＰを制御するゲート信号ＧＨＳＮｋ，ＧＬＳＮｋを生成する。
単位変換器群１０６ＴＰに対するゲートパルス生成部３１２は、（２５）式に基づいて出力電圧ＶＳＰを制御するゲート信号ＧＨＴＰｋ，ＧＬＴＰｋを生成する。
単位変換器群１０６ＴＮに対するゲートパルス生成部３１２は、（２６）式に基づいて出力電圧ＶＳＰを制御するゲート信号ＧＨＴＮｋ，ＧＬＴＮｋを生成する。

（第１の実施形態の動作）
以下に於いて、本実施形態の電力変換装置１０２ａが備えている双方向チョッパ型単位変換器１０８は、軽負荷の状態であっても、コンデンサ２０３を通過して流れる電流の交流成分から、自身を駆動する充分な電力を得られることについて説明する。

アーム１０５ＲＰが備える各双方向チョッパ型単位変換器１０８のコンデンサ２０３に流れる電流ＩｃＲＰは、循環電流ＩＲｂ，ＩＳｂ，ＩＴｂの一次成分を０、二次のｄ軸成分を０とし、３次以上の高調波を無視し、双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧を、理想的な電圧源として扱うと、（２７）式で表すことができる。

アーム１０５ＳＰが備える各双方向チョッパ型単位変換器１０８のコンデンサ２０３に流れる電流ＩｃＳＰは、同様に、（２８）式で表すことができる。

アーム１０５ＴＰが備える各双方向チョッパ型単位変換器１０８のコンデンサ２０３に流れる電流ＩｃＴＰは、同様に、（２９）式で表すことができる。

アーム１０５ＲＮが備える各双方向チョッパ型単位変換器１０８のコンデンサ２０３に流れる電流ＩｃＲＮは、同様に、（３０）式で表すことができる。

アーム１０５ＳＮが備える各双方向チョッパ型単位変換器１０８のコンデンサ２０３に流れる電流ＩｃＳＮは、同様に、（３１）式で表すことができる。

アーム１０５ＴＮが備える各双方向チョッパ型単位変換器１０８のコンデンサ２０３に流れる電流ＩｃＴＮは、同様に、（３２）式で表すことができる。

ここで二次成分（２θの項）に着目すると、アーム電流のピーク値は、循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊で決まる電流二次成分の振幅以上となる。そのため、アーム電流ピーク値Ｉｐ＊は（３３）式で評価できる。ここでは、（３３）式中の循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊を、（３４）式によって導かれる値以上にすると、双方向チョッパ型単位変換器１０８の駆動に必要なコンデンサ２０３の電流Ｉｃが得られる。ただし、（３４）式に於いて、ルート部分の中が負となる時は、循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊を０とする。

（３４）式中の直流電流指令値Ｉｄｃ＊は、電力変換装置１０２ｃが交流系統１０１ａから受け取る有効電力Ｐと、直流系統に渡す電力とが一致するように、例えば（３５）式に基づいて作成する。

図９は、第１の実施形態に於ける循環電流指令値演算器５１０の論理構成を示す図である。
（３３）式、（３４）式を使った、第１の実施形態に於ける循環電流指令値演算器５１０による循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊の作成方法を、以下に説明する。

循環電流指令値演算器５１０は、まず（３５）式の演算を実行する。この演算は、循環電流指令値演算器５１０の乗算器５１１によって、（Ｖｄ×ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊）が計算され、これを除算器５１２によって、直流電圧指令値ＶＤＣ＊で除算され、直流電流指令値Ｉｄｃ＊が計算される。

循環電流指令値演算器５１０に於いて、直流電流指令値Ｉｄｃ＊によって、循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊が算出される。直流電流指令値Ｉｄｃ＊は、ゲイン５１３によって１／６が掛けられる。ゲイン５１３の出力は、乗算器５１４によって自乗値が計算される。これにより、（３４）式の平方根内の右項が計算される。

また、（３４）式の平方根内の第１項に含まれる変流器２０７の一次電流目標値であるアーム電流ピーク値Ｉｐ＊は、乗算器５１５によって自乗値が計算される。乗算器５１５の出力から、加減算器５１６によって乗算器５１４の出力が減算される。加減算器５１６の出力は、下限リミッタ５１７によってゼロ以下の値が出力されないように調整される。下限リミッタ５１７の出力は、ルート演算器５１８によって平方根が計算される。このようにして、（３４）式の右辺のルートの中が計算される。

下限リミッタ５１７の出力信号は、ルート演算器５１８にてルート演算され、乗算器５１９にて除算器５２６の結果と定数器５２７とが乗算され、（３４）式の結果が得られる。ここで定数器５２７は、（３／２）の平方根の２倍を出力するものである。

電力変換装置１０２ａが変換する電力が大きくなった場合、コンデンサ２０３に流れる電流Ｉｃは大きくなるので、（３４）式の値はゼロでよい。但し、電力変換装置１０２ａが変換する電力が大きい場合に、循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊の電流を出力すると、アーム電流が大きくなるので、（３４）式に、交流出力電流（系統電流）が大きい時に出力が小さくなるように係数を乗じる。これを（３６）式に示す。

循環電流指令値演算器５１０では、乗算器５２０，５２１にて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｑ軸電流指令値Ｉｑ＊の自乗を計算する。循環電流指令値演算器５１０では、加減算器５２２およびルート演算器５２３にて、電流振幅（（３６）式右辺のルート演算結果）を計算する。この電流振幅は、リミッタ５２４にて、上限が定格電流値に制限され、加減算器５２５にて、定格電流値と電流振幅の差（（３６）式の中括弧内の計算）が計算され、除算器５２６にて、定格電流値で除算することで、（３４）式に乗じる係数が計算される。

この得られた係数は、乗算器５１９にて、（３４）式の計算結果に乗算される。交流電流振幅が０のとき、（３４）式に乗じる係数が１、交流電流振幅が定格値以上で、（３４）式に乗じる係数が０となる。このようにして、循環電流指令値演算器５１０の乗算器５１９から循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊が出力される。

循環電流指令値演算器５１０の構成によれば、系統電流が流れていない場合でも、循環電流を流すことができる。例えば、Ｖｄ＝１３８［ｋＶ］、Ｖｄｃ＝２５０［ｋＶ］、循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊＝１００［Ａ］の場合、各アーム１０５のコンデンサ２０３に流れる電流の一次成分は（２７）〜（３２）式の右辺第二項より１８［Ａ］、二次成分は（２７）〜（３２）式右辺第四項より４１［Ａ］となる。

図１０（ａ），（ｂ）は、第１の実施形態に於けるコンデンサ電流波形を示す図である。
図１０（ａ）は、系統電流が流れていない場合のコンデンサ２０３に流れる電流の波形を示す図である。図の縦軸は、電流［Ａ］を示している。図の横軸は、時間［ｓ］を示している。
太実線は、アーム１０５ＲＰのコンデンサ電流ＩｃＲＰｂ＊を示している。細実線は、アーム１０５ＲＮのコンデンサ電流ＩｃＲＮｂ＊を示している。
これらの電流波形は、（２７）〜（３２）式から求められたものである。系統電流が流れていない場合であっても、循環電流が流れているので、コンデンサ２０３には、所定の振幅を有する電流（交流成分）が流れる。

図１０（ｂ）は、系統電流が流れている場合のコンデンサに流れる電流の波形を示す図である。図の縦軸は、電流［Ａ］を示している。図の横軸は、時間［ｓ］を示している。
太実線は、アーム１０５ＲＰのコンデンサ電流ＩｃＲＰ＊を示している。細実線は、アーム１０５ＲＮのコンデンサ電流ＩｃＲＮ＊を示している。
系統電流が流れている場合は、振幅があまり変わらない。例えば、Ｉｄ＊＝２．３２［ｋＡ］、Ｉｄｃ＝１．２８［ｋＡ］の場合、循環電流の有無によらず、各アーム１０５のコンデンサ２０３に流れる電流の一次成分が２８１［Ａ］、二次成分が２１３［Ａ］となる。

これら図１０（ａ），（ｂ）によれば、系統電流の有無にかかわらず、すなわち、負荷電流の有無にかかわらず、双方向チョッパ型単位変換器１０８のコンデンサ２０３には電流（交流成分）が流れることを意味している。

図１１は、第１の実施形態に於ける系統電流に対するコンデンサ一次電流の特性を示す図である。図の縦軸は、コンデンサ２０３に流れる電流の一次成分（以下、コンデンサ一次電流Ｉ＿ｃ１と記載する。）の振幅をアンペア単位で示している。図の横軸は、系統電流Ｉｄ［Ａ］を示している。
この図は、Ｉｑ２ｂ＊＝１００［Ａ］に於ける、コンデンサ一次電流Ｉ＿ｃ１の特性を示している。太実線は、循環電流を重畳する前のコンデンサ一次電流Ｉ＿ｃ１を示している。細実線は、循環電流を重畳した後のコンデンサ一次電流Ｉ＿ｃ１を示している。破線は、コンデンサ一次電流Ｉ＿ｃ１の循環電流による増加分を示している。
循環電流を流してない場合には、横軸の系統電流Ｉｄに対して、比例的にコンデンサ一次電流Ｉ＿ｃ１が生じる。それに対し、第１の実施形態では、循環電流指令値演算器５１０（図８参照）が循環電流を与えることにより、系統電流が流れない場合でも、２０（Ａ）程度のコンデンサ一次電流が生じている。

図１２は、第１の実施形態に於ける系統電流に対するコンデンサ二次電流の特性を示す図である。図の縦軸は、コンデンサ２０３に流れる電流の二次成分（以下、コンデンサ二次電流Ｉ＿ｃ２と記載する。）の振幅をアンペア単位で示している。図の横軸は、系統電流Ｉｄ［Ａ］を示している。
この場合には、循環電流指令値演算器５１０から循環電流を与えることにより、系統電流が流れないときでも、４０（Ａ）程度のコンデンサ二次電流Ｉ＿ｃ２が生じている。

第１の実施形態では、系統電流が流れない場合であっても、コンデンサ電流Ｉｃの一次成分または二次成分を利用して、自給電源２０６（図５参照）に電力を供給し、双方向チョッパ型単位変換器１０８自身を駆動させている。このことから、逆に言えば自給電源２０６の変流器２０７に必要なアーム電流ピーク値Ｉｐ＊から循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊は、例えば前記した（３４）式のように決定される。

例えば、自給電源２０６（図５参照）について、変流器２０７の変圧比が１０００Ａ対５Ａであり、負荷の抵抗が２０Ω相当であり、電圧調整回路３０５が動作するために必要な直流電圧が１０Ｖである場合を考える。電力変換装置１０２ａが変換している電力がゼロ（Ｉｄｃ＝０）でも、変流器２０７に基づく電力によってゲートドライバ２０５を動作させるためには、コンデンサ電流Ｉｃのピーク値を１００Ａ以上にする必要があり、この場合、循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊を（３７）式のようにして、２４５（Ａ）とすればよいことになる。

本実施形態では、循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊は、循環電流の二次成分（（２７）〜（３２）式の右辺第四項の振幅）によって決定している。しかし、これに限られず、循環電流二次成分ではなく、循環電流の一次成分の（（２７）〜（３２）式の右辺第二項の振幅）によって、循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊を決定しても、類似の効果が得られる。

本実施形態では、（２７）式の二次成分の実効値から循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊を決定する方法（（３３）式、（３４）式）で説明した。しかし、これに限られず（２７）〜（３２）式の一次成分、二次成分両方の実効値から、（３８）式のようにして、循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊を決めてもよい。

第１の実施形態ではアーム電流ピーク値Ｉｐ＊として１００Ａの例で説明した。しかし、これに限られず、アーム電流ピーク値Ｉｐ＊は、１００Ａ以外でもよく、例えばＩｐ＊＝Ｉｄｃ０／６（Ｉｄｃ０：定格電流値）としてもよい。このとき、負荷が小さいときも、大きいときも、ほぼ所定値のコンデンサ電流Ｉｃを流すことができる。これにより、変流器２０７の二次側巻線に流れる電流を、常に所定値とすることができ、抵抗Ｒ１や、ツェナーダイオードＺ１の選定が容易になる。

図１３（ａ）〜（ｇ）は、第１の実施形態に於ける電力変換装置１０２ａの運転状態を示す図である。図１３（ａ）〜（ｇ）に於いて横軸は、共通する運転状態を示している。

図１３（ａ）は、電力変換装置１０２ａの運転状態を示している。

図１３（ｂ）は、交流電力の状態遷移を模式的に示している。

図１３（ｃ）は、双方向チョッパ型単位変換器１０８のコンデンサ電圧Ｖｃｊｋの遷移を模式的に示している。

図１３（ｄ）は、自給電源２０６が有する給電コンデンサＣ２の電圧Ｖ２の遷移を模式的に示している。

図１３（ｅ）は、自給電源２０６が有する給電コンデンサＣ１の電圧Ｖ１の遷移を模式的に示している。

図１３（ｆ）は、循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊の遷移を模式的に示している。

図１３（ｇ）は、自給電源２０６の出力電圧Ｖｏｕｔの遷移を模式的に示している。

時間ｔ０から時間ｔ１に於いて、電力変換装置１０２ａは、停止状態である。このとき、交流電力と循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊とは、０（ｐ．ｕ）である。コンデンサ電圧ＶＣｊｋと、給電コンデンサＣ２の電圧Ｖ２と、給電コンデンサＣ１の電圧Ｖ１と、自給電源２０６の出力電圧Ｖｏｕｔは、全て０［Ｖ］である。初充電装置１２０と、遮断器１２１とは、いずれも投入されていない。

時間ｔ１に於いて、制御部１１２は、初充電装置１２０を投入する。これにより、各双方向チョッパ型単位変換器１０８のコンデンサ電圧ＶＣｊｋが上昇する。なお、コンデンサ２０３の充電完了は、運転準備の完了である。

双方向チョッパ型単位変換器１０８のコンデンサ電圧ＶＣｊｋが上昇すると、各双方向チョッパ型単位変換器１０８が備える自給電源２０６の給電コンデンサＣ２が充電され、さらに給電コンデンサＣ２に充電された電荷によって給電コンデンサＣ１も充電される。
時間ｔ１ａに於いて、給電コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧Ｖ１，Ｖ２が、電圧調整回路３０５の動作可能電圧まで上昇すると、自給電源２０６は、出力電圧Ｖｏｕｔをゲートドライバ２０５に印加し、自身への電力の供給を開始する。こうして、電力変換装置１０２ａは、運転準備を完了する。

時間ｔ２に於いて、制御部１１２が遮断器１２１を投入すると、電力変換装置１０２ａは、運転状態に移行する。自給電源２０６の給電コンデンサＣ１を充電するため、制御部１１２の循環電流指令値演算器５１０は、循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊を出力し、循環電流ＩＲｂ，ＩＳｂ，ＩＴｂを所定値とする。制御部１１２は、双方向チョッパ型単位変換器１０８のコンデンサ電圧ＶＣｊｋを定格値に制御する。

時間ｔ３に於いて、電力変換装置１０２ａの発電電力が増加すると、先に説明したように、コンデンサ２０３に流れる電流Ｉｃが増加する。これにより、循環電流ＩＲｂ，ＩＳｂ，ＩＴｂがゼロであっても、自給電源２０６の給電コンデンサＣ１は充電されるようになる。
そのため、時間ｔ４に於いて、制御部１１２は、循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊をゼロにしている。

運転状態から停止するときには、以下のように処理される。
時間ｔ５に於いて、電力変換装置１０２ａは、自身を停止させるために発電電力を低下させる。これにより、コンデンサ２０３に流れる電流Ｉｃが減少するため、時間ｔ５以降に於いて、制御部１１２は、循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊を次第に上昇させて、自給電源２０６の給電コンデンサＣ１を充電する。
時間ｔ６に於いて、制御部１１２は、循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊を所定値に上昇させて、自給電源２０６の給電コンデンサＣ１を充電する。
時間ｔ７に於いて、電力変換装置１０２ａは、運転を停止する。制御部１１２は、運転停止後の適宜のタイミングで、循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊をゼロに復帰させる。

このように、二次成分を追加することにより、系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴが小さいか、または、流れていない場合でも、自給電源２０６の給電コンデンサＣ１を充電できるだけの電流Ｉｃを、コンデンサ２０３に流すことができる。

図１４（ａ），（ｂ）は、第１の実施形態に於ける循環電流と系統電流とを示す波形図である。

図１４（ａ）は、時間ｔ２〜ｔ４前後に於ける循環電流ＩＲｂ，ＩＳｂ，ＩＴｂの波形を示す図である。縦軸は、循環電流［Ａ］を示している。横軸は、図１４と図１５で共通する時間［ｓ］を示している。

図１４（ｂ）は、時間ｔ２〜ｔ４前後に於ける系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴの波形を示す図である。縦軸は、系統電流Ｉｄｒｅｆ［Ａ］を示している。横軸は、図１４と図１５で共通する時間［ｓ］を示している。
これらの図より、系統電流Ｉｄｒｅｆが流れていない０．２〜０．４秒に於いて、本実施形態の電力変換装置１０２ａは、循環電流を流していることがわかる。更に、系統電流Ｉｄｒｅｆが流れている０．５秒以降に於いて、本実施形態の電力変換装置１０２ａは、循環電流を流していないことがわかる。

図１５（ａ）〜（ｄ）は、第１の実施形態に於けるコンデンサ電圧／電流を示す波形図である。

図１５（ａ）は、コンデンサ電圧ＶＣｊｋの二次成分振幅を示す図である。縦軸は、電圧［Ｖ］を示している。横軸は、図１４と図１５で共通する時間［ｓ］を示している。

図１５（ｂ）は、コンデンサ電圧ＶＣｊｋの一次成分振幅を示す図である。縦軸は、電圧［Ｖ］を示している。横軸は、図１４と図１５で共通する時間［ｓ］を示している。

図１５（ｃ）は、コンデンサ電流Ｉｃの二次成分振幅を示す図である。縦軸は、電流［Ａ］を示している。横軸は、図１４と図１５で共通する時間［ｓ］を示している。

図１５（ｄ）は、コンデンサ電流Ｉｃの一次成分振幅を示す図である。縦軸は、電流［Ａ］を示している。横軸は、図１４と図１５で共通する時間［ｓ］を示している。
これらの図より、系統電流Ｉｄｒｅｆが流れていない０．２〜０．４秒に於いて、本実施形態の電力変換装置１０２ａは、循環電流により、コンデンサ電流Ｉｃの一次成分の振幅と二次成分の振幅とを得ていることがわかる。更に、系統電流Ｉｄｒｅｆが流れている０．５秒以降に於いて、本実施形態の電力変換装置１０２ａは、系統電流により、コンデンサ電流Ｉｃの一次成分の振幅と二次成分の振幅とを得ていることがわかる。

このように、双方向チョッパ型単位変換器１０８は、コンデンサ２０３に印加される電圧から、自身を駆動するための電力を供給する回路（図５の給電コンデンサＣ２を含む回路）と、コンデンサ２０３に流れる電流Ｉｃから、変流器２０７によって、自身を駆動するための電力を供給する回路（図５の給電コンデンサＣ１を含む回路）を備えている。双方向チョッパ型単位変換器１０８は、電力変換装置１０２ａが運転開始した後、制御部１１２によって、コンデンサ２０３に流れる電流Ｉｃの一次成分の振幅、または、電流Ｉｃの二次成分の振幅が所定値以上となるように制御され、変流器２０７により、自身を駆動するための電力を供給する構成としている。

（第１の実施形態の効果）
以上説明した第１の実施形態では、次の（Ａ）〜（Ｅ）のような効果がある。

（Ａ） 双方向チョッパ型単位変換器１０８のコンデンサ２０３に印加される電圧から給電する回路は、数千Ｖの直流電圧を、抵抗Ｒ２，Ｒ３で分圧して低電圧を作成する。そのため、抵抗Ｒ２により、電力の損失が発生する。特に数Ｗの電力を供給しようとする場合は、抵抗Ｒ２による電力の損失は顕著となる。第１の実施形態によれば、双方向チョッパ型単位変換器１０８は、電力変換装置１０２ａの運転中に、変流器２０７を介してゲートドライバ２０５に電源を供給できる。そのため、抵抗Ｒ２による電力の損失を少なくすることが可能になる。

（Ｂ） 双方向チョッパ型単位変換器１０８は、コンデンサ２０３に、電力取得手段である変流器２０７を直列接続し、変流器２０７の二次側に流れる電流を整流して、給電コンデンサＣ１に蓄えている。これにより、コンデンサ２０３に流れる電流の交流成分から、直流の電力を供給することができる。

（Ｃ） 制御部１１２は、電力変換装置１０２ａの交流出力電力が小さい時に、アーム１０５に２次成分の循環電流ＩＲｂ，ＩＳｂ，ＩＴｂを流している。これにより、電力変換装置１０２ａの交流出力電力が小さいときであっても、自給電源２０６の変流器２０７を介して、自身のゲートドライバ２０５に電源を供給できる。

（Ｄ） 双方向チョッパ型単位変換器１０８の自給電源２０６は、コンデンサ２０３に印加された両端電圧を整流して、給電コンデンサＣ２に蓄えている。これにより、コンデンサ２０３に流れる電流の振幅が小さい初期状態に於いて、コンデンサ２０３に印加された直流電圧によって、電力を供給することができる。

（Ｅ） 双方向チョッパ型単位変換器１０８の自給電源２０６は、給電コンデンサＣ１と電圧調整回路３０５の入力端子とは直結されており、給電コンデンサＣ２と電圧調整回路３０５の入力端子との間に、順方向接続されたダイオードＤ３によって接続されている。これにより、給電コンデンサＣ１による電力の供給が行われるようになったときには、給電コンデンサＣ２への充電と放電とは殆ど行われなくなり、よって抵抗Ｒ２による電力の損失を少なくすることができる。

（第２の実施形態の構成）
第２の実施形態の直流送電システム１００は、第１の実施形態の直流送電システム１００（図１参照）と同様に構成されている。

図１６は、第２の実施形態に於ける制御部１１２の論理構成を示す図である。第１の実施形態の制御部１１２（図６参照）と同一の要素には同一の符号を付与している。
第２の実施形態の制御部１１２ａは、第１の実施形態の制御部１１２（図６参照）とは異なるアーム電圧指令値生成部３１１ａを備えている。第２の実施形態のアーム電圧指令値生成部３１１ａは、第１の実施形態のアーム電流調整器３３０（図６参照）とは異なるアーム電流調整器３３０ａを備え、更に、二次振幅検出器３１６と、最小値演算器３１７と、加減算器３１８と、制御ゲイン３１９とを備えている。
第２の実施形態のアーム電流調整器３３０ａは、第１の実施形態の循環電流指令値演算部５００を備えておらず、かつ、第１の実施形態のアーム電流調整回路６００とは異なるアーム電流調整回路６００ａを備えている。
第２の実施形態の制御部１１２ａは、循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊の与え方が第１の実施形態の制御部１１２とは異なる。第１の実施形態の制御部１１２は、循環電流指令値演算部５００（図８参照）によって、最適な循環電流を演算し、コンデンサ電流Ｉｃを確保していた。
第２の実施形態の制御部１１２ａは、二次振幅検出器３１６によってコンデンサ電圧ＶＣｊｋの二次振幅を検出し、最小値演算器３１７によって、検出した二次振幅の最小値Ｖｃ２ｍを検出し、この最小値Ｖｃ２ｍが所定値（コンデンサ電圧変動指令値Ｖｃ２＊）に収束するようにフィードバック制御している。

図１７は、第２の実施形態に於けるアーム電流調整器３３０ａの論理構成を示す図である。第１の実施形態のアーム電流調整器３３０（図８参照）と同一の要素には同一の符号を付与している。
第２の実施形態のアーム電流調整器３３０ａは、第１の実施形態のアーム電流調整器３３０とは異なり、循環電流指令値演算部５００を備えておらず、アーム電流調整器３３０ａの外から循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊が、ｑ軸の加減算器６１１に与えられている。
第２の実施形態のアーム電流調整回路６００ａは、第１の実施形態のアーム電流調整回路６００に加えて更に、定数器６２０を備えている。定数器６２０は、ｄ軸の加減算器６１１に、循環電流指令値Ｉｄ２ｂ＊として０を出力するものである。

（第２の実施形態の動作）

図１７に示す循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊の作成方法を、図１６を参照して説明する。
二次振幅検出器３１６は、各コンデンサ電圧検出線１１４を介して、各コンデンサ電圧Ｖｃｊｋ（図４参照）を双方向チョッパ型単位変換器１０８ごとに取得し、各コンデンサ電圧Ｖｃｊｋの二次成分の電圧振幅を、最小値演算器３１７に出力する。
最小値演算器３１７は、各コンデンサ電圧Ｖｃｊｋの二次成分に於ける電圧振幅の最小値Ｖｃ２ｍを演算し、加減算器３１８に出力する。
加減算器３１８は、コンデンサ電圧変動指令値Ｖｃ２＊と最小値Ｖｃ２ｍとの差（Ｖｃ２＊−Ｖｃ２ｍ）を演算し、制御ゲイン３１９に出力する。
制御ゲイン３１９は、加減算器３１８の出力信号に対して比例積分制御を行い、ｑ軸の循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊を得る。
この構成により、制御部１１２ａは、コンデンサ電圧ＶＣの変動の二次成分が小さくなると、循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊の値を大きくすることができる。これにより、各双方向チョッパ型単位変換器１０８は、自給電源２０６の変流器２０７に流れる電流から、自身に電源を供給することができる。

第２の実施形態では、電力変換装置１０２ａの出力電力が大きくなると、その成分でコンデンサ２０３の電圧変動が大きくなる。コンデンサ２０３の電圧変動が大きくなると、循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊は小さくなる。よって、第２の実施形態の電力変換装置１０２ａにより、第１の実施形態の電力変換装置１０２ａと同等の効果を得ることができる。
図１８は、第２の実施形態に於ける系統電流に対するコンデンサ一次電圧の特性を示す図である。
この図は、循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊が１００［Ａ］の時の、系統電流とコンデンサ電圧ＶＣの一次電圧変動Ｖ＿ｃ１との関係を示している。図の縦軸は、コンデンサ電圧ＶＣの一次電圧変動Ｖ＿ｃ１［Ｖ］を示している。図の横軸は、系統電流Ｉｄ［Ａ］を示している。
太実線は、循環電流を重畳する前の一次電圧変動Ｖ＿ｃ１を示している。細実線は、循環電流を重畳した後の一次電圧変動Ｖ＿ｃ１を示している。破線は、一次電圧変動Ｖ＿ｃ１の循環電流の重畳による増加分を示している。
循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊により、循環電流を重畳して流すことで、コンデンサ２０３の一次電圧変動Ｖ＿ｃ１が増加することがわかる。第２の実施形態では、コンデンサ２０３の一次電圧変動Ｖ＿ｃ１が所定値以上となるように制御することで、第１の実施形態と同等の効果を得ている。

図１９は、第２の実施形態に於ける系統電流に対するコンデンサ二次電圧の特性を示す図である。
この図は、コンデンサ電圧ＶＣの変動に現れる。循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊が１００［Ａ］の時の、系統電流とコンデンサ電圧ＶＣの二次電圧変動Ｖ＿ｃ２との関係を示している。図の縦軸は、コンデンサ電圧ＶＣの二次電圧変動Ｖ＿ｃ２［Ｖ］を示している。図の横軸は、系統電流Ｉｄ［Ａ］を示している。
太実線は、循環電流を重畳する前の二次電圧変動Ｖ＿ｃ２を示している。細実線は、循環電流を重畳した後の二次電圧変動Ｖ＿ｃ２を示している。破線は、二次電圧変動Ｖ＿ｃ２の循環電流の重畳による増加分を示している。
循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊により、循環電流を重畳して流すことで、コンデンサ２０３の二次電圧変動Ｖ＿ｃ２が増加することがわかる。第２の実施形態では、コンデンサ２０３の二次電圧変動Ｖ＿ｃ２が所定値以上となるように制御することで、第１の実施形態と同等の効果を得ている。

図２０（ａ），（ｂ）は、第２の実施形態に於ける循環電流と系統電流とを示す波形図である。

図２０（ａ）は、図１３の時間ｔ２〜ｔ４前後に於ける循環電流の波形を示す図である。縦軸は、循環電流［Ａ］を示している。横軸は、図２０と図２１で共通する時間［ｓ］を示している。

図２０（ｂ）は、図１３の時間ｔ２〜ｔ４前後に於ける系統電流の波形を示す図である。縦軸は、系統電流Ｉｄｒｅｆ［Ａ］を示している。横軸は、図２０と図２１で共通する時間［ｓ］を示している。
これらの図より、系統電流Ｉｄｒｅｆが流れていない０．２〜０．４秒に於いて、本実施形態の電力変換装置１０２ａは、循環電流を流していることが分かる。更に、系統電流Ｉｄｒｅｆが流れている０．５秒以降に於いて、本実施形態の電力変換装置１０２ａは、循環電流を流していないことがわかる。

図２１（ａ）〜（ｄ）は、第２の実施形態に於けるコンデンサ電圧／電流を示す図である。
図２１（ａ）は、図１３の時間ｔ２〜ｔ４前後に於けるコンデンサ電圧ＶＣの二次成分振幅を示す図である。縦軸は、電圧［Ｖ］を示している。横軸は、図２０と図２１で共通する時間［ｓ］を示している。

図２１（ｂ）は、図１３の時間ｔ２〜ｔ４前後に於けるコンデンサ電圧ＶＣの一次成分振幅を示す図である。縦軸は、電圧［Ｖ］を示している。横軸は、図２０と図２１で共通する時間［ｓ］を示している。

図２１（ｃ）は、図１３の時間ｔ２〜ｔ４前後に於けるコンデンサ電流Ｉｃの二次成分振幅を示す図である。縦軸は、電流［Ａ］を示している。横軸は、図２０と図２１で共通する時間［ｓ］を示している。

図２１（ｄ）は、図１３の時間ｔ２〜ｔ４前後に於けるコンデンサ電流Ｉｃの一次成分振幅を示す図である。縦軸は、電流［Ａ］を示している。横軸は、図２０と図２１で共通する時間［ｓ］を示している。
これらの図より、系統電流Ｉｄｒｅｆが流れていない０．２〜０．４秒に於いて、本実施形態の電力変換装置１０２ａは、循環電流により、コンデンサ電圧ＶＣの一次成分の振幅と二次成分の振幅とを得ていることがわかる。更に、系統電流Ｉｄｒｅｆが流れている０．５秒以降に於いて、本実施形態の電力変換装置１０２ａは、系統電流により、コンデンサ電圧ＶＣの一次成分の振幅と二次成分の振幅とを得ていることがわかる。

第１の実施形態と第２の実施形態の電力変換装置１０２ａは、系統電流が小さい時にも、循環電流ＩＲｂ，ＩＳｂ，ＩＴｂのｑ軸の二次成分の振幅が所定値以上になるように調整している。これにより、各双方向チョッパ型単位変換器１０８は、自給電源２０６の変流器２０７に流れる電流によって、自身に電源を供給することができる。循環電流ＩＲｂ，ＩＳｂ，ＩＴｂのｑ軸の二次成分は、系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴとは周波数が異なるために、制御しやすい。更に、系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴが大きい場合には、循環電流ＩＲｂ，ＩＳｂ，ＩＴｂのｑ軸の二次成分によるコンデンサ電流Ｉｃの振幅増加が小さくなる。よって、第１の実施形態と第２の実施形態の電力変換装置１０２ａは、循環電流ＩＲｂ，ＩＳｂ，ＩＴｂのｑ軸の二次成分を調整している。
しかし、これに限られず、電力変換装置１０２ａは、循環電流ＩＲｂ，ＩＳｂ，ＩＴｂのｑ軸の二次成分のかわりに、循環電流ＩＲｂ，ＩＳｂ，ＩＴｂのｑ軸の一次成分、またはｄ軸の二次成分を調整してもよい。

（第２の実施形態の効果）
以上説明した第２の実施形態では、次の（Ｆ），（Ｇ）のような効果がある。

（Ｆ） 循環電流ＩＲｂ，ＩＳｂ，ＩＴｂのｑ軸の二次成分は、系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴとは周波数が異なる。そのため、このｑ軸の二次成分は制御しやすく、循環電流ＩＲｂ，ＩＳｂ，ＩＴｂを所望の大きさにすることができる。これにより、双方向チョッパ型単位変換器１０８は、自給電源２０６の変流器２０７に流れる電流から、安定して自身に電源を供給することができる。

（Ｇ） 第２の実施形態の制御部１１２ａは、二次振幅検出器３１６によってコンデンサ電圧ＶＣの二次振幅を検出し、最小値演算器３１７によって、検出した二次振幅の最小値を検出し、この最小値が所定値に収束するようにフィードバック制御している。これにより、直接的にコンデンサに流れる電流を検出して、その電流の最小値が所定値以上となるように制御することができ、双方向チョッパ型単位変換器１０８自身を更に安定に駆動するように電力を供給できる。

（第３の実施形態の構成）

図２２は、第３の実施形態に於ける直流送電システムの概略の構成を示す図である。
第３の実施形態の直流送電システム１００ｂは、第１の実施形態および第２の実施形態と同様に、電圧型の電力変換装置１０２ｃ，１０２ｄを用いて構成されている。しかし、第３の実施形態の電力変換装置１０２ｃ，１０２ｄは、回路構成が第１の実施形態および第２の実施形態の電力変換装置１０２ａ，１０２ｂとは異なる。

第３の実施形態の直流送電システム１００ｂは、電力変換装置１０２ｃと電力変換装置１０２ｄとを備えている。第３の実施形態の直流送電システム１００ｂは、交流系統１０１ａと交流系統１０１ｂの間に、電力変換装置１０２ｃと電力変換装置１０２ｄとが接続されている。電力変換装置１０２ｃは、正の直流端子Ｐｃと負の直流端子Ｎｃとを備えている。電力変換装置１０２ｄは、正の直流端子Ｐｄと負の直流端子Ｎｄとを備えている。電力変換装置１０２ｃと電力変換装置１０２ｄとの間は、正の直流端子Ｐｃと正の直流端子Ｐｄとが接続され、更に負の直流端子Ｎｃと負の直流端子Ｎｄとが接続されている。これら正の直流端子Ｐｃ，Ｐｄの接続と、負の直流端子Ｎｃ，Ｎｄの接続とは、直流系統（直流送電線路）を構成している。ここで、直流端子Ｐｃ，Ｐｄの電圧は、直流端子Ｎｃ，Ｎｄの電圧よりも高いものとする。
第３の実施形態の直流送電システム１００ｂは、例えば、第１の交流系統である交流系統１０１ａの電力を、第２の交流系統である交流系統１０１ｂに供給するものである。直流送電システム１００ｂは、第１の電力変換装置である電力変換装置１０２ｃに於いて交流を直流に変換し、直流系統を介して第２の電力変換装置である電力変換装置１０２ｄに於いて直流を交流に電力変換する。これら電力変換装置１０２ｃ，１０２ｄは、各種信号線を介して制御装置１５０に接続されている。

次に電力変換装置１０２ｃ，１０２ｄの構成について説明するが、これらは、ほぼ同一構成なので、ここでは電力変換装置１０２ｃを中心に説明する。

電力変換装置１０２ｃは、交流電圧センサ１１０と、初充電装置１２０と、遮断器１２１と、変圧器１３０と、各相のアーム１０５（Ｒ相のアーム１０５Ｒ、Ｓ相のアーム１０５Ｓ、Ｔ相のアーム１０５Ｔ）と、交流電流センサ１４０と、制御装置１５０と、ゲート信号線１１３と、コンデンサ電圧検出線１１４と、直流電圧センサ１１５とを備えている。

電力変換装置１０２ｃは、遮断器１２１を介して交流系統１０１ａに接続している。第３の実施形態では、変圧器１３０の交流系統１０１ａ側を１次側とし、各線を一次側端子Ｒ，Ｓ，Ｔとする。また、第３の実施形態では、変圧器１３０の各相の二次側の正側を、二次側正端子Ｒｂ，Ｓｂ，Ｔｂとし、変圧器１３０の各相の二次側の負側は、二次側負端子Ｎｘ（負側の直流端子Ｎｃ）に接続されている。

Ｒ相のアーム１０５Ｒは、単位変換器群１０６Ｒと、アーム電流センサ１１１とを備え、これらが直列接続されている。単位変換器群１０６Ｒは、Ｍ個（Ｍは２以上の自然数）の双方向チョッパ型単位変換器１０８が直列接続されている。
Ｓ相のアーム１０５Ｓは、単位変換器群１０６Ｓと、アーム電流センサ１１１とを備え、これらが直列接続されている。単位変換器群１０６Ｓは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８が直列接続されている。
Ｔ相のアーム１０５Ｔは、単位変換器群１０６Ｔと、アーム電流センサ１１１とを備え、これらが直列接続されている。単位変換器群１０６Ｓは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８が直列接続されている。

次に、変圧器１３０の内部の構成について説明する。
変圧器１３０は、鉄心１３１Ｒ，１３１Ｓ，１３１Ｔと、巻線１３２ＲＡ，１３２ＲＢ，１３２ＲＣと、巻線１３２ＳＡ，１３２ＳＢ，１３２ＳＣと、巻線１３２ＴＡ，１３２ＴＢ，１３２ＴＣとを備え、更に、一次側端子Ｒ，Ｓ，Ｔと、二次側正端子Ｒｂ，Ｓｂ，Ｔｂと、二次側負端子Ｎｘと、内部端子Ｎｙとを備えている。二次側負端子Ｎｘは、第２の直流端子である負側の直流端子Ｎｃに接続されている。

鉄心１３１Ｒには、第１の二次巻線である巻線１３２ＲＢと、第２の二次巻線である巻線１３２ＴＣとが、それぞれ同じ巻数だけ巻かれている。鉄心１３１Ｒには更に、一次巻線である巻線１３２ＲＡが、巻線１３２ＴＣと同方向に巻かれている。
鉄心１３１Ｓには、第１の二次巻線である巻線１３２ＳＢと、第２の二次巻線である巻線１３２ＲＣとが、それぞれ同じ巻数だけ巻かれている。鉄心１３１Ｓには更に、一次巻線である巻線１３２ＳＡが、巻線１３２ＲＣと同方向に巻かれている。
鉄心１３１Ｔには、第１の二次巻線である巻線１３２ＴＢと、第２の二次巻線である巻線１３２ＳＣとが、それぞれ同じ巻数だけ巻かれている。鉄心１３１Ｔには更に、一次巻線である巻線１３２ＴＡが、巻線１３２ＳＣと同方向に巻かれている。
変圧器１３０は、これら複数の鉄心１３１Ｒ，１３１Ｓ，１３１Ｔを備えている。
以下、鉄心１３１Ｒ，１３１Ｓ，１３１Ｔを特に区別しないときには、単に鉄心１３１と記載する。各巻線１３２ＲＡ〜１３２ＴＣを特に区別しないときには、単に巻線１３２と記載する。これらの巻線１３２は、各鉄心１３１Ｒ，１３１Ｓ，１３１Ｔに対して同じ方向に巻かれている。

各鉄心１３１に於いて、図中の二次側正端子Ｒｂ，Ｓｂ，Ｔｂの方向にある端子を、正側端子と呼ぶ。図中の二次側負端子Ｎｘ（負側の直流端子Ｎｃ）の方向にある端子を、負側端子と呼ぶ。
巻線１３２ＲＡ，１３２ＳＡ，１３２ＴＡの正側端子は、それぞれ一次側端子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続されている。巻線１３２ＲＡ，１３２ＳＡ，１３２ＴＡの負側端子は、互いに接続され、スター結線（Ｙ結線）されている。すなわち、一次巻線である巻線１３２ＲＡ，１３２ＳＡ，１３２ＴＡは、交流系統１０１ａにＹ接続されている。
第１の二次巻線である巻線１３２ＲＢ，１３２ＳＢ，１３２ＴＢの正側端子は、それぞれ異なる相の鉄心１３１に巻かれた第２の二次巻線である巻線１３２ＲＣ，１３２ＳＣ，１３２ＴＣの正側端子に接続されている。
各相のアーム１０５Ｒ，１０５Ｓ，１０５Ｔの一端は、正側の直流端子Ｐｃに接続されている。
第１の二次巻線１３２ＲＢ，１３２ＳＢ，１３２ＴＢの負側端子は、それぞれ二次側正端子Ｒｂ，Ｓｂ，Ｔｂに接続され、各相のアーム１０５Ｒ，１０５Ｓ，１０５Ｔの他端に接続されている。
第２の二次巻線である巻線１３２ＲＣ，１３２ＳＣ，１３２ＴＣの負側端子は、全て二次側負端子Ｎｘ（負側の直流端子Ｎｃ）に接続されている。
ここで、二次側正端子Ｒｂ，Ｓｂ，Ｔｂから二次側負端子Ｎｘ（負側の直流端子Ｎｃ）に向かって、同一の直流電流を流したときを考える。鉄心１３１Ｒに於いて、巻線１３２ＲＢに発生する磁束と、巻線１３２ＴＣに発生する磁束は、逆方向かつ同一の強さであるため、互いに打ち消し合う。鉄心１３１Ｓに於いて、巻線１３２ＳＢに発生する磁束と、巻線１３２ＲＣに発生する磁束は、逆方向かつ同一の強さであるため、互いに打ち消し合う。鉄心１３１Ｔに於いて、巻線１３２ＴＢに発生する磁束と、巻線１３２ＳＣに発生する磁束は、逆方向かつ同一の強さであるため、互いに打ち消し合う。
これにより、電力変換装置１０２ｃ，１０２ｄは、交流系統１０１ａ，１０１ｂの系統電流とは独立に、直流系統の電流Ｉｄｃを流すことができる。

第３の実施形態に於いて、巻線１３２ＲＡ，１３２ＳＡ，１３２ＴＡは、内部端子Ｎｙにそれぞれ接続され、スター結線（Ｙ結線）されている。しかし、これに限られず、巻線１３２ＲＡ，１３２ＳＡ，１３２ＴＡは、デルタ結線（Δ結線）としても構成してもよい。

遮断器１２１の両端子間には、初充電装置１２０を並列に接続している。初充電装置１２０は、電力変換装置１０２ｃを構成する双方向チョッパ型単位変換器１０８が持つ直流部のコンデンサ２０３を初期充電するための装置である。初充電装置１２０は、例えば、抵抗器と遮断器の直列回路で構成し、遮断器１２１が投入される前に動作して、双方向チョッパ型単位変換器１０８が持つ直流部のコンデンサ２０３を初期充電する。

Ｒ相のアーム１０５Ｒの一端は、変圧器１３０の二次側正端子Ｒｂに接続されている。Ｒ相のアーム１０５Ｒの他端は、直流端子Ｐｃ（第１の直流端子）に接続されている。アーム１０５Ｒに於いて、単位変換器群１０６Ｒが出力する電圧は、出力電圧ＶＲａとする。アーム１０５Ｒには、二次側正端子Ｒｂから直流端子Ｐｃの方向に、アーム電流ＩＲａが流れる。出力電圧ＶＲａとアーム電流ＩＲａは、二次側正端子Ｒｂから直流端子Ｐｃの方向が正である。
Ｓ相のアーム１０５Ｓの一端は、変圧器１３０の二次側正端子Ｓｂに接続されている。Ｓ相のアーム１０５Ｓの他端は、直流端子Ｐｃ（第１の直流端子）に接続されている。アーム１０５Ｓに於いて、単位変換器群１０６Ｓが出力する電圧は、出力電圧ＶＳａとする。アーム１０５Ｒには、二次側正端子Ｓｂから直流端子Ｐｃの方向に、アーム電流ＩＳａが流れる。出力電圧ＶＳａとアーム電流ＩＳａは、二次側正端子Ｓｂから直流端子Ｐｃの方向が正である。
Ｔ相のアーム１０５Ｔの一端は、変圧器１３０の二次側正端子Ｔｂに接続されている。Ｔ相のアーム１０５Ｔの他端は、直流端子Ｐｃ（第１の直流端子）に接続されている。アーム１０５Ｔに於いて、単位変換器群１０６Ｔが出力する電圧は、出力電圧ＶＲａとする。アーム１０５Ｔには、二次側正端子Ｔｂから直流端子Ｐｃの方向に、アーム電流ＩＴａが流れる。出力電圧ＶＴａとアーム電流ＩＳａは、二次側正端子Ｔｂから直流端子Ｐｃの方向が正である。
第３の実施形態では、各アーム１０５の他端が第１の直流端子である直流端子Ｐｃに接続され、変圧器１３０の二次側負端子Ｎｘが第２の直流端子である負側の直流端子Ｎｃに接続されている。しかし、これに限られず、各アーム１０５の他端が負側の直流端子Ｎｃに接続され、変圧器１３０の二次側負端子Ｎｘが正側の直流端子Ｐｃに接続されていてもよい。

次に、制御装置１５０の動作について簡単に説明する。なお、本実施形態では、変圧器１３０の巻数比（巻線１３２ＲＡ，１３２ＲＢ，１３２ＴＣ）、（巻線１３２ＳＡ，１３２ＳＢ，１３２ＲＣ）、（巻線１３２ＴＡ，１３２ＴＢ，１３２ＳＣ）が、それぞれ２：１：１である場合を想定して説明する。しかし、これに限られず、巻数比は、（Ｘ：１：１）であってもよい。これにより、電力変換装置１０２ｃ，１０２ｄは、系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴを流すことなく、アーム１０５Ｒ，１０５Ｓ，１０５Ｔに零相成分の電流を流すことができる。

制御装置１５０には、電力変換装置１０２ｃ，１０２ｄの双方が備える交流電圧センサ１１０と、直流電圧センサ１１５と、各アーム電流センサ１１１と、交流電流センサ１４０から信号が取り込まれている。
制御装置１５０は、コンデンサ電圧検出線１１４を介して、双方向チョッパ型単位変換器１０８のコンデンサ電圧ＶＣｊｋｌ（ｊ＝Ｒ，Ｓ，Ｔ、ｋ＝１，２，…，Ｍ、ｌ＝ｃ，ｄ）を取り込んでいる。

制御装置１５０は、電力変換装置１０２ｃを制御する制御部１１２ｃと、電力変換装置１０２ｄを制御する制御部１１２ｄと、直流電流検出部１５１と、直流電流調整部１５２とを備えている。

直流電流検出部１５１は、電力変換装置１０２ｃのアーム電流ＩＲａ，ＩＳａ，ＩＴａの総和を計算し、直流電流Ｉｄｃを計算するものである。しかし、これに限られず、直流電流検出部１５１は、電力変換装置１０２ｃの循環電流ＩＲｂ，ＩＳｂ，ＩＴｂから、直流電流Ｉｄｃを計算する構成としてもよい。更に、制御装置１５０は、直流電流検出部１５１を設けず、直流電流Ｉｄｃを直接に検出する電流センサを設けてもよい。

直流電流調整部１５２は、直流電流Ｉｄｃおよび電力変換装置１０２ｃ，１０２ｄのコンデンサ電圧ＶＣｊｋｌ（ｊ＝Ｒ，Ｓ，Ｔ、ｋ＝１，２，…，Ｍ、ｌ＝ｃ，ｄ）に基づき、零相アーム電圧指令値Ｖ０ａ＊，Ｖ０ｂ＊を生成する。直流電流調整部１５２は、電力変換装置１０２ｃの制御部１１２ｃに第１の零相アーム電圧指令値Ｖ０ａ＊を出力し、電力変換装置１０２ｄの制御部１１２ｄに第２の零相アーム電圧指令値Ｖ０ｂ＊を出力するものである。直流電流調整部１５２の動作は、後記する図２５で詳細に説明する。

電力変換装置１０２ｃの制御部１１２ｃは、電力変換装置１０２ｃの各センサ検出値および零相アーム電圧指令値Ｖ０ａ＊に基づき、ゲート信号ＧＨｘｋ，ＧＬｘｋ（ｘ＝Ｒ，Ｓ，Ｔ、ｋ＝１，２，…，Ｍ）を生成し、ゲート信号線１１３を介して、電力変換装置１０２ｃの各双方向チョッパ型単位変換器１０８に転送する。
第１の実施形態で説明したように、ゲート信号ＧＨｘｋは、双方向チョッパ型単位変換器１０８のハイサイドスイッチング素子２０１Ｈを駆動する信号である。ゲート信号ＧＬｘｋは、双方向チョッパ型単位変換器１０８のローサイドスイッチング素子２０１Ｌを駆動する信号である。

電力変換装置１０２ｄの制御部１１２ｄは、電力変換装置１０２ｄの各センサ検出値および零相アーム電圧指令値Ｖ０ｂ＊に基づき、ゲート信号ＧＨｘｋ，ＧＬｘｋ（ｘ＝Ｒ，Ｓ，Ｔ、ｋ＝１，２，…，Ｍ）を生成し、ゲート信号線１１３を介して、電力変換装置１０２ｄの各双方向チョッパ型単位変換器１０８に転送する。制御部１１２ｄの機能構成は、制御部１１２ｃと同一なので、以降の説明を省略する。

図２３は、第３の実施形態に於ける制御部１１２ｃの論理構成を示す図である。
制御部１１２ｃは、電力変換装置１０２ｃに与えるアーム電圧指令値ＶＲａ＊，ＶＳａ＊，ＶＴａ＊を生成するアーム電圧指令値生成部３１１ｂと、アーム電圧指令値ＶＲａ＊，ＶＳａ＊，ＶＴａ＊を各双方向チョッパ型単位変換器１０８に分配する指令値分配部３１３ｂを備えている。

アーム電圧指令値生成部３１１ｂは、交流系統１０１ａから電力変換装置１０２ｃに流入する電力を所定値に制御する電力制御機能と、アーム１０５Ｒ，１０５Ｓ，１０５Ｔに流すアーム電流ＩＲａ，ＩＳａ，ＩＴａおよび系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴを制御する電流制御機能と、前記２つの制御機能を実現するためのアーム電圧指令値ＶＲａ＊，ＶＳａ＊，ＶＴａ＊を生成する機能を備えている。交流側電力演算器３４０ｂは、第１の実施形態の交流側電力演算器３４０とは異なり、系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴと系統電圧ＶＧＲ，ＶＧＳ，ＶＧＴによって有効電力Ｐと無効電力Ｑとを算出するように構成されている。有効電力調整器ＡＰＲと、無効電力調整器ＡＱＲとは、第１の実施形態と同一の機能であり、説明を省略する。
アーム電圧指令値生成部３１１ｂは、電力変換装置１０２ｃと交流系統１０１ａの間に流れる系統電流の有無、および、電力変換装置１０２ｄと交流系統１０１ｂの間に流れる系統電流の有無によらず、双方向チョッパ型単位変換器１０８のコンデンサ２０３に電流を流すのに必要なアーム電圧指令値ＶＲａ＊，ＶＳａ＊，ＶＴａ＊を生成する。

制御部１１２ｃの電流制御機能は、アーム電流調整器３３０ｂによって実行される。アーム電流調整器３３０ｂは、交流電圧センサ１１０で求めた交流各相の系統電圧ＶＧＲ，ＶＧＳ，ＶＧＴと、アーム電流センサ１１１で求めたアーム電流ＩＲａ，ＩＳａ，ＩＴａと、交流電流センサ１４０で求めた系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴと、直流電流調整部１５２で演算された零相アーム電圧指令値Ｖ０ａ＊と、有効電力調整器ＡＰＲで求めた交流側のｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と、無効電力調整器ＡＱＲで求めたｑ軸電流指令値Ｉｑ＊（無効分電流指令）とを用いて、アーム電圧指令値ＶＲａ＊，ＶＳａ＊，ＶＴａ＊を生成する。

指令値分配部３１３ｂは、第１の実施形態の指令値分配部３１３とは異なり、３種のゲートパルス生成部３１２を有し、ゲート信号線１１３によって、アーム１０５Ｒの各双方向チョッパ型単位変換器１０８と、アーム１０５Ｓの各双方向チョッパ型単位変換器１０８と、アーム１０５Ｔの各双方向チョッパ型単位変換器１０８とに、それぞれ接続されている。
指令値分配部３１３ｂは、アーム電圧指令値ＶＲａ＊が入力されたとき、ゲート信号ＧＨＲｋ，ＧＬＲｋを、アーム１０５Ｒの各双方向チョッパ型単位変換器１０８に出力する。指令値分配部３１３ｂは、アーム電圧指令値ＶＳａ＊が入力されたとき、ゲート信号ＧＨＳｋ，ＧＬＳｋを、アーム１０５Ｓの各双方向チョッパ型単位変換器１０８に出力する。指令値分配部３１３ｂは、アーム電圧指令値ＶＴａ＊が入力されたとき、ゲート信号ＧＨＴｋ，ＧＬＴｋを、アーム１０５Ｔの各双方向チョッパ型単位変換器１０８に出力する。

図２４は、第３の実施形態に於けるアーム電流調整器３３０ｂの論理構成を示す図である。第１の実施形態のアーム電流調整器３３０（図８参照）と同一の要素には同一の符号を付与している。

第３の実施形態のアーム電流調整器３３０ｂは、第１の実施形態のｄ−ｑ変換回路４００（図８参照）とは異なるｄ−ｑ変換回路４００ｂと、第１の実施形態のアーム電流調整回路６００（図８参照）とは異なるアーム電流調整回路６００ｂと、第１の実施形態のアーム電圧指令値算出部８００（図８参照）とは異なるアーム電圧指令値算出部８００ｂとを備えている。

（ｄ−ｑ変換回路４００ｂの構成と動作）
ｄ−ｑ変換回路４００ｂは、アーム電流ＩＲａ，ＩＳａ，ＩＴａを、ｄ軸電流ＩｄＦＢと、ｑ軸電流ＩｑＦＢとに変換する。

ｄ−ｑ変換回路４００ｂは、第１の実施形態と同様に、α−β変換部４０２によって、（８）式に基づき、アーム電流ＩＲａ，ＩＳａ，ＩＴａを、α軸電流Ｉａとβ軸電流Ｉｂとに変換する。ここで、（８）式の系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴは、それぞれ交流系統１０１ａに流れる電流ＩＲａ，ＩＳａ，ＩＴａと読み替えるものとする。
ｄ−ｑ変換回路４００ｂは、第１の実施形態と同様に、ｄ−ｑ変換部４０３によって、（９）式に基づき、α軸電流Ｉａとβ軸電流Ｉｂとを、ｄ軸電流ＩｄＦＢとｑ軸電流ＩｑＦＢとに変換する。
ここで、ｄ−ｑ変換部４０３に用いる位相角θは、交流系統１０１ａの系統電圧ＶＧＲ，ＶＧＳ，ＶＧＴから位相検出器３０６（図２３参照）で検出した位相角θであり、系統電圧ＶＧＲの位相に同期している。

（アーム電流調整回路６００ｂの構成と動作）
アーム電流調整回路６００ｂは、第１の実施形態と同様に、加減算器６０１と、ゲイン６０２と、加減算器６０３とを備え、更に行列演算器６０４を備えている。行列演算器６０４は、入力された２個の入力信号に行列演算を行い、２個の出力信号を出力するものである。
アーム電流調整回路６００ｂは、（３９）式に基づいて、ｄ−ｑ変換回路４００ｂの出力であるｄ軸電流ＩｄＦＢがｄ軸電流指令値Ｉｄ＊に収束し、ｑ軸電流ＩｑＦＢがｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に収束するようにフィードバック制御して、交流電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を出力する。

（３９）式の右辺第１項のｄ軸電圧成分ＶＧｄおよびｑ軸電圧成分ＶＧｑは、ｄ−ｑ変換回路７００に於いて、α−β変換部７０１およびｄ−ｑ変換部７０２によって、前記した（２）式と、前記した（１６）式に基づき、系統電圧ＶＧＲ，ＶＧＳ，ＶＧＴを演算したものに、３の平方根の１／２を掛けてアーム電圧指令としたものである。なお、前記した（１６）式の左辺のｄ軸電圧成分Ｖｄを、ｄ軸電圧成分ＶＧｄと読み替え、前記した（１６）式の左辺のｑ軸電圧成分Ｖｑを、ｑ軸電圧成分ＶＧｑと読み替える。

また（３９）式が示すアーム電流調整回路６００ｂに於いて、ゲイン６０２は、例えば比例積分調整器などで構成されていてもよい。
第１の電流制御手段であるアーム電流調整回路６００ｂは、交流出力ｄｑ軸電流を構成するｄ軸電流ＩｄＦＢがｄ軸電流指令値Ｉｄ＊に収束し、かつ、交流出力ｄｑ軸電流を構成するｑ軸電流ＩｑＦＢがｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に収束するように、加減算器６０１とゲイン６０２とにより、フィードバック制御する。行列演算器６０４により、フィードバック制御の結果を行列演算する。加減算器６０３により、ｄ軸電圧成分ＶＧｄとｑ軸電圧成分ＶＧｑとから、行列演算の結果を減算する。乗算器６０５により、３の平方根の１／２のゲインを掛けて、第１の偏差信号である交流電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を出力する。

（アーム電圧指令値算出部８００ｂの構成と動作）
アーム電圧指令値算出部８００ｂは、第１の実施形態と同様に、逆ｄ−ｑ変換部８０１と、逆α−β変換部８０２とを備え、更に加減算器８２５と、ゲイン８２４とを備えている。
アーム電圧指令値算出部８００ｂは、第１の実施形態と同様に、逆ｄ−ｑ変換部８０１によって、前記した（１７）式に基づき、ｄｑ軸交流電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から、αβ軸の交流電圧指令値Ｖａ＊，Ｖｂ＊を演算する。

最終的にアーム電圧指令値算出部８００ｂは、逆α−β変換部８０２と、ゲイン８２４と、加減算器８２５とによって、（４０）式に基づき、αβ軸の交流電圧指令値Ｖａ＊，Ｖｂ＊、および、直流電流調整部１５２から出力された零相アーム電圧指令値Ｖ０ａ＊から、アーム電圧指令値ＶＲａ＊，ＶＳａ＊，ＶＴａ＊を演算する。

このようにして得られたアーム電圧指令値ＶＲａ＊，ＶＳａ＊，ＶＴａ＊は、図２３の指令値分配部３１３ｂに出力（伝送）される。

（指令値分配部３１３ｂの動作）
指令値分配部３１３ｂ（図２３参照）の動作について、ゲートパルス生成部３１２から、順次その動作を説明する。但し、ここでは単位変換器群１０６Ｒを構成する複数の双方向チョッパ型単位変換器１０８を点弧する例について説明する。

単位変換器群１０６Ｒに対するゲートパルス生成部３１２は、例えばパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）を用い、（４０）式で得られた各アーム電圧指令値ＶＲａ＊と、単位変換器群１０６Ｒの出力電圧ＶＲａとが極力一致するように、ゲート信号ＧＨＲｋ，ＧＬＲｋを生成する。このゲートパルス生成部３１２は、ゲート信号ＧＨＲｋ，ＧＬＲｋによって、単位変換器群１０６Ｒに含まれるＭ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧ＶＲａを制御する。

以下同様に、単位変換器群１０６Ｓに対するゲートパルス生成部３１２は、出力電圧ＶＳａを制御するゲート信号ＧＨＳｋ，ＧＬＳｋを生成する。
単位変換器群１０６Ｔに対するゲートパルス生成部３１２は、出力電圧ＶＳａを制御するゲート信号ＧＨＴｋ，ＧＬＴｋを生成する。

図２５は、第３の実施形態に於ける直流電流調整部１５２の論理構成を示す図である。
直流電流調整部１５２は、コンデンサ電圧検出線１１４を介して、各双方向チョッパ型単位変換器１０８からコンデンサ電圧ＶＣｊｋｌを取得し、直流電流検出部１５１から電流Ｉｄｃを取得し、零相アーム電圧指令値Ｖ０ａ＊，Ｖ０ｂ＊を算出するものである。
直流電流調整部１５２は、コンデンサ電圧ＶＣの変動が小さい時に、直流系統に周波数ｆｄｃ[Ｈｚ]の交流成分を有する電流Ｉｄｃを流すことにより、双方向チョッパ型単位変換器１０８が自給電源２０６の変流器２０７によって自身に電力を供給可能なように、直流電流Ｉｄｃを調整するものである。ここで、周波数ｆｄｃ[Ｈｚ]は、交流系統１０１ａの周波数である系統周波数ｆａとは異なり、かつ、交流系統１０１ｂの周波数である系統周波数ｆｂとも異なる値となるように調整する。
ここで、直流系統に流れる電流Ｉｄｃに含まれる周波数ｆｄｃ[Ｈｚ]の交流成分のことを、交流成分ＩｄｃＡＣと記載する。交流成分ＩｄｃＡＣは、零相成分の電流である。

まず、周波数ｆｄｃの交流成分ＩｄｃＡＣの指令値の演算について説明する。
振幅検出器９０１は、コンデンサ電圧検出線１１４を介して、電力変換装置１０２ｃおよび電力変換装置１０２ｄの各コンデンサ２０３の電圧であるコンデンサ電圧ＶＣｊｋｌが入力されたとき、その両端電圧の最大値と最小値の差を、コンデンサ電圧ＶＣｊｋｌの振幅として最小値演算器９０２に出力する。振幅検出器９０１が最大値と最小値とを測定する時間は、電流の交流成分の一周期以上が含まれる時間であり、かつ、周波数ｆｄｃ成分の電流の一周期以上が含まれる時間とする。

最小値演算器９０２は、コンデンサ電圧ＶＣｊｋｌの振幅が入力されたとき、振幅最小値Ｖｃａｍｐを算出して、加減算器９０３に出力する。加減算器９０３は、（４１）式に基づいて、振幅最小値Ｖｃａｍｐが、振幅指令値Ｖｃａｍｐ＊以上となるように、周波数ｆｄｃに係る交流成分指令値ＩｄｃＡＣ＊を演算し、ゲイン９０４に出力する。ゲイン９０４は、加減算器９０３の出力結果に所定のゲインを掛けて、交流成分指令値ＩｄｃＡＣ＊を出力する。

ここで、ゲイン９０４は、例えば比例積分調整器などである。ゲイン９０４は、交流成分指令値ＩｄｃＡＣ＊が、０を下回らないように制御するものである。

次に、直流電流Ｉｄｃの調整について説明する。

発振器９１１は、振幅１で周波数ｆｄｃの正弦波ｃｏｓ（θｄ）を発振し、乗算器９１２と乗算器９２２とに出力する。

乗算器９１２と移動平均演算器９１３と乗算器９１４とは、（４２）式に基づいて、直流電流Ｉｄｃから交流成分ＩｄｃＡＣを計算する。移動平均演算器９１３の移動平均時間は、１／ｆｄｃ[ｓ]とする。

加減算器９０５と、ゲイン９２１と、乗算器９２２とは、（４３）式に基づいて、直流電流Ｉｄｃの交流成分ＩｄｃＡＣが、交流成分指令値ＩｄｃＡＣ＊と一致するように、零相アーム電圧指令値Ｖ０ａ＊，Ｖ０ｂ＊を演算する。

直流電圧指令値ＶＤＣ＊は、乗算器９３１によって（１／３）の平方根が乗算される。加減算器９３２によって、乗算器９２２の出力と、乗算器９３１の出力とが加算され、（４４）式に基づき、零相アーム電圧指令値Ｖ０ａ＊が算出される。零相アーム電圧指令値Ｖ０ａ＊は、制御部１１２ｃに出力される。
加減算器９３３によって、乗算器９３１の出力から乗算器９２２の出力が減算され、（４５）式に基づき、零相アーム電圧指令値Ｖ０ｂ＊が算出される。零相アーム電圧指令値Ｖ０ｂ＊は、制御部１１２ｄに出力される。

なお、本実施形態は、直流電流調整部１５２（図２５参照）の制御により、各双方向チョッパ型単位変換器１０８の自給電源２０６を駆動するのに充分な電流（交流成分）を、各アーム１０５に流していることに特徴がある。

（第３の実施形態の効果の説明）
第３の実施形態の構成並びに制御を採用した場合に、双方向チョッパ型単位変換器１０８は、変流器２０７から給電コンデンサＣ１を充分に充電可能であり、よって、自身を駆動する電力を供給可能なことを説明する。この説明により更に、直流送電システム１００ｂが軽負荷の状態であっても、双方向チョッパ型単位変換器１０８は、自身を駆動するために充分な電力が得られることを明らかにする。
以下、直流送電システム１００ｂの動作条件を、ｆａ＝６０[Ｈｚ]、ｆｄｃ＝１０[Ｈｚ]、ＶＧｄ＝３１．２[ｋＶ]、Ｖｄｃ＝５１．１[ｋＶ]、Ｖｃ＝２．９５[ｋＶ]、Ｍ＝２０[個]、コンデンサ１個あたりの容量ｃ＝０．００４１[Ｆ]とする。ここでθｄ［ｒａｄ］は、直流電流の位相角で、初期位相θ０［ｒａｄ］を用いて（４６）式で表されるものとする。

前提条件として、系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴが（４７）〜（４９）式で表され、系統電圧ＶＧＲ，ＶＧＳ，ＶＧＴが（５０）〜（５２）式で表される場合を考える。なお、Ｉａｃは系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴの振幅を表す。φは力率角を表す。また、ＶＧｑ≒０[Ｖ]とするため、（５０）〜（５２）式ではＶＧｑの項を省略している。

直流電流指令値Ｉｄｃ＊を、交流系統１０１ａから受け取る有効電力Ｐと、直流系統に渡す電力とを一致させ、さらに、本実施形態の特徴である直流系統に流れる電流Ｉｄｃの交流成分ＩｄｃＡＣの項を加えると、（５３）式のように表せる。

このとき、アーム電流ＩＲａ，ＩＳａ，ＩＴａは、（５４）〜（５６）式で表される。

更に、出力電圧ＶＲａ，ＶＳａ，ＶＴａは、（５７）〜（５９）式で表される。

まず、Ｒ相のコンデンサ２０３に流れるコンデンサ電流ＩＲｃは、アーム電流ＩＲａと通流率との積で表される。Ｒ相のコンデンサ２０３に印加されたコンデンサ電圧ＶＲｃは、コンデンサ２０３に流れる電流ＩＲｃの積分に比例して変化する。このため、Ｒ相のコンデンサ２０３に流れるコンデンサ電流ＩＲｃは（６０）式で表される。Ｒ相のコンデンサ２０３に印加されたコンデンサ電圧ＶＲｃは、（６１）式で表される。なお、Ｓ相やＴ相も、同様にして表すことができる。（６０）式と（６１）式に於いて、Ｍはアームあたりのセルの個数を示している。

振幅検出器９０１の出力がΔＶＲｃ[Ｖ]であり、最小値と最大値とを計測する時間が１／ｆｄｃ＝０．１[ｓ]であり、コンデンサ２０３の容量をｃとすると、コンデンサ２０３に流れるコンデンサ電流ＩＲｃの最大値は、（６２）式以上となる。

そのため、例えば、振幅１０[Ａ]以上の電流を、コンデンサ２０３に流したい場合は、振幅指令値Ｖｃａｍｐ＊＝１０÷０．０４１＝２４４[Ｖ]とすればよい。

次に、振幅指令値Ｖｃａｍｐ＊を与えた時の動作について説明する。

まず、系統電流の値が小さい場合の動作について、系統電流振幅Ｉａｃ＝０[Ａ]、振幅指令値Ｖｃａｍｐ＊＝２４４［Ｖ］の場合を例に説明する。この場合、コンデンサ電圧ＶＲｃの最大値と最小値の差、即ち（６１）式の最大値と最小値との差は、（６３）式以上となる。

もし、ＩｄｃＡＣ＝０[Ａ]であれば、アーム１０５に電流が流れないので、振幅最小値Ｖｃａｍｐが、振幅指令値Ｖｃａｍｐ＊より小さくなり、直流電流調整部１５２は、交流成分指令値ＩｄｃＡＣ＊を増加させて、アーム１０５に交流電流を流す様に制御を行う。

図２６は、第３の実施形態に於ける系統電流無し時のコンデンサ電圧波形を示す図である。縦軸は、電圧［Ｖ］を示している。横軸は、時間［ｓ］を示している。
実線は、Ｒ相のアーム１０５Ｒに於けるコンデンサ電圧ＶＲｃの波形を示している。破線は、Ｓ相のアーム１０５Ｓに於けるコンデンサ電圧ＶＳｃの波形を示している。一点鎖線は、Ｔ相のアーム１０５Ｔに於けるコンデンサ電圧ＶＴｃの波形を示している。
これから、系統電流が電力変換装置１０２ｃに流れていないときでも、コンデンサ電圧ＶＲｃ，ＶＳｃ，ＶＴｃには、所定の交流成分の振幅を有していることが分かる。

図２７は、第３の実施形態に於ける系統電流無し時のコンデンサ電流波形を示す図である。縦軸は、電流［Ａ］を示している。横軸は、時間［ｓ］を示している。
実線は、Ｒ相のアーム１０５Ｒに於けるコンデンサ電流ＩＲｃの波形を示している。破線は、Ｓ相のアーム１０５Ｓに於けるコンデンサ電流ＩＳｃの波形を示している。一点鎖線は、Ｔ相のアーム１０５Ｔに於けるコンデンサ電流ＩＴｃの波形を示している。
これから、系統電流が電力変換装置１０２ｃに流れていないときでも、コンデンサ電流ＩＲｃ，ＩＳｃ，ＩＴｃには、所定の交流成分が含まれていることが分かる。よって、双方向チョッパ型単位変換器１０８が、自身を駆動するのに充分な電流の交流成分がコンデンサ２０３に流れることを示している。

逆に、交流成分ＩｄｃＡＣが２１６［Ａ］以上であれば、（６３）式より、振幅指令値Ｖｃａｍｐ＊は、（１．１３×ＩｄｃＡＣ）［Ｖ］によって近似計算できるので、振幅最小値Ｖｃａｍｐは２４４[Ｖ]以上となる。そのため、直流電流調整部１５２は、交流成分指令値ＩｄｃＡＣ＊が減少するように制御を行う。その結果、振幅最小値Ｖｃａｍｐが２４４[Ｖ]に近づき、コンデンサ２０３に、振幅１０[Ａ]以上の電流が流れる様になる。

この場合、直流系統に電流が流れることになるが、流れる電流は交流成分のみである。そのため、電力変換装置１０２ｃから電力変換装置１０２ｄに流れる電力は平均０[Ｗ]である。直流回路は、電力変換装置１０２ｃと電力変換装置１０２ｄのみを接続しているため、直流送電システム１００ｂの外部に影響を与えることは無い。

また、電力変換装置１０２ｃに与える直流電流指令値と、電力変換装置１０２ｄに与える直流電流指令値とは、符号反転の関係である必要がある。これは、直流電流指令値を生成する直流電流調整部１５２（図２２参照）を、直流送電システム１００ｃに於いて共通にすることによって実現している。

直流系統を流れる電流Ｉｄｃの周波数ｆｄｃは、交流系統１０１ａの系統周波数ｆａとも交流系統１０１ｂの系統周波数ｆｂとも異なる。そのため、アーム１０５間に流れる電力は、平均０[Ｗ]である。

次に、系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴが大きい場合を考える。直流系統を流れる電流Ｉｄｃには、交流成分ＩｄｃＡＣが含まれておらず、かつ、系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴの力率が１（φ＝０）としたとき、コンデンサ電圧は（６４）式で表される。

（６４）式に於いて、２π・ｆａ・ｔ＋（１／６）π＝±（１／２）πの場合に着目することにより、コンデンサ電圧の最大値と最小値の差が（６５）式以上であることが分かる。

系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴの振幅が６００[Ａ]であれば、コンデンサ電圧ＶＣの最大値と最小値の差である振幅最小値Ｖｃａｍｐは１９３８[Ｖ]となり、振幅指令値Ｖｃａｍｐ＊より大きい。そのため、直流電流調整部１５２は、直流系統に流れる電流Ｉｄｃの交流成分ＩｄｃＡＣが減少するように制御を行い、電流Ｉｄｃの交流成分ＩｄｃＡＣは０[Ａ]となる。なお、この場合は、直流系統に流れる電流Ｉｄｃの交流成分ＩｄｃＡＣがなくても、双方向チョッパ型単位変換器１０８が自身を駆動するのに充分な電流の交流成分が、アーム１０５に流れている。

図２８は、第３の実施形態に於ける系統電流有り時のコンデンサ電流波形を示す図である。縦軸は、電流［Ａ］を示している。横軸は、時間［ｓ］を示している。
実線は、Ｒ相のアーム１０５Ｒに於けるコンデンサ電流ＩＲｃの波形を示している。破線は、Ｓ相のアーム１０５Ｓに於けるコンデンサ電流ＩＳｃの波形を示している。一点鎖線は、Ｔ相のアーム１０５Ｔに於けるコンデンサ電流ＩＴｃの波形を示している。
このコンデンサ電流ＩＲｃ，ＩＳｃ，ＩＴｃの波形は、双方向チョッパ型単位変換器１０８が、自身を駆動するのに充分な電流の交流成分がコンデンサ２０３に流れていることを示している。

第３の実施形態に於ける運転状態は、第１の実施形態の運転状態（図１３参照）と同様である。

（第３の実施形態の効果）
以上説明した第３の実施形態では、次の（Ｈ）のような効果がある。

（Ｈ） 直流送電システム１００ｂの電力変換装置１０２ｃ，１０２ｄは、リアクトルが不要となるので、第１、第２実施形態の電力変換装置１０２ａ，１０２ｂと同様の効果に加えて、体積と重量とを小さくできる。

（第４の実施形態の構成）

図２９は、第４の実施形態に於ける直流送電システム１００ｃの概略の構成を示す図である。図２２に示す第３の実施形態の直流送電システム１００ｂと同一の要素には同一の符号を付与している。
第４の実施形態の直流送電システム１００ｃは、第３の実施形態の制御装置１５０（図２２参照）とは異なる制御装置１５０ｃを備えている。第４の実施形態の制御装置１５０ｃは、第３の実施形態の直流電流調整部１５２（図２２参照）とは異なる直流電流調整部１５２ｃを備えている。
第４の実施形態の直流電流調整部１５２ｃは、第３の実施形態の直流電流調整部１５２とは異なり、直流電流Ｉｄｃの交流成分指令値ＩｄｃＡＣ＊を、（６６）式にて生成している。

（６６）式に於いて、Ｉｐａ＊は、電力変換装置１０２ｃのアーム電流の振幅指令値である。Ｉｐｂ＊は、電力変換装置１０２ｄのアーム電流の振幅指令値である。
直流電流調整部１５２ｃには、直流電流Ｉｄｃに加えて、交流電流指令値Ｉｄａ＊および交流電流指令値Ｉｄｂ＊が入力されている。交流電流指令値Ｉｄａ＊[Ａ]は、電力変換装置１０２ｃの交流電流指令値である。交流電流指令値Ｉｄｂ＊[Ａ]は、電力変換装置１０２ｄの交流電流指令値である。
交流電流指令値Ｉｄａ＊は、電力変換装置１０２ｃが備えている制御部１１２ｃから出力される。交流電流指令値Ｉｄｂ＊は、電力変換装置１０２ｄが備えている制御部１１２ｄから出力される。
なお、制御部１１２ｃは、図３０に示す通り、交流電流指令値Ｉｄａ＊を出力している点が第３の実施形態の制御部１１２ｃと異なっている。制御部１１２ｄは、交流電流指令値Ｉｄｂ＊を出力している点が第３の実施形態の制御部１１２ｄと異なっている。
直流電流調整部１５２ｃは、後記する図３１で詳細に説明する。

図３０は、第４の実施形態に於ける制御部１１２ｃの論理構成を示す図である。
第４の実施形態の制御部１１２ｃは、第３の実施形態の制御部１１２ｃ（図２３参照）に加えて、交流電流指令値Ｉｄａ＊を直流電流調整部１５２ｃに出力している、それ以外は、同様に構成されている。

図３１は、第４の実施形態に於ける直流電流調整部１５２ｃの論理構成を示す図である。
絶対値演算器９４０は、交流電流指令値Ｉｄａ＊の絶対値を演算して、乗算器９４１に出力する。乗算器９４１は、２の平方根の２倍を乗算して、加減算器９４３に出力する。加減算器９４３は、変数器９４２が出力した（３・Ｉｐａ＊）から乗算器９４１の出力を減算して、演算器９４４に出力する。演算器９４４は、加減算器９４３の出力に、１／ｃｏｓ（π・ｆａ／ｆｄｃ）を乗算して、最大値演算器９７０に出力する。
絶対値演算器９５０は、交流電流指令値Ｉｄｂ＊の絶対値を演算して、乗算器９５１に出力する。乗算器９５１は、２の平方根の２倍を乗算して、加減算器９５３に出力する。加減算器９５３は、変数器９５２が出力した（３・Ｉｐｂ＊）から乗算器９５１の出力を減算して、演算器９５４に出力する。演算器９５４は、加減算器９５３の出力に、１／ｃｏｓ（π・ｆｂ／ｆｄｃ）を乗算して、最大値演算器９７０に出力する。
最大値演算器９７０は、演算器９４４の出力と、演算器９５４の出力と、定数９６０の出力である「０」とを比較し、それらの最大値を算出し、交流成分指令値ＩｄｃＡＣ＊として加減算器９０５に出力する。以降の演算は、第３の実施形態の直流電流調整部１５２（図２５参照）の演算と同様である。

（第４の実施形態の動作）
次に、第４の実施形態に於ける直流送電システム１００ｃの構成並びに制御を採用したときに充分なコンデンサ２０３の電流Ｉｃを得ることについて説明する。この説明により、軽負荷の状態であっても、充分な電力が得られることを明らかにする。

アーム１０５のコンデンサ２０３に流れる電流Ｉｃ（ＩｃＲ，ＩｃＳ，ＩｃＴ）は、ゲートオン時に、それぞれアーム電流ＩＲａ，ＩＳａ，ＩＴａと一致し、ゲートオフ時に０となる。そのため、電流Ｉｃの最大値は、アーム電流ＩＲａ，ＩＳａ，ＩＴａの最大値と同じである。電流Ｉｃの最小値は、アーム電流ＩＲａ，ＩＳａ，ＩＴａの最小値と同じである。

アーム電流ＩＲａの交流成分ＩＲＡＣａは、（６７）式で表すことができる。

アーム電流ＩＳａの交流成分ＩＳＡＣａは、（６８）式で表すことができる。

アーム電流ＩＴａの交流成分ＩＳＡＣａは、（６９）式で表すことができる。

直流系統の電流Ｉｄｃに含まれる交流成分ＩｄｃＡＣの周波数ｆｄｃが、系統周波数ｆａより小さいと仮定すると、電力変換装置１０２ｃのアーム電流の振幅Ｉｐａは、（７０）式で表すことができる。

同様に、直流系統の電流Ｉｄｃに含まれる交流成分ＩｄｃＡＣの周波数ｆｄｃが、系統周波数ｆａより小さいと仮定すると、電力変換装置１０２ｄのアーム電流の振幅Ｉｐｂは、（７１）式で表すことができる。

系統電流が小さく、アーム電流の振幅指令値Ｉｐａ＊が、交流電流指令値Ｉｄａ＊に（２／３）の平方根の２倍を掛けたものより大きい条件を満たし、かつ、アーム電流の振幅指令値Ｉｐｂ＊が、交流電流指令値Ｉｄｂ＊に（２／３）の平方根の２倍を掛けたものより大きい条件を満たすならば、（６６）式より、交流成分指令値ＩｄｃＡＣ＊は、（７２）式で表される。

（７２）式を、（７０）式と（７１）式とに代入すると、アーム電流の振幅Ｉｐａは、アーム電流の振幅指令値Ｉｐａ＊以上であり、かつ、アーム電流の振幅Ｉｐｂは、アーム電流の振幅指令値Ｉｐｂ＊以上であることが分かる。
系統電流が大きく、Ｉｐａ＊が、Ｉｄａ＊に２の平方根に（２／３）を乗算したものより大きい条件を満たし、かつ、Ｉｐｂ＊が、Ｉｄｂ＊に２の平方根に（２／３）を乗算したものより大きい条件を満たすならば、（６６）式より、交流成分指令値ＩｄｃＡＣ＊は０[Ａ]となる。しかし、交流成分指令値ＩｄｃＡＣ＊が０[Ａ]でも、系統電流が充分大きいため、ＩｐａがＩｐａ＊以上の条件と、ＩｐｂがＩｐｂ＊以上の条件とを満たす。

以上より、系統電流の大きさによらず、コンデンサ２０３に流れるコンデンサ電流Ｉｃの振幅を大きくすることが可能であることを説明した。

第４の実施形態の直流電流調整部１５２ｃは、交流電流指令値Ｉｄａ＊，Ｉｄｂ＊から、直流系統に流れる電流Ｉｄｃの交流成分指令値ＩｄｃＡＣ＊を生成している。しかし、これに限られず、直流電流調整部１５２ｃは、（３５）式を組み合わせることにより、直流電流指令値Ｉｄｃ＊から、直流系統に流れる電流Ｉｄｃの交流成分指令値ＩｄｃＡＣ＊を生成してもよい。

なお、直流系統に流れる電流Ｉｄｃの交流成分ＩｄｃＡＣの周波数ｆｄｃが、系統周波数ｆａよりも大きく、かつ、系統周波数ｆｂよりも大きい場合でも、同様の効果が得られる。

（第４の実施形態の効果）
以上説明した第４の実施形態では、第３の実施形態の効果に加えて更に、次の（Ｉ）のような効果がある。

（Ｉ） 直流電流調整部１５２ｃは、交流電流指令値Ｉｄａ＊および交流電流指令値Ｉｄｂ＊に基づいて、交流成分指令値ＩｄｃＡＣ＊を算出している。よって、各コンデンサ電圧ＶＣｊｋｌ全ての振幅を求めている第３実施形態と比較して、直流電流Ｉｄｃの交流成分ＩｄｃＡＣを、少ない計算量で短時間に算出することができる。

（第５の実施形態の構成）
第５の実施形態の直流送電システム１００は、第１の実施形態の直流送電システム１００（図１参照）と同様に構成されている。第５の実施形態の電力変換装置１０２ａ，１０２ｂは、第１の実施形態の電力変換装置１０２ａ，１０２ｂ（図１参照）と同様に構成されている。
以下、第１の実施形態と共通の構成である図１、図４、図５については説明を省略し、図６、図８、図９に代えて用いる図３２、図３３、図３４について説明する。

図３２は、第５の実施形態に於ける制御部１１２ｇの論理構成を示す図である。第１の実施形態の制御部１１２（図６参照）と同一の要素には同一の符号を付与している。
第５の実施形態の制御部１１２ｇは、第１の実施形態の制御部１１２（図６参照）とは異なるアーム電圧指令値生成部３１１ｄを備えている。第５の実施形態のアーム電圧指令値生成部３１１ｄ（図６参照）は、第１の実施形態のアーム電流調整器３３０とは異なるアーム電流調整器３３０ｄを備えている他は、第１の実施形態の制御部１１２と同様に構成されている。

図３３は、第５の実施形態に於けるアーム電流調整器３３０ｄの論理構成を示す図である。第１の実施形態のアーム電流調整器３３０と同一の構成には同一の符号を付与している。
第５の実施形態のアーム電流調整器３３０ｄは、第１の実施形態のｄ−ｑ変換回路４００（図８参照）とは異なるｄ−ｑ変換回路４００ｄと、第１の実施形態の循環電流指令値演算部５００（図８参照）とは異なる循環電流指令値演算部５００ｄとを備えている。
アーム電流調整器３３０ｄは、アーム電流（ＩＲＰ，ＩＳＰ，ＩＴＰ，ＩＲＮ，ＩＳＮ，ＩＴＮ）を、ｄ軸電流ＩｄＦＢ、ｑ軸電流ＩｑＦＢ、ｄ軸循環電流ＩｄｂＦＢ、ｑ軸循環電流ＩｑｂＦＢの４変数に変換し、それぞれ個別に制御するものである。

（ｄ−ｑ変換回路４００ｄの構成と動作）
ｄ−ｑ変換回路４００ｄは、加減算器４０１と加減算器４１１とによって、（７３）〜（７５）式に基づき、アーム電流（ＩＲＰ，ＩＳＰ，ＩＴＰ，ＩＲＮ，ＩＳＮ，ＩＴＮ）を、系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴ、および、循環電流ＩＲｂ，ＩＳｂ，ＩＴｂの６個の変数に変換する。

ｄ−ｑ変換回路４００ｄは、α−β変換部４０２によって、（７６）式に基づき、系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴを、α軸電流Ｉａとβ軸電流Ｉｂとに変換する。

ｄ−ｑ変換回路４００ｄは、ｄ−ｑ変換部４０３によって、（７７）式に基づき、α軸電流Ｉａとβ軸電流Ｉｂとを、ｄ軸電流ＩｄＦＢとｑ軸電流ＩｑＦＢとに変換する。ここで、ｄ−ｑ変換部４０３に用いる位相角θは、交流系統１０１ａの系統電圧ＶＧＲ，ＶＧＳ，ＶＧＴから位相検出器３０６で検出したものであり、系統電圧ＶＧＲの位相に同期している。

ｄ−ｑ変換回路４００ｄは、α−β変換部４１３によって、（７８）式に基づき、循環電流ＩＲｂ，ＩＳｂ，ＩＴｂを、α軸電流Ｉａｂとβ軸電流Ｉｂｂとに変換する。

ｄ−ｑ変換回路４００ｄは、ｄ−ｑ変換部４１４によって、（７９）式に基づき、α軸電流Ｉａｂとβ軸電流Ｉｂｂとを、ｄ軸循環電流ＩｄｂＦＢとｑ軸循環電流ＩｑｂＦＢとに変換する。ここで、ｄ−ｑ変換部４１４に用いる位相角２θは、位相検出器３０６で検出したθの２倍の位相角である。循環電流の周波数は、系統周波数の２倍となる。

（循環電流指令値演算部５００ｄの構成）
第５の実施形態の循環電流指令値演算部５００ｄは、第１の実施形態の循環電流指令値演算器５１０（図８参照）とは異なる循環電流指令値演算器５１０ｄを備えている。循環電流指令値演算部５００ｄは、循環電流指令値演算器５１０ｄにｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を入力し、循環電流指令値Ｉｄ２ｂ＊，Ｉｑ２ｂ＊を算出して、アーム電流調整回路６００に出力するものである。

図３４は、第５の実施形態に於ける循環電流指令値演算器５１０ｄの論理構成を示す図である。
循環電流指令値演算器５１０ｄは、乗算器５３０，５３１と、加減算器５３２，５３３と、乗算器５３４と、ルート演算器５３５と、ゲイン５３６，５３７と、除算器５３８と、乗算器５４０，５４１と、除算器５４２と、ゲイン５４３と、除算器５４４とを備えている。

循環電流指令値演算器５１０ｄは、以下のように動作する。
ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊は、乗算器５３０によって自乗値が算出される。ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊は、乗算器５３１によって自乗値が算出される。加減算器５３２によって、乗算器５３０の算出結果から、乗算器５３１の算出結果が減算される。乗算器５３４によって、加減算器５３２の算出結果と、後記する除算器５４２の算出結果とが乗算される。ゲイン５３６によって、乗算器５３４の算出結果にゲインＫ₁が乗算される。除算器５３８によって、ゲイン５３６の算出結果は、後記するゲイン５３７の算出結果によって除算されて、循環電流指令値Ｉｄ２ｂ＊が算出される。
加減算器５３３によって、乗算器５３０の算出結果に、乗算器５３１の算出結果が加算される。ルート演算器５３５によって、加減算器５３３の算出結果の平方根が算出される。ゲイン５３７によって、ルート演算器５３５の算出結果にゲインＫ₂が乗算される。
乗算器５４０によって、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とが乗算される。除算器５４２によって、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊は、ルート演算器５３５の算出結果によって除算されて、ｃｏｓφが算出される。乗算器５４１によって、乗算器５４０の算出結果と除算器５４２とが乗算される。ゲイン５４３によって、乗算器５４１の算出結果にゲインＫ₃が乗算される。除算器５４４によって、ゲイン５４３の算出結果は、ゲイン５３７の算出結果によって除算されて、循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊が算出される。

次に、アーム電流指令値の算出方法について説明する。
系統電流のｄ軸電流指令値Ｉｄ＊は、第１の実施形態で示した有効電力調整器ＡＰＲの算出結果である。系統電流のｑ軸電流指令値Ｉｑ＊は、無効電力調整器ＡＱＲの算出結果である。以下、循環電流指令値Ｉｄ２ｂ＊，Ｉｑ２ｂ＊の算出方法について説明する。

循環電流指令値演算器５１０ｄは、（８０）式に基づき、有効電力Ｐに相当するｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、および、無効電力Ｑに相当するｑ軸電流指令値Ｉｑ＊から、系統電流と系統電圧との位相差の余弦ｃｏｓφを算出する。

循環電流指令値演算器５１０ｄは、（８１）式に基づき、（８０）式で求めたｃｏｓφ、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を用いて、循環電流指令値Ｉｄ２ｂ＊を算出する。

循環電流指令値演算器５１０ｄは、（８２）式に基づき、（８０）式で求めたｃｏｓφ、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を用いて、循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊を算出する。

循環電流指令値演算器５１０ｄは、（８３）式に基づき、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を用いて、系統電流振幅指令値Ｉａｃ＊を算出する。

ここで、前記したＫ₁は、６の平方根の２倍の逆数に、（−１）を乗算したものとする。Ｋ₃は、６の平方根の２倍の逆数に、２を乗算したものとする。Ｋ₂は、（２／３）の平方根とする。前記したｃｏｓφは、（８０）式から求めてもよい。

（８０）〜（８２）式中の位相差の余弦ｃｏｓφは、有効電力Ｐが小さいときに、循環電流指令値Ｉｄ２ｂ＊，Ｉｑ２ｂ＊を小さくする効果を持つ。有効電力Ｐが小さいときは、直流系統の電流Ｉｄｃの交流成分ＩｄｃＡＣは小さくなるので、アーム電流のピーク値に於ける正負のアンバランスは小さい。このため、ここではｃｏｓφを乗じている。
循環電流指令値演算器５１０ｄは、このｃｏｓφのかわりに、規格化した電力指令（Ｐ＊の絶対値をＰ定格で除算した値）や、規格化した電流指令（Ｉｄ＊の絶対値を電流定格で除算した値）のように、有効電力Ｐに比例する量を用いてもよい。

Ｋ₃＝−２Ｋ₁のとき、（８４）式の関係を有する。

循環電流指令値ＩＲｂ＊，ＩＳｂ＊，ＩＴｂ＊の振幅は、それぞれ系統電流指令値ＩＲ＊，ＩＳ＊，ＩＴ＊の（Ｋ₁／Ｋ₂）・ｃｏｓφ倍となる。

ここで、Ｒ相の上側アーム１０５ＲＰに対するアーム電流指令値ＩＲＰ＊は、（８５）式で示される。Ｒ相の上側のアーム電流ＩＲＰは、系統電流振幅指令値Ｉａｃ＊の基本波と、振幅（Ｋ₁／Ｋ₂）・ｃｏｓφの第２調波の和となる。

第５の実施形態では、Ｋ₁／Ｋ₂＝−１／４、φ＝０であるので、第２調波がアーム電流Ｉｊの基本波に対して振幅が１／４倍となり、位相がπ／２遅れた波形となる。なお、他のアーム１０５についても、位相が異なる同様の波形となる。

（アーム電流調整回路６００の構成と動作）
アーム電流調整回路６００は、加減算器６０１と、ゲイン６０２と、加減算器６０３とを備えている。アーム電流調整回路６００は、（８６）式と（８７）式とに基づいて、ｄ軸電流ＩｄＦＢがｄ軸電流指令値Ｉｄ＊に一致し、かつ、ｑ軸電流ＩｑＦＢがｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に一致するようにフィードバック制御して、交流電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を出力する。

アーム電流調整回路６００は更に、加減算器６１１と、ゲイン６１２とを備え、（８８）式と（８９）式とに基づいて、ｄ軸循環電流ＩｄｂＦＢが循環電流指令値Ｉｄ２ｂ＊に一致し、ｑ軸循環電流ＩｑｂＦＢが循環電流指令値Ｉｑ２ｂ＊に一致するようにフィードバック制御して、循環電圧指令値Ｖｄｂ＊，Ｖｑｂ＊を出力する。

（８６）〜（８９）式において、ゲイン６０２とゲイン６１２とは、例えば、比例積分調整器などで構成されている。ここで、ゲイン６０２の増幅率と、ゲイン６１２の増幅率とは、同じでなくてもよい。
また、ｄ軸電圧成分Ｖｄとｑ軸電圧成分Ｖｑとは、（２）式および（１６）式に基づいて、ｄ−ｑ変換回路７００によって、系統電圧ＶＧＲ，ＶＧＳ，ＶＧＴから算出されたものである。ｄ−ｑ変換回路７００は、α−β変換部７０１とｄ−ｑ変換部７０２とを備えている。

（アーム電圧指令値算出部８００の構成と動作）
アーム電圧指令値算出部８００は、逆ｄ−ｑ変換部８０１と、逆α−β変換部８０２と、逆ｄ−ｑ変換部８１１と、逆α−β変換部８１２と、加減算器８２１と、加減算器８２２とを備えている。
アーム電圧指令値算出部８００は、逆ｄ−ｑ変換部８０１によって、（９０）式に基づいて、交流電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、交流電圧指令値Ｖａ＊，Ｖｂ＊に変換する。

アーム電圧指令値算出部８００は、逆α−β変換部８１２によって、（９１）式に基づいて、交流電圧指令値Ｖａ＊，Ｖｂ＊を、相毎の交流電圧指令値ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊に変換する。

アーム電圧指令値算出部８００は更に、逆ｄ−ｑ変換部８１１によって、（９２）式に基づいて、循環電圧指令値Ｖｄｂ＊，Ｖｑｂ＊を、循環電圧指令値Ｖａｂ＊，Ｖｂｂ＊に変換する。ここで、位相角２θは、位相検出器３０６で検出した位相角θの２倍である。

アーム電圧指令値算出部８００は更に、逆α−β変換部８１２によって、（９３）式に基づいて、循環電圧指令値Ｖａｂ＊，Ｖｂｂ＊を、循環電圧指令値ＶＲｂ＊，ＶＳｂ＊，ＶＴｂ＊に変換する。

最終的にアーム電圧指令値算出部８００は、各相の加減算器８２１と加減算器８２２とによって、（９４）〜（９９）式に基づいて、交流電圧指令値ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊と循環電圧指令値ＶＲｂ＊，ＶＳｂ＊，ＶＴｂ＊とを、出力電圧指令値ＶＲＰ０＊，ＶＲＮ０＊，ＶＳＰ０＊，ＶＳＮ０＊，ＶＴＰ０＊，ＶＴＮ０＊（図３３参照）を介して、アーム電圧指令値ＶＲＰ＊，ＶＲＮ＊，ＶＳＰ＊，ＶＳＮ＊，ＶＴＰ＊，ＶＴＮ＊（図３２参照）に変換する。
なお、図３３の図示の都合上、アーム電流調整器３３０のアーム電圧指令値算出部８００は、全ての構成が示されていない。図３２には、図３３のアーム電圧指令値算出部８００の後段の加減算器８２３の構成が記載されている。よって、図３２のアーム電流調整器３３０の最終出力として、（９４）〜（９９）式の演算結果が得られる。

（９４）〜（９９）式において、直流電圧指令値ＶＤＣ＊はシステム定格、または、システム運用上の目標値で定まる値である。
このようにして得られたアーム電圧指令値ＶＲＰ＊，ＶＲＮ＊，ＶＳＰ＊，ＶＳＮ＊，ＶＴＰ＊，ＶＴＮ＊は、指令値分配部３１３（図３２参照）に伝送される。以下、アーム電圧指令値ＶＲＰ＊，ＶＲＮ＊，ＶＳＰ＊，ＶＳＮ＊，ＶＴＰ＊，ＶＴＮ＊のことを、アーム電圧指令値Ｖｊ＊と記載している場合がある。

第５の実施形態の指令値分配部３１３の動作は、第１の実施形態の指令値分配部３１３の動作と同様である。
以上で、電力変換装置１０２ｃの構成と制御方法を説明した。

（第５の実施形態の効果の説明）
ここで、第５の実施形態で得られる効果とそのメカニズムについて説明する。
従来は、上側のアーム１０５と下側のアーム１０５とに、対称性のあるアーム電圧指令値Ｖｊ＊を与えていた。そのため、ＩＲ＊，ＩＳ＊，ＩＴ＊のピーク値、即ち、Ｍａｘ（｜ＩＲ＊｜，｜ＩＳ＊｜，｜ＩＴ＊｜）を系統電流振幅指令値Ｉａｃ＊とすると、アーム１０５に流れる電流のピーク値は｜Ｉｄｃｒｅｆ｜÷３＋Ｉａｃ＊÷２として算出することができる。

第５の実施形態では、例えばＲ相の場合、上側のアーム１０５ＲＰに流れるアーム電流ＩＲＰが、（１００）式になるように制御している。

更に、下側のアーム１０５ＲＮに流れるアーム電流ＩＲＮが（１０１）式になるように制御している。

（１００）式に（１０２）式と（１０３）式とを代入して整理すると、（１０４）式のようになり、前記した通り第２調波がアーム電流の基本波に対して、振幅が１／４倍となる。

（１０１）式に（１０２）式と（１０３）式とを代入して整理すると、（１０５）式のようになり、前記した通り第２調波がアーム電流の基本波に対して、振幅が１／４倍となる。

この時、例えばＲ相の上側のアーム１０５ＲＰに於いて、力率１（φ＝０）の場合の電流の上ピークは、（Ｉａｃ×３÷８＋｜Ｉｄｃｒｅｆ｜÷３）となる。電流の下ピークは、（−Ｉａｃ×５÷８＋｜Ｉｄｃｒｅｆ｜÷３）となる。

以下、第５の実施形態において、実際の交流・直流の電流波形を与えた時に得られるアーム電流波形を示し、得られる効果について説明する。

直流電流Ｉｄｃは、図２に示すような所定の電流を与え、Ｉｄｃｒｅｆ＝１２００［Ａ］とする。系統電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴは、図３に示すような周波数５０Ｈｚ、力率１の三相交流を与え、交流の相ピーク値である系統電流振幅指令値Ｉａｃ＊＝１７７５［Ａ］とする。
ここで、Ｉｄｃｒｅｆ＝１２００［Ａ］、Ｉａｃ＊＝１７５５［Ａ］で、ＩＲ＊，ＩＳ＊，ＩＴ＊が平衡な三相交流である場合を例に、その効果を説明する。

図３５は、第５の実施形態に於けるＲ相アーム電流補正指令値の波形図である。
図の縦軸は、電流［Ａ］を示している。図の横軸は、時間［ｓ］を示している。細実線は、アーム電流補正指令値ＩＲＰｂ＊の波形を示している。太実線は、アーム電流補正指令値ＩＲＮｂ＊の波形を示している。
アーム電流補正指令値ＩＲＰｂ＊，ＩＲＮｂ＊が、ピーク値付近で−となり、それ以外の部分、即ち他アームのアーム電流基本指令値がピーク値付近となる部分で＋となっていることが分かる。なお、Ｓ相レグ１０４Ｓの波形と、Ｔ相レグ１０４Ｔの波形については図示を省略したが、図３５に示すＲ相レグ１０４Ｒの波形を、それぞれ１２０°、２４０°遅らせた波形となる。

図３６は、第５の実施形態に於けるＲ相アーム電流指令値の波形図である。
細実線は、アーム１０５ＲＰのアーム電流指令値ＩＲＰ＊の波形を示している。太実線は、アーム１０５ＲＮのアーム電流指令値ＩＲＮ＊の波形を示している。縦軸は、電流［Ａ］を示している。横軸は、時間［ｓ］を示している。
上側ピーク値は（１２００÷３＋１７７５×３÷８）＝１０６６［Ａ］、下側ピーク値は（１２００÷３−１７７５×５÷８）＝−７０９［Ａ］となる。従来制御に比べて、上側ピーク値と下側ピーク値とを約１７％低減することができる。なお、Ｓ相レグ１０４Ｓの波形と、Ｔ相レグ１０４Ｔの波形については図示を省略したが、図３６の波形をそれぞれ１２０°、２４０°遅らせた波形となる。Ｓ相レグ１０４Ｓの波形のピーク値と、Ｔ相レグ１０４Ｔの波形のピーク値とは、Ｒ相レグ１０４Ｒの波形のピーク値と同一である。

図３７（ａ）〜（ｄ）は、第５の実施形態に於けるｄ軸電流指令値のステップ波形を示す図である。ここでは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊のステップ入力を行った時の波形が示されている。

図３７（ａ）は、交流電流指令値の波形を示す図である。縦軸は、電流［Ａ］を示している。横軸は、図３７に共通する時間［ｓ］を示している。

図３７（ｂ）は、直流電流指令値の波形を示す図である。縦軸は、電流［Ａ］を示している。横軸は、図３７に共通する時間［ｓ］を示している。

図３７（ｃ）は、アーム電流補正値の波形を示す図である。縦軸は、電流［Ａ］を示している。横軸は、図３７に共通する時間［ｓ］を示している。

図３７（ｄ）は、上アーム電流指令値の波形を示す図である。縦軸は、電流［Ａ］を示している。横軸は、図３７に共通する時間［ｓ］を示している。
基準電流を、相電圧１７７５［Ａ］の時のｄ軸電流値、即ち１７７５［Ａ］に、（３／２）の平方根を乗算した値である２１７４［Ａ］とした場合に於いて、時間ｔが０.０１未満の時にはＩｄ＊＝０［ｐｕ］かつＩｑ＊＝０［ｐｕ］となり、時間ｔが０.０１以上の時にはＩｄ＊＝１［ｐｕ］かつＩｑ＊＝０［ｐｕ］となるようなステップ波形を入力した。
この場合には、上アーム電流指令値はピークの絶対値が１０００［Ａ］程度であり、アームに流れる電流ピークを下げる効果があることが分かる。なお、図示は省略したが、下アーム電流指令値も同様にピークの絶対値が１０００［Ａ］程度となる。

図３８（ａ）〜（ｄ）は、第５の実施形態に於けるｑ軸電流指令値のステップ波形を示す図である。ここでは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊のステップ入力を行った時の波形が示されている。

図３８（ａ）は、交流電流指令値の波形を示す図である。縦軸は、電流［Ａ］を示している。横軸は、図３８に共通する時間［ｓ］を示している。

図３８（ｂ）は、直流電流指令値の波形を示す図である。縦軸は、電流［Ａ］を示している。横軸は、図３８に共通する時間［ｓ］を示している。

図３８（ｃ）は、アーム電流補正値の波形を示す図である。縦軸は、電流［Ａ］を示している。横軸は、図３８に共通する時間［ｓ］を示している。

図３８（ｄ）は、上アーム電流指令値の波形を示す図である。縦軸は、電流［Ａ］を示している。横軸は、図３８に共通する時間［ｓ］を示している。
時間ｔが０.０１未満の時にはＩｄ＊＝０.７［ｐｕ］かつＩｑ＊＝０.２［ｐｕ］となり、時間ｔが０.０１以上の時にはＩｄ＊＝０.７［ｐｕ］かつＩｑ＊＝０.７［ｐｕ］となるような波形を入力した。
この時、図３８（ｄ）に示すように、上アーム電流指令値はピークの絶対値が概ね１０００［Ａ］程度であり、アームに流れる電流ピークを下げる効果があることが分かる。なお、図示は省略したが、下アーム電流指令値も同様にピークの絶対値が１０００［Ａ］程度となる。

本実施形態の電圧型電力変換器の電流制御装置は、例えば、電圧型電力変換装置からなる第１のアームと第２のアームを直列に接続し、前記第１のアームと前記第２のアームは直列接続されてレグを構成するものであり、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流端子を構成するものであって、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の端子を正側、前記第２の端子を負側とした前記レグを複数設け、前記第１のアームと第２のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するための誘導性素子を前記レグの一部に設けた電圧型電力変換器の電流制御装置であって、前記アームに、電力変換器が接続される交流系統の周波数に対して、２倍の周波数成分の電流を流し、前記複数のアームのうち所定のアームの電流のピークを低減するように制御すると共に、前記所望の電力変換がなされるように、その抑制分を前記複数のレグのうち他のレグに振り分けて、前記直流端子と前記交流端子との間で所望の電力変換を制御するものである。

本実施形態の電圧型電力変換器の電流制御装置は、例えば、電圧型電力変換装置からなる第１のアームと第２のアームを直列に接続し、前記第１のアームと前記第２のアームは直列接続されてレグを構成するものであり、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流端子を構成するものであって、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の端子を正側、前記第２の端子を負側とした前記レグを複数設け、前記第１のアームと第２のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するための誘導性素子を前記レグの一部に設けた電圧型電力変換器の電流制御装置において、前記交流端子に流れる交流電流を系統電圧の位相で座標変換して第一の所定値となるようにフィードバック制御し、前記循環電流を前記系統電圧の位相とは異なる第二の周波数の位相で座標変換して第二の所定値となるようにフィードバック制御して、前記交流系統と直流系統との間で所望の電力変換がなされるように、電力変換装置の電流を制御することを特徴とするものである。
そして、当該電圧型電力変換器の電流制御装置において、前記第二の周波数が、系統電圧の周波数の２倍であることを特徴とするものである。
または、当該電圧型電力変換器の電流制御装置において、前記第二の所定値が、前記第一の所定値の演算結果であることを特徴とするものである。

本実施形態の電圧型電力変換器の電流制御方法は、例えば、電圧型電力変換装置からなる第１のアームと第２のアームを直列に接続し、前記第１のアームと前記第２のアームは直列接続されてレグを構成するものであり、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流端子を構成するものであって、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の端子を正側、前記第２の端子を負側とした前記レグを複数設け、前記第１のアームと第２のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するための誘導性素子を前記レグの一部に設けた電圧型電力変換器の電流制御方法において、前記交流端子に流れる交流電流を系統電圧の位相で座標変換して第一の所定値となるようにフィードバック制御し、前記循環電流を前記系統電圧の位相とは異なる第二の周波数の位相で座標変換して第二の所定値となるようにフィードバック制御して、前記交流系統と直流系統との間で所望の電力変換がなされるように、電力変換装置の電流を制御するものである。

（第５の実施形態の効果）
以上説明した第５の実施形態では、第１の実施形態の効果に加えて更に、次の（Ｊ）のような効果がある。

（Ｊ） アーム１０５に流れる電流のピーク値を低減でき、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈ、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌ、ハイサイド環流ダイオード２０２Ｈ、ローサイド環流ダイオード２０２Ｌとして、電流定格の低い半導体素子を使用できるという効果が得られる。

（第５の実施形態の変形例）

（５ａ） 第５の実施形態では、図１に示すように、リアクトル１０７ＲＰ，１０７ＳＰ，１０７ＴＰ，１０７ＲＮ，１０７ＳＮ，１０７ＴＮが変圧器１０３の２次巻線に接続されている、すなわち端子Ｒａ，Ｓａ，Ｔａに接続している回路を例示している。しかし、これに限られず、リアクトル１０７ＲＰ，１０７ＳＰ，１０７ＴＰを直流端子Ｐａとの間に接続している回路、または、リアクトル１０７ＲＮ，１０７ＳＮ，１０７ＴＮを直流端子Ｎａとの間に接続している回路でも同様の効果が得られる。

１００，１００ｂ，１００ｃ 直流送電システム
１０１ 交流系統
１０１ａ 交流系統 （第１の交流系統）
１０１ｂ 交流系統 （第２の交流系統）
１０２ａ，１０２ｂ 電力変換装置
１０２ｃ 電力変換装置 （第１の電力変換装置）
１０２ｄ 電力変換装置 （第２の電力変換装置）
１０３ 変圧器
１０４ レグ
１０５ＲＰ，１０５ＳＰ，１０５ＴＰ アーム （第１のアーム）
１０５ＲＮ，１０５ＳＮ，１０５ＴＮ アーム （第２のアーム）
１０５Ｒ，１０５Ｓ，１０５Ｔ アーム
１０６ 単位変換器群
１０７ リアクトル
１０８ 双方向チョッパ型単位変換器 （単位変換器）
１１０ 交流電圧センサ
１１１ アーム電流センサ
１１２，１１２ａ，１１２ｃ，１１２ｄ 制御部
１１３ ゲート信号線
１１４ コンデンサ電圧検出線
１１５ 直流電圧センサ
１２０ 初充電装置
１２１ 遮断器
１３０ 変圧器
１３１ 鉄心
１３２ＲＡ，１３２ＳＡ，１３２ＴＡ 巻線 （一次巻線）
１３２ＲＢ，１３２ＳＢ，１３２ＴＢ 巻線 （第１の二次巻線）
１３２ＲＣ，１３２ＳＣ，１３２ＴＣ 巻線 （第２の二次巻線）
１４０ 交流電流センサ
１５０，１５０ｃ 制御装置
１５１ 直流電流検出部
１５２，１５２ｃ 直流電流調整部
２０１Ｈ，２０１Ｌ スイッチング素子
２０２Ｈ，２０２Ｌ 環流ダイオード
２０３ コンデンサ （エネルギ蓄積手段）
２０４ 電圧センサ
２０５ ゲートドライバ （制御部）
２０６ 自給電源 （内部電源）
２０７ 変流器 （電力取得手段）
２０８ 端子 （第１の端子）
２０９ 端子 （第２の端子）
２１１ 第１の整流回路
２１２ 第２の整流回路
３０５ 電圧調整回路
３０６ 位相検出器
３１１，３１１ｂ アーム電圧指令値生成部
３１２ ゲートパルス生成部
３１３，３１３ｂ 指令値分配部
３１６ 二次振幅検出器
３１７ 最小値演算器
３３０，３３０ａ，３３０ｂ アーム電流調整器
３４０ 交流側電力演算器
４００，４００ｂ ｄ−ｑ変換回路
５００ 循環電流指令値演算部
５１０ 循環電流指令値演算器
６００，６００ａ，６００ｂ アーム電流調整回路
７００ ｄ−ｑ変換回路
８００，８００ｂ アーム電圧指令値算出部 （指令値算出手段）
ＡＰＲ 有効電力調整器
ＡＱＲ 無効電力調整器
ＡＶＲ 直流電圧調整器
Ｃ１ 給電コンデンサ （第１のコンデンサ）
Ｃ２ 給電コンデンサ （第２のコンデンサ）
Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃ，Ｐｄ 正側の直流端子 （第１の直流端子：直流出力部）
Ｎａ，Ｎｂ，Ｎｃ，Ｎｄ 負側の直流端子 （第２の直流端子：直流出力部）
Ｒ，Ｓ，Ｔ 一次側端子 （交流出力部）
ＶＲＰ＊，ＶＲＮ＊，ＶＳＰ＊，ＶＳＮ＊，ＶＴＰ＊，ＶＴＮ＊ アーム電圧指令値
Ｖｄ ｄ軸電圧成分 （第１の偏差信号）
Ｖｑ ｑ軸電圧成分 （第１の偏差信号）
Ｖｄｂ＊ 循環電圧指令値 （第２の偏差信号）
Ｖｑｂ＊ 循環電圧指令値 （第２の偏差信号）
ＩｄＦＢ ｄ軸電流 （交流出力ｄｑ軸電流）
ＩｑＦＢ ｑ軸電流 （交流出力ｄｑ軸電流）
ＩＲｂ，ＩＳｂ、ＩＴｂ 循環電流
Ｉｄ２ｂ＊ 循環電流指令値
Ｉｑ２ｂ＊ 循環電流指令値
Ｖ０ａ＊ 零相アーム電圧指令値 （第１の零相アーム電圧指令値）
Ｖ０ｂ＊ 零相アーム電圧指令値 （第２の零相アーム電圧指令値）
Ｉｄｃ 直流電流 （直流出力電流）

Claims (27)

1. 交流である系統電流を直流に、または、直流を交流に電力変換する電力変換装置に組み込まれて直列の単位変換器群を構成する際に用いられる第１の端子および第２の端子と、
   エネルギ蓄積手段と、
   前記第１の端子と前記第２の端子との間に前記エネルギ蓄積手段が蓄積した蓄積エネルギ源を出力可能とする複数のスイッチング素子と、
   前記電力変換装置のいずれかに流れる電流を用いて自身に電力を供給する内部電源と、
   を備え，
   前記内部電源は、
   前記第１の端子と前記第２の端子とを介して流れる電流を、電力取得手段によって取得して整流する第１の整流回路と、
   前記第１の整流回路に並列接続された第１のコンデンサと、
   前記第１の端子と前記第２の端子との間に印加された電圧を取得して整流する第２の整流回路と、
   前記第２の整流回路に並列接続された第２のコンデンサと、
   を備え、
   前記電力変換装置には、交流を遮断する遮断器と、初充電装置とが設置されており、
   前記遮断器の投入前には、前記第１の端子と前記第２の端子との間に印加された電圧を前記第２の整流回路が整流して前記第２のコンデンサに電荷を蓄えて、前記第２のコンデンサに蓄えた電荷によって自身に電力を供給し、
   前記遮断器の投入後、かつ、自身が動作を開始したのちには、前記電力取得手段によって取得した交流電流を前記第１の整流回路が整流して前記第１のコンデンサに電荷を蓄えて、前記第１のコンデンサに蓄えてた電荷によって自身に電力を供給する、
   ことを特徴とする単位変換器。
2. 前記内部電源は更に、
   前記蓄積エネルギ源を用いて自身に電力を供給する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の単位変換器。
3. 前記エネルギ蓄積手段は、コンデンサであり、
   前記複数のスイッチング素子は、前記第１の端子と前記第２の端子との間に前記コンデンサの電圧を出力可能とし、
   前記内部電源は、前記第１の端子と前記第２の端子とを介して流れる電流を用いて自身に電力を供給する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の単位変換器。
4. 前記電力変換装置は、入力端子と出力端子とを備え、更に前記単位変換器が複数直列に接続された前記単位変換器群を複数備えて、前記入力端子と前記出力端子の間で、直流を交流に、または、交流を直流に変換するものである、
   ことを特徴とする請求項１に記載の単位変換器。
5. 単位変換器が複数直列に接続された単位変換器群を複数と、
   各前記単位変換器をそれぞれ制御する制御部と、
   を備え、
   前記単位変換器は、
   前記単位変換器群に組み込まれる際に用いられる第１の端子および第２の端子と、
   コンデンサと、
   前記第１の端子と前記第２の端子との間に前記コンデンサの電圧を出力可能とする複数のスイッチング素子と、
   自身の起動の際には前記コンデンサに蓄えられた電荷を用いて自身に電力を供給し、自身が起動した後は、前記コンデンサに流れる電流を用いて自身に電力を供給する内部電源と、
   を備え、
   前記制御部は、
   交流系統との間に流れる系統電流の有無によらず、各前記単位変換器の前記コンデンサに所定値以上の電流を流すように、前記複数のスイッチング素子を制御する、
   ことを特徴とする電力変換装置。
6. 単位変換器を複数直列に接続して単位変換器群とし、前記単位変換器群を並列に接続し、その一部を直流出力部とし、他の一部を交流出力部とし、
   前記交流出力部または前記直流出力部に所定の出力を得られるように、前記直流出力部と前記交流出力部との間で電力変換を行う指令を生成する制御部を有しており、
   前記単位変換器は、
   第１の端子および第２の端子と、
   コンデンサと、
   前記第１の端子と前記第２の端子との間に前記コンデンサに蓄積された蓄積エネルギ源を出力可能とするスイッチング素子と、
   前記指令に基づいて前記スイッチング素子を動作させる駆動部と、
   自身の起動の際には、前記第１の端子と前記第２の端子を介して流れる電流に係る電荷が前記コンデンサに蓄積された蓄積エネルギ源に基づいて前記駆動部に電力を供給し、自身が起動した後は、前記第１の端子と前記第２の端子を介して流れる電流を電力取得手段によって取得し、取得した電流をエネルギ源として前記駆動部に電力を供給する電力供給手段と、
   を有し、
   前記制御部は、前記エネルギ源から得られた電力が所定値以上となるように前記指令を生成する、
   ことを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の単位変換器が複数直列に接続された前記単位変換器群を複数列備え、入力端子と出力端子の間で、直流を交流に、または、交流を直流に変換する変換回路と、
   各前記単位変換器を運転動作する信号を生成する制御部と、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の単位変換器が複数直列に接続された前記単位変換器群を含んでなる複数のアームと、
   前記複数のアームのうちの第１のアームと第２のアームとを直列に接続した複数のレグと、
   前記単位変換器を制御する制御部と、を有し、
   前記複数のレグを構成する前記第１のアームの一端と前記第２のアームの一端との接続ノードは、交流系統のいずれかの相に接続され、
   前記第１のアームの他端は、正側の直流端子に接続され、
   前記第２のアームの他端は、負側の直流端子に接続されている、
   ことを特徴とする電力変換装置。
9. 前記制御部は、
   前記電力変換装置と前記交流系統との間に流れる系統電流の有無によらず、前記単位変換器の前記エネルギ蓄積手段に電流を流すようにアーム電圧指令値を生成するアーム電圧指令値生成部と、
   前記アーム電圧指令値を、各前記単位変換器に分配して指令する指令値分配部と、
   を備えることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
10. 前記制御部の前記アーム電圧指令値生成部は、
    交流出力ｄｑ軸電流が指令値になるようにフィードバック制御して第１の偏差信号を出力する第１の電流制御手段と、
    前記第１のアームおよび前記第２のアームを循環する循環電流のｄｑ軸電流が循環電流指令値に収束するようにフィードバック制御して第２の偏差信号を出力する第２の電流制御手段と、
    前記第１の偏差信号と前記第２の偏差信号から前記アーム電圧指令値を生成する指令値算出手段と、
    を備えることを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
11. 前記制御部の前記アーム電圧指令値生成部は、
    前記交流系統との間に流れる系統電流と前記循環電流との和が所定値以上になるように、前記循環電流指令値を求める、
    ことを特徴とする請求項１０に記載の電力変換装置。
12. 前記制御部の前記アーム電圧指令値生成部は、
    直流電流指令値から前記循環電流指令値を求める、
    ことを特徴とする請求項１０に記載の電力変換装置。
13. 前記制御部の前記アーム電圧指令値生成部は、
    前記エネルギ蓄積手段の両端電圧の振幅が所定値以上になるように前記循環電流指令値を求める、
    ことを特徴とする請求項１０に記載の電力変換装置。
14. 請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の単位変換器が複数直列接続された前記単位変換器群を含んでなる複数のアームと、
    一次巻線、第１の二次巻線、および、第２の二次巻線が巻かれた複数の鉄心を備えた変圧器と、
    前記複数のアームが備える前記単位変換器を制御する制御部と、
    を有し、
    前記一次巻線は、交流系統に接続され、
    前記複数のアームの一端は、第１の直流端子に接続され、
    前記複数のアームの他端は、それぞれ前記第１の二次巻線の一端に接続され、
    前記第１の二次巻線の他端は、それぞれ異なる相の鉄心に巻かれた前記第２の二次巻線の一端に接続され、
    前記第２の二次巻線の他端は、第２の直流端子に接続されている、
    ことを特徴とする電力変換装置。
15. 請求項１４に記載の前記電力変換装置であり、かつ、第１の交流系統が接続されている第１の電力変換装置と、
    前記電力変換装置であり、前記第１の電力変換装置の前記第１の直流端子および前記第２の直流端子が接続され、かつ、第２の交流系統が接続されている第２の電力変換装置と、
    前記第１の電力変換装置と前記第２の電力変換装置との間を流れる直流出力電流に基づき、前記第１の電力変換装置の前記制御部に第１の零相アーム電圧指令値を出力し、前記第２の電力変換装置の前記制御部に第２の零相アーム電圧指令値を出力する直流電流調整部と、
    を備えることを特徴とする直流送電システム。
16. 前記制御部のアーム電圧指令値生成部は、
    交流出力ｄｑ軸電流が指令値に収束するようにフィードバック制御して第１の偏差信号を出力する第１の電流制御手段と、
    前記第１の偏差信号と、前記第１の零相アーム電圧指令値とから、零相アーム電圧指令値を生成する指令値算出手段と、
    を備えることを特徴とする請求項１５に記載の直流送電システム。
17. 前記アーム電圧指令値生成部は、
    前記第１の電力変換装置と前記第１の交流系統の間に流れる系統電流の有無、および、前記第２の電力変換装置と前記第２の交流系統の間に流れる系統電流の有無によらず、前記単位変換器の前記エネルギ蓄積手段に電流を流すのに必要な前記零相アーム電圧指令値を生成する、
    ことを特徴とする請求項１６に記載の直流送電システム。
18. 前記直流電流調整部は、
    前記第１の電力変換装置の前記複数のアームに流れる電流の総和に基づいて、前記第１の零相アーム電圧指令値および前記第２の零相アーム電圧指令値を生成する、
    ことを特徴とする請求項１６に記載の直流送電システム。
19. 前記直流電流調整部は、
    前記第１の電力変換装置と前記第２の電力変換装置との間で、所定周波数の零相成分の電流を循環させるように、前記第１の電力変換装置の前記制御部、および、前記第２の電力変換装置の前記制御部を制御する、
    ことを特徴とする請求項１６に記載の直流送電システム。
20. 前記直流電流調整部は、
    前記第１の電力変換装置の前記交流出力ｄｑ軸電流の指令値と、前記第２の電力変換装置の前記交流出力ｄｑ軸電流の指令値とから、前記直流出力電流の指令値の交流成分を求める、
    ことを特徴とする請求項１６に記載の直流送電システム。
21. 前記直流電流調整部は、
    前記直流出力電流の指令値から、前記直流出力電流の指令値の交流成分を求める、
    ことを特徴とする請求項１６に記載の直流送電システム。
22. 前記直流電流調整部は、
    各前記単位変換器を駆動するために必要な交流電流の振幅に３を掛けたものから、前記交流出力ｄｑ軸電流の指令値のｄ軸成分の絶対値に２の平方根の２倍を掛けたものを減算して所定定数を掛けたものと０との大きい方を、前記直流出力電流の指令値の交流成分の振幅とする、
    ことを特徴とする請求項１６に記載の直流送電システム。
23. 前記直流電流調整部は、
    交流電流の半周期に前記直流出力電流の指令値が進む位相角の余弦値の逆数を、前記所定定数とする、
    ことを特徴とする請求項２２に記載の直流送電システム。
24. 前記直流電流調整部は、
    各前記電力変換装置の前記直流出力電流の指令値から計算した交流成分の振幅のうち最大のものによって制御する、
    ことを特徴とする請求項２３に記載の直流送電システム。
25. 単位変換器が複数直列に接続された単位変換器群を複数と、
    各前記単位変換器をそれぞれ制御する制御部と、
    を備え、
    前記単位変換器は、
    前記単位変換器群に組み込まれる際に用いられる第１の端子および第２の端子と、
    コンデンサと、
    前記第１の端子と前記第２の端子との間に前記コンデンサの電圧を出力可能とする複数のスイッチング素子と、
    自身の起動の際には前記コンデンサに蓄えられた電荷を用いて自身に電力を供給し、自身が起動した後は、前記コンデンサに流れる電流を用いて自身に電力を供給する内部電源と、
    を備え、
    前記制御部は、
    交流系統との間に流れる系統電流の有無によらず、各前記単位変換器の前記コンデンサに所定値以上の電流を流すように、前記複数のスイッチング素子を制御する、
    ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
26. 請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の単位変換器が複数直列接続されて構成され、一端が交流系統に接続され、他端が正側の直流端子に接続された第１のアームと、
    前記単位変換器が複数直列接続されて構成され、一端が前記交流系統に接続され、他端が負側の直流端子に接続された第２のアームと、
    前記単位変換器を制御する制御部と、
    を備え、
    前記単位変換器内の前記内部電源は、
    前記電力変換装置の初充電状態では、前記エネルギ蓄積手段の両端電圧から電力を得て、
    前記電力変換装置の運転状態では、前記エネルギ蓄積手段に直列接続された電力取得手段に流れる電流から電力を得て、
    前記制御部は、前記電力取得手段に流れる電流の二次成分が前記電力変換装置の軽負荷時にも供給電力を得るに十分な大きさになるように、各前記単位変換器を制御する、
    ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
27. 電力変換装置は、単位変換器を複数直列に接続して単位変換器群とし、前記単位変換器群を並列に接続し、その一部を直流出力部とし、他の一部を交流出力部とし、
    前記交流出力部または前記直流出力部に所定の出力を得られるように、前記直流出力部と前記交流出力部との間で電力変換を行う指令を生成する制御部を有しており、
    前記単位変換器は、
    第１の端子および第２の端子と、
    コンデンサと、
    前記第１の端子と前記第２の端子との間に前記コンデンサに蓄積された蓄積エネルギ源を出力可能とするスイッチング素子と、
    前記指令に基づいて前記スイッチング素子を動作させる駆動部と、
    を有し、
    前記単位変換器は、自身の起動の際には、前記第１の端子と前記第２の端子を介して流れる電流に係る電荷が前記コンデンサに蓄積された蓄積エネルギ源に基づいて前記駆動部に電力を供給し、自身が起動した後は、前記第１の端子と前記第２の端子を介して流れる電流を電力取得手段によって取得し、取得した電流をエネルギ源として前記駆動部に電力を供給し、
    前記制御部は、前記エネルギ源から得られた電力が所定値以上となるように前記指令を生成する、
    ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。