JP5589556B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と回転機の端子とを選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、インバータの操作状態を様々に設定した場合についての３相電動機を流れる電流をそれぞれ予測し、予測される電流と指令電流との偏差を最小化することのできる操作状態にてインバータを操作するいわゆるモデル予測制御を行うものが提案されている。これによれば、インバータの出力電圧に基づき予測される電流の挙動を最適化するようにインバータを操作するため、過渡時における指令電流への追従性を良好なものとすることができる。このため、モデル予測制御は、車載主機としてのモータジェネレータの制御装置等、過渡追従特性として特に高い性能が要求される用途にとっては、有用性が高いと考えられる。

ところで、インバータの出力線間電圧の基本波振幅が入力電圧よりも大きくなるいわゆる過変調領域において上記モデル予測制御を行うに際し、モデル予測制御の予測区間が第６次高調波の周期と比較して短く設定される場合には、実際の電流の平均値と指令電流との間に乖離が生じることが知られている。これは、過変調領域においては第６次高調波が支配的である一方、その周期よりも短いタイムスケールで予測される電流と指令電流との差を最小化するインバータの操作状態が選択されることで、変調率を大きくするうえで要求される操作状態の利用が回避されることに起因している。

そこで従来は、例えば下記非特許文献１に見られるように、変調率を入力として第６次高調波電流を予測し、これを指令電流に重畳することで、指令電流自体を第６次高調波を含んだものとすることも提案されている。これにより、変調率を大きくするうえで要求される操作状態に基づき予測される電流と指令電流との偏差が小さくなりやすくなり、ひいては実際の電流の平均値を指令電流に制御することができる。

特開２００８−２２８４１９号公報

穂積、石田、道木、大熊、「インバータの過変調領域を考慮したモデル予測制御に基づくＰＭＳＭの高応答トルク制御系」、平成２１年電気学会産業応用部門大会

ただし、上記非特許文献１に記載された技術では、変調率毎に第６次成分の値を定めたマップが必要となるため、マップの作成工数が膨大となり、また制御装置に記憶させるべきデータ量も膨大となる。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、過変調領域においてモデル予測制御を行うに際し、制御量の制御性を向上させるのに好適な回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

第１の発明は、互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と回転機の端子とを選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、前記電力変換回路の操作状態を複数通りに設定した場合のそれぞれについての前記回転機の制御量を予測する予測手段と、前記予測された制御量と該制御量の指令値とを入力パラメータとする評価関数の評価結果に基づき、前記電力変換回路の実際の操作状態を決定し、該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段と、前記制御量を入力としてその高調波成分を抽出する高調波成分抽出手段と、前記評価関数の入力パラメータとしての前記予測手段によって予想された制御量と該制御量の指令値との差から前記抽出された高調波成分を除去する除去手段とを備えることを特徴とする。

回転機を過変調領域において駆動する場合、制御量には、６次の高調波が重畳する。そして、モデル予測制御によれば、この高調波による制御量の制御性の低下を微視的なタイムスケールで最も低減できるように操作状態が選択されることで、制御量の平均値が指令値から乖離する問題が生じる。上記発明では、この点に鑑み、評価関数の入力パラメータとしての予測手段によって予想された制御量と該制御量の指令値との差から高調波成分を除去する。これにより、上記差に高調波成分が顕著に含まれることに起因して制御量の平均値の制御性が低下することを好適に抑制することができる。

第２の発明は、第１の発明において、前記高調波成分抽出手段の入力となる制御量は、該制御量の検出値もしくは該制御量を算出可能な物理量の検出値に基づき算出された制御量、または前記予測手段によって予測される制御量であることを特徴とする。

第３の発明は、第１または２の発明において、前記回転機の状態量が急変する過渡状態を判断する過渡状態判断手段と、前記過渡状態判断手段によって前記過渡状態であると判断される場合、前記除去手段による前記高調波成分を除去する処理を制限する制限手段とを更に備えることを特徴とする。

過渡状態においては上記６次の高調波とは無関係に制御量の変化が急激となり、高調波成分抽出手段がこの急激な変化を抽出してしまう。このため、この際に高調波成分を除去する処理を行う場合には、評価関数の評価が、過変調領域に特有の６次の高調波とは無関係な高調波成分によって大きく影響を受けるおそれがある。この点、上記発明では、制限手段を備えることで、こうした問題を抑制することができる。

第４の発明は、第１〜３のいずれかの発明において、前記電力変換回路は、回転機の端子に直流電源の正極および負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備え、前記除去手段は、前記電力変換回路の出力線間電圧の振幅が前記電力変換回路の入力電圧を規定値以上を上回ることを条件に前記高調波成分を除去する処理を行うことを特徴とする。

上記発明では、過変調領域に特有の６次の高調波の影響が生じる場合に除去する処理を行うことができる。

第５の発明は、第１〜４のいずれかの発明において、前記評価関数の入力パラメータとしての制御量は、前記回転機を流れる電流を含み、前記高調波成分抽出手段は、前記回転機を流れる電流の検出値から高調波成分を抽出することを特徴とする。

第６の発明は、第１〜４のいずれかの発明において、前記評価関数の入力パラメータとしての制御量は、前記回転機を流れる電流を含み、前記高調波成分抽出手段は、前記予測手段によって予測される電流から高調波成分を抽出することを特徴とする。

第７の発明は、第１〜６のいずれかの発明において、前記電力変換回路は、回転機の端子に直流電源の正極および負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備えることを特徴とする。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 インバータの操作状態を表現する電圧ベクトルを示す図。 上記実施形態にかかるモデル予測制御の手順を示す流れ図。 過変調領域において生じる問題を説明するための図。 上記実施形態における過変調領域の処理を示す流れ図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 同実施形態の効果を示す図。 第２の実施形態にかかるシステム構成図。 第３の実施形態にかかるシステム構成図。 第４の実施形態にかかるシステム構成図。 上記各実施形態の変形例を示すタイムチャート。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。車載主機としてのモータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体とを備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１４を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６を備えている。更に、インバータＩＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１８を備えている。

上記各種センサの検出値は、図示しないインターフェースを介して低電圧システムを構成する制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎである。

上記制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクを要求トルクＴｒに制御すべく、インバータＩＶを操作する。詳しくは、要求トルクＴｒを実現するための指令電流となるようにインバータＩＶを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクが最終的な制御量となるものであるが、トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０を流れる電流を直接の制御量としてこれを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御すべく、インバータＩＶの操作状態を複数通りのそれぞれに設定した場合についてのモータジェネレータ１０を流れる電流を予測し、上記操作状態のうち予測電流が指令電流に近くなるものをインバータＩＶの実際の操作状態として採用するモデル予測制御を行う。

以下では、まず「１．低変調率での制御」について説明した後、「過変調領域での制御」について説明する。
「１．低変調率での制御」
電流センサ１６によって検出された相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部２２において、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに変換される。また、角度センサ１４によって検出される電気角θは、速度算出部２３の入力となり、これにより、回転速度（電気角速度ω）が算出される。一方、指令電流設定部２４は、要求トルクＴｒを入力とし、ｄｑ座標系での指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを出力する。これら指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ、実電流ｉｄ，ｉｑ、及び電気角θは、モデル予測制御部３０の入力となる。モデル予測制御部３０では、これら入力パラメータに基づき、インバータＩＶの操作状態を規定する電圧ベクトルＶｉを決定し、操作部２６に入力する。操作部２６では、入力された電圧ベクトルＶｉに基づき、上記操作信号を生成してインバータＩＶに出力する。

ここで、インバータＩＶの操作状態を表現する電圧ベクトルは、図２に示す８つの電圧ベクトルとなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となる操作状態（図中、「下」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態となる操作状態（図中、「上」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ７である。これら電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＶからモータジェネレータ１０に印加される電圧がゼロとなるものであるため、ゼロ電圧ベクトルと呼ばれている。これに対し、残りの６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、上側アーム及び下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、有効電圧ベクトルと呼ばれている。なお、図２（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５のそれぞれがＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。

次に、モデル予測制御部３０の処理の詳細について説明する。先の図１に示す操作状態設定部３１では、インバータＩＶの操作状態を設定する。ここでは、先の図２に示した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７をインバータＩＶの操作状態として設定する。ｄｑ変換部３２では、操作状態設定部３１によって設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、ｄｑ座標系の電圧ベクトルＶｄｑ＝（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、操作状態設定部３１における電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば、先の図２において、「上」を「ＶＤＣ／２」として且つ「下」を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となる。

予測部３３では、電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）と、実電流ｉｄ，ｉｑと、電気角速度ωとに基づき、インバータＩＶの操作状態を操作状態設定部３１によって設定される状態とした場合の電流ｉｄ，ｉｑを予測する。ここでは、下記（ｃ１）、（ｃ２）にて表現される電圧方程式を、電流の微分項について解いた下記の状態方程式（式（ｃ３）、（ｃ４））を離散化し、１ステップ先の電流を予測する。
ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄ −ωＬｑｉｑ …（ｃ１）
ｖｑ＝ωＬｄｉｄ ＋（Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑ ＋ωφ …（ｃ２）
ｐｉｄ
＝−（Ｒ／Ｌｄ）ｉｄ ＋ω（Ｌｑ／Ｌｄ）ｉｑ ＋ｖｄ／Ｌｄ …（ｃ３）
ｐｉｑ
＝−ω（Ｌｄ／Ｌｑ）ｉｄ−（Ｒｄ／Ｌｑ）ｉｑ＋ｖｑ／Ｌｑ−ωφ／Ｌｑ…（ｃ４）
ちなみに、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）において、抵抗Ｒ、微分演算子ｐ、ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑ及び電機子鎖交磁束定数φを用いた。

上記電流の予測は、操作状態設定部３１によって設定される複数通りの操作状態のそれぞれについて行われる。

一方、操作状態決定部３４では、予測部３３によって予測された電流ｉｄｅ，ｉｑｅと、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとを入力として、インバータＩＶの操作状態を決定する。ここでは、操作状態設定部３１によって設定された操作状態のそれぞれを評価関数Ｊによって評価し、評価のもっとも高かった操作状態を選択する。この評価関数Ｊとして、本実施形態では、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトルＩｄｑｒ＝（ｉｄｒ，ｉｑｒ）と、予測電流ベクトルＩｄｑｅ＝（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりうることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。これにより、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の差が大きいほど、評価が低くなる評価関数Ｊを構築することができる。

図３に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、所定周期（制御周期Ｔｃ）で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電気角θ（ｎ）と、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）とを検出するとともに、前回の制御周期で決定された電圧ベクトルＶ（ｎ）を出力する。続くステップＳ１２においては、１制御周期先における電流（ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１））を予測する。これは、上記ステップＳ１０によって出力された電圧ベクトルＶ（ｎ）によって、１制御周期先の電流がどうなるかを予測する処理である。ここでは、上記の式（ｃ３）、（ｃ４）にて表現されたモデルを前進差分法にて制御周期Ｔｃで離散化したものを用いて、電流ｉｄｅ（ｎ＋１）、ｉｑｅ（ｎ＋１）を算出する。この際、電流の初期値として、上記ステップＳ１０において検出された実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）によってｄｑ変換したものを用いる。

続くステップＳ１４〜Ｓ２２では、次回の制御周期における電圧ベクトルを複数通りに設定した場合のそれぞれについて、２制御周期先の電流を予測する処理を行う。すなわち、まずステップＳ１４において、電圧ベクトルを定める数ｊを「０」に設定する。続くステップＳ１６においては、電圧ベクトルＶｊを、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）として設定する。続くステップＳ１８においては、上記ステップＳ１２と同様にして予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）、ｉｑｅ（ｎ＋２）を算出する。ただし、ここでは、電流の初期値として、上記ステップＳ１２において算出された予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）にωＴｃを加算した角度によってｄｑ変換したものを用いる。

続くステップＳ２０においては、数ｊが「７」であるか否かを判断する。この処理は、インバータＩＶの操作状態を決定する電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の全てについて、電流の予測処理が完了したか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ２０において否定判断される場合には、ステップＳ２２において、数ｊをインクリメントし、ステップＳ１６に戻る。これに対し、ステップＳ２０において肯定判断される場合には、ステップＳ２４に移行する。

ステップＳ２４においては、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を決定する処理を行う。ここでは、上記評価関数Ｊを最小化する電圧ベクトルを最終的な電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）とする。すなわち、ステップＳ２０において肯定判断される時点で、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれについての予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）が算出されている。このため、これら８通りの予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）を用いて、評価関数Ｊの値を８つ算出することができる。続くステップＳ２６においては、電圧ベクトルＶ（ｎ），Ｖ（ｎ＋１）を、それぞれ電圧ベクトルＶ（ｎ−１），Ｖ（ｎ）とし、電気角θ（ｎ）を電気角θ（ｎ−１）とし、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を、それぞれ実電流ｉｄ（ｎ−１）、ｉｑ（ｎ−１）とする。

なお、ステップＳ２６の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。
「２．過変調領域での制御」
ところで、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）に、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ（固定値）を入力することで、指令電圧ベクトル（ｖｄｒ、ｖｑｒ）のノルムが一義的に定まる。このノルムは、モータジェネレータ１０の電気角θが「３６０°」回転することで、図４（ａ）に示す２次元固定座標系において「３６０°」回転する。ここで、インバータＩＶによって実現可能な出力電圧は、図４（ａ）に示すように、１辺の長さが「√（２／３）×ＶＤＣ」の６角形内の領域に制限される。このため、指令電圧ベクトル（ｖｄｒ、ｖｑｒ）の終点が描く曲線（円）としての上限は、図４（ａ）に示した半径「ＶＤＣ／√２」の円（６角形の内接円）となる。この状態は、インバータＩＶの出力線間電圧の基本波成分が入力電圧と一致していることを意味し、このときの変調率を「２／√３」と定義する。

本実施形態では、変調率が「２／√３」よりも大きい領域を過変調領域とする。過変調領域においても変調率をさらに上昇させることができることが周知である。ただし、過変調領域である場合、すなわち、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに応じた上記指令電圧ベクトルのノルムが上記円の半径よりも大きくなる場合、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを実現することはできない。ここでは、図４（ｂ）に示すように、指令電圧ベクトルの終点が上記６角形の領域内に入る破線部分と、６角形の領域からはみ出る１点鎖線部分とが周期的に繰り返されることに起因して、制御量に電気角周波数の６倍の高調波が重畳する。

この６次の高調波の重畳によって電流が変動したとしてもその平均値が指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとなるなら、モータジェネレータ１０のトルクを要求トルクＴｒに制御することができる。ただし、上記評価関数Ｊを用いてインバータＩＶの操作状態を決定する場合、モータジェネレータ１０の実際のトルクと要求トルクＴｒとの間に定常的な乖離が生じる。これは、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）となると予測されるタイミングと現在時との間の時間間隔（予測間隔）が上記高調波の周期と比較して小さいことに起因している。すなわち、この場合、局所的なタイムスケースにおいて予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの差を最小にするための操作状態が選択される。したがって、例えば、インバータＩＶの出力電圧からの制約によりｑ軸の実際の電流を指令電流ｉｑｒとすることができない領域とこれを上回る制御が可能な領域とが存在する。そして、上回る制御が可能な領域においては、指令電流ｉｑｒと予測電流ｉｑｅとの差を最小とする操作状態が選択されるため、指令電流ｉｑｒを上回る操作状態の使用が回避され、ｑ軸電流の平均値が指令電流ｉｄｒに対して不足する。

ちなみに、上記定常偏差は、高調波の周期以上の長期間にわたって都度の予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの差を評価することで次回の操作状態を決定するなら、解消しうる。ただし、この場合には演算負荷が過大となる。

そこで本実施形態では、先の図１に示した処理によって過変調領域における定常偏差の抑制を図る。

ハイパスフィルタ４０は、実電流ｉｄを入力として、電気角周波数よりも大きい周波数成分を抽出する。ここでは、実際には、電気角周波数成分（望ましくは電気角周波数以下の全成分）を十分に減衰させ、６次成分を十分に透過させるべく、カットオフ周波数の調整等がなされる。なお、カットオフ周波数は、電気角速度ωに応じて可変設定される。一方、乗算部４２では、ハイパスフィルタ４０の出力信号にゲインＫを乗算する。これが高調波電流補正量ｉｄｈである。そして、セレクタ４４では、指令電流ｉｄｒが評価関数Ｊに入力されるに先立ち、補正部４６を介して高調波電流補正量ｉｄｈを加算するか否かを切り替える。

一方、ハイパスフィルタ５０は、実電流ｉｑを入力として、電気角周波数よりも大きい周波数成分を抽出する。ここでは、実際には、電気角周波数成分（望ましくは電気角周波数以下の全成分）を十分に減衰させ、６次成分を十分に透過させるべく、カットオフ周波数の調整等がなされる。なお、カットオフ周波数は、電気角速度ωに応じて可変設定される。一方、乗算部５２では、ハイパスフィルタ５０の出力信号にゲインＫを乗算する。これが高調波電流補正量ｉｑｈである。そして、セレクタ５４では、指令電流ｉｑｒが評価関数Ｊに入力されるに先立ち、補正部５６を介して高調波電流補正量ｉｑｈを加算するか否かを切り替える。

上記高調波電流ｉｄｈ，ｉｑｈは、先の図４（ｂ）に示した指令電圧ベクトルの終点が上記６角形の領域内に入る破線部分と６角形の領域からはみ出る１点鎖線部分とが周期的に繰り返されることに起因した電流の変動成分である。このため、この電流を指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに加算するなら、指令電流と実電流との差を最小とするための操作状態が、上記定常偏差を解消するための操作状態となりやすくなる。

図５に、本実施形態にかかる高調波電流補正量ｉｄｈ，ｉｑｈの重畳の有無の切替処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、指令電流設定部２４によって設定される指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒから要求されるインバータＩＶの出力電圧ベクトル（平均電圧ベクトルＶａ）を算出する。これは、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）に、上記補正部４６，５６の入力パラメータとしての指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを入力することで算出することができる。続くステップＳ３２においては、変調率Ｍを算出する。これは、電源電圧ＶＤＣと、平均電圧ベクトルＶａとを用いて、「（｜Ｖａ｜／ＶＤＣ）√（８／３）」となる。続くステップＳ３４では、過変調領域であるか否かを判断する。そして過変調領域であると判断される場合、ステップＳ３６において、指令電流ベクトル（ｉｄｒ、ｉｑｒ）と実電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）との差ベクトルのノルムが閾値ΔＩｔｈ以下であるか否かを判断する。この処理は、モータジェネレータ１０の状態量が急変する過渡状態であるか否かを判断するためのものである。そして、閾値ΔＩｔｈ以下であると判断される場合、過渡状態ではないとことから、ステップＳ３８において、指令電流設定部２４によって設定された指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに、高調波電流補正量ｉｄｈ，ｉｑｈを重畳する。

このように、本実施形態では、過変調領域であることと過渡状態ではないこととの論理積が真である場合に、高調波電流補正量ｉｄｈ，ｉｑｈを重畳した。ここで、過渡状態ではないことを条件としたのは、ハイパスフィルタ４０，５０が、上記６次の高調波以外に過渡状態に起因した成分をも抽出する可能性があることに鑑みたものである。

なお、上記ステップＳ３８の処理が完了する場合や、ステップＳ３４、Ｓ３６において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図６に、本実施形態の効果を示す。図示されるように、高調波電流補正量ｉｄｈ，ｉｑｈを重畳することで実電流ｉｄ，ｉｑの平均値を指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに好適に制御することができる。

図７に、本実施形態の別の効果を示す。

図７（ａ）では、ハイパスフィルタ４０，５０として、入力信号ｒに対する出力信号ｙの伝達関数が「ｙ（ｚ）＝｛ｒ（ｚ）−ｒ（ｚ−１）＋ｙ（ｚ−１）｝／（１＋２πｆＴｃ）となるものを用いる例を示した。ここで、遮断周波数ｆを用いている。これら各ハイパスフィルタ４０，５０に要する演算は、図７（ａ）に示す表の通りである（ただし、ここでは遮断周波数ｆを定数としている）。これに対し、図７（ｂ）に、上記非特許文献１に記載の技術の場合の演算負荷を対比して示す。図示されるように、この場合、変調率Ｍに応じて予め高調波電圧Ｖｈ５，Ｖｈ７を適合する必要があることに加えて、演算負荷も膨大となる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）評価関数Ｊの入力パラメータとしての指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに、高調波成分を重畳した。これにより、評価関数Ｊに入力される指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒと予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅとの差に高調波成分が顕著に含まれることに起因した定常偏差を好適に抑制することができる。

（２）実電流ｉｄ，ｉｑをハイパスフィルタ４０，５０によって処理することで、高調波電流補正量ｉｄｈ，ｉｑｈを算出した。これにより、過変調領域であることに起因した高調波成分を簡易に取得することができる。

（３）過渡状態であると判断される場合、高調波電流補正量ｉｄｈ，ｉｑｈの重畳を禁止した。これにより、過変調領域に特有の６次の高調波とは無関係な高調波成分によって評価関数Ｊの入力パラメータが大きく影響を受けることを回避することができる。

（４）変調率が「２／√３」を上回ることを条件に高調波電流補正量ｉｄｈ，ｉｑｈの重畳を行った。これにより、過変調領域に特有の６次の高調波の影響が生じる場合に、これに対処する処理を行うことができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図８に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図８において、先の図１に示した処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、ハイパスフィルタ４０，５０によって、予測部３３の出力する予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅ（評価関数Ｊに入力される予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅ）の高調波成分を抽出し、これに基づき高調波電流補正量ｉｄｈ，ｉｑｈを算出する。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図９に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図９において、先の図１に示した処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、予測部３３の出力する予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅが評価関数Ｊに入力されるに先立ち、補正部４６，５６において、これらから高調波電流補正量ｉｄｈ，ｉｑｈを減算する補正を行う。すなわち、評価関数Ｊの入力パラメータとしての予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを、高調波電流補正量ｉｄｈ，ｉｑｈによって減算補正されたものとする。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、トルクと磁束とを直接の制御量とし、これらの指令値と予測値とを入力としてインバータＩＶの操作状態を決定する。

図１０に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１０において、先の図１に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。ただし、図１０では、スペースの関係上、過変調処理に関する部分のみを示した。

図示されるように、トルク／磁束予測部３６では、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅに基づき、モータジェネレータ１０の磁束ベクトルΦとトルクＴとを予測する。ここで、磁束ベクトルΦ＝（Φｄ、Φｑ）は、下記の式（ｃ５）、（ｃ６）にて予測され、トルクＴは、下記の式（ｃ７）にて予測される。

Φｄ＝Ｌｄ・ｉｄ＋φ …（ｃ５）
Φｑ＝Ｌｑ・ｉｑ …（ｃ６）
Ｔ＝Ｐ（Φｄ・ｉｑ−Φｑ・ｉｄ） …（ｃ７）
ちなみに、上記の式（ｃ７）においては、極対数Ｐを用いている。

一方、磁束マップ２４ａでは、要求トルクＴｒに基づき、指令磁束ベクトルΦｒを設定する。ここで、指令磁束ベクトルΦｒは、要求トルクＴｒを満たすもののうち、例えば最小の電流で最大のトルクが得られる最大トルク制御を実現する等の要求によって設定されるものである。

操作状態決定部３４ａでは、評価関数Ｊに基づき最終的な操作状態を決定する。ここで、評価関数Ｊは、予測トルクＴｅと要求トルクＴｒとの差と、予測磁束ベクトルΦｅと指令磁束ベクトルΦｒとの各成分の差とに基づき定量化される。詳しくは、これらの差の２乗のそれぞれに重み係数α、β（α≠β、α≠０、β≠０）を乗算した値同士の和に基づき決定される。ここで、重み係数α、βは、トルクと磁束との大きさが相違することに鑑みたものである。すなわち例えば、トルクの数値の方が大きくなる単位設定をする場合、トルク偏差の方が大きくなりやすいため、重み係数α、βを用いない場合には、磁束の制御性が低い電圧ベクトルであっても評価がさほど低くならない等のデメリットが生じるおそれがある。このため、重み係数α、βを、評価関数Ｊの複数の入力パラメータの絶対値の大きさの相違を補償する手段として用いる。

ここで、評価関数Ｊの入力となる予測トルクＴｅと予測磁束ベクトルΦｅとは、上記第１の実施形態の要領で予測された電流を初期値として用いて算出されるものである。すなわち、本実施形態では、トルクや磁束を直接検出するハードウェア手段を備えないため、トルクや磁束を算出可能な物理量である電流に基づきこれら制御量であるトルクや磁束を算出している。そして、次回の更新タイミングｎ＋１におけるインバータＩＶの操作状態の設定に応じたトルクや磁束の予測処理に際して、次回の更新タイミングｎ＋１における電流の予測値を初期値として用いる。

ここで、本実施形態では、評価関数Ｊの入力パラメータとしての要求トルクＴｒと、指令磁束ベクトルΦｒとを、トルク／磁束予測部３６における予測トルクＴｅと予測磁束ベクトルΦｅとから抽出される高調波成分によって補正する。

すなわち、ハイパスフィルタ６０は、予測トルクＴｅを入力とし、その高調波成分を抽出する。一方、乗算部６２では、ハイパスフィルタ６０の出力信号にゲインＫを乗算することで高調波トルク補正量Ｔｈを算出する。一方、補正部６４では、要求トルクＴｒに高調波トルク補正量Ｔｈを加算して操作状態決定部３４ａに出力する。

また、ハイパスフィルタ７０は、予測磁束Φｑｅを入力とし、その高調波成分を抽出する。一方、乗算部７２では、ハイパスフィルタ７０の出力信号にゲインＫを乗算することで高調波磁束補正量Φｑｈを算出する。一方、補正部７４では、指令磁束Φｑｒに高調波磁束補正量Φｑｈを加算して操作状態決定部３４ａに出力する。

くわえて、ハイパスフィルタ８０は、予測磁束Φｄｅを入力とし、その高調波成分を抽出する。一方、乗算部８２では、ハイパスフィルタ８０の出力信号にゲインＫを乗算することで高調波磁束補正量Φｄｈを算出する。一方、補正部８４では、指令磁束Φｄｒに高調波磁束補正量Φｄｈを加算して操作状態決定部３４ａに出力する。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
＜高調波成分抽出手段について＞
ハイパスフィルタとしては、図７（ａ）に例示した１次のIIRフィルタに限らず、例えば高次のIIRフィルタでもよく、さらにFIRフィルタ等であってもよい。また、高調波成分抽出手段としては、ハイパスフィルタに限らない。例えば基本波周波数の６倍の高調波の周波数帯域を選択的に透過させるバンドパスフィルタであってもよい。また例えば、制御量とその指令値との減算によって高調波成分として抽出するものであってもよい。

また、高調波成分の抽出対象となる制御量としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば状態観測器によって推定されたものであってもよい。
＜除去手段について＞
上記各実施形態では、変調率Ｍが「２／√３」を超える場合に、評価関数Ｊの入力パラメータとしての予測された制御量とその指令値との差から高調波成分を除去する処理を行ったが、これに限らない。例えば、これよりも更に所定値だけ大きくなることで高調波の影響が顕著となると想定される場合に限って上記除去する処理を行ってもよい。また例えば、高調波成分を除去する処理の開始条件となる変調率と停止条件となる変調率とを相違させてもよい。

また、上記第４の実施形態において、評価関数Ｊの入力パラメータとしての制御量の指令値のうち、指令磁束ベクトルΦｒと要求トルクＴｒとのいずれか一方のみを高調波によって補正してもよい。
＜過渡状態判断手段について＞
過渡状態判断手段としては、予測対象とされる制御量の検出値と指令値との差が大きくなることで過渡状態と判断するものに限らない。例えば制御量の指令値の変化量が規定値以上となることで過渡状態と判断するものであってもよい。

また、制御量の変化に限らず、モータジェネレータ１０の状態量であって且つ制御量ではないものが急変した場合に過渡状態と判断してもよい。こうした状態量としては、例えば上記各実施形態における回転速度がある。
＜制限手段について＞
過渡状態であると判断される場合に高調波成分を除去する処理を制限する手段としては、評価関数Ｊの全ての入力パラメータについてこの処理を禁止する手段に限らない。例えば上記第１〜３の実施形態において、ｄ軸とｑ軸とのいずれか一方に限って高調波成分を除去する処理を禁止するものであってもよい。図１１に、ｑ軸の指令電流のみを急変させた場合についてのこれらの効果を示す。詳しくは、図１１（ａ）に、過渡時においてｄ軸およびｑ軸の双方とも上記除去する処理を禁止する場合を示し、図１１（ｂ）に、過渡時においてｄ軸のみ除去する処理を禁止する場合を示し、図１１（ｃ）に、過渡時においてｑ軸のみ除去する処理を禁止する場合を示し、図１１（ｄ）に、過渡時において双方とも除去する処理を継続する場合を示す。図示されるように、過渡時において双方とも除去する処理を禁止する場合の電流脈動が最も小さく、次に急変しない側のパラメータであるｄ軸電流のみ除去する処理を行う場合の電流脈動が小さい。しかし、過渡時であるか否かにかかわらず常時除去する処理を継続する場合と比較して、いずれか一方に限って高調波成分を除去する処理を停止させる場合の方が電流の脈動を低減できることがわかる。

また、除去する処理の禁止を含むものにも限らない。例えば、先の図１の乗算部４２，５２のゲインＫを低減するものであってもよい。
＜評価関数について＞
上記第４の実施形態において、磁束ベクトルΦのｄ軸成分とｑ軸成分とのそれぞれに互いに相違する重み係数を乗算する等、これらの絶対値の大きさの相違を補償する手段を備えてもよい。また、第１〜第３の実施形態においても、ｄ軸電流とｑ軸電流との絶対値の大きさの相違を補償する手段を備えてもよい。

また、評価関数としては、入力パラメータとしての制御量とその指令値との差の各成分の２乗の加重平均値にも限らない。例えば制御量とその指令値との差の絶対値であってもよい。要は、入力パラメータとしての制御量とその指令値との差が大きいほど評価が低いことを定量化するものであればよい。
＜予測手段について＞
・上記各実施形態では、インバータＩＶの操作状態についての次の更新タイミング（１制御周期先のタイミング）におけるインバータＩＶの操作による制御量を予測したがこれに限らない。例えば数制御周期先の更新タイミングにおけるインバータＩＶの操作による制御量まで順次予測することで、１制御周期先の更新タイミングにおける操作状態を決定してもよい。この場合であっても、予測区間が６次高調波の周期よりも短いなら、評価関数Ｊの入力パラメータの差から高調波を除去することは有効である。

・上記各実施形態では、電流の検出タイミングをインバータＩＶの操作状態の更新タイミングに同期させたがこれに限らない。例えば、時系列的に隣接する各一対の更新タイミング間の中央のタイミングにおいて電流を検出するようにしてもよい。この場合であっても、次回の更新タイミングにおける操作状態の設定に伴う電流の予測の初期値として、次回の更新タイミングにおける電流を上記検出された電流に基づき予測することは有効である。

・上記各実施形態では、インバータＩＶの操作状態の更新タイミングから１制御周期先の制御量を予測したがこれに限らない。例えば、操作状態の更新タイミングから１制御周期経過するまでの期間内の中間の時点における制御量を予測してもよい。

・電流を予測するために用いるモデルとしては、鉄損を無視したモデルに限らず、これを考慮したモデルであってもよい。

・電流の予測としては、モデルを用いるものに限らず、入力パラメータについての離散的な値に対応した出力パラメータの値が記憶された記憶手段（マップ）を用いるものであってもよい。

・上記各実施形態では、可能な操作状態（電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７）の全てを仮設定の対象として、これら全てについて制御量を予測したがこれに限らない。例えばゼロベクトルについては、Ｖ０，Ｖ７のいずれか一方に限って予測対象としてもよい。
＜制御量について＞
・指令値と予測値とに基づきインバータＩＶの操作を決定するために用いる制御量としては、トルクおよび磁束と、電流とのいずれかに限らない。例えば、トルクのみまたは磁束のみであってもよい。また例えば、トルクおよび電流であってもよい。ここで、制御量を電流以外とする場合等において、センサによる直接の検出対象を電流以外としてもよい。

・上記各実施形態では、回転機の究極の制御量（予測対象であるか否かにかかわらず、最終的に所望の量とされることが要求される制御量）を、トルクとしたが、これに限らず、例えば回転速度等としてもよい。
＜電力変換回路について＞
互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と回転機の各端子との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路としては、インバータＩＶに限らない。例えば、３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加する電圧印加手段と回転機の各端子とを選択的に開閉するスイッチング素子を備えるものであってもよい。この場合であっても、各端子に印加される電圧の最大値が共通であるなら、上記と同様に過変調領域を定義することができる。ただし、高調波成分を減衰させる処理は、上記端子電圧の最大値に基づき定義される過変調領域において行なうものに限らない。例えば、端子に印加される電圧の中間値を上回る電圧の印加を利用しない制御を行って且つ、この際の過変調領域をこの中間値に基づき定義し、この領域において高調波成分を減衰させる処理を行ってもよい。

なお、回転機の各端子に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加するための電力変換回路としては、例えば特開２００６−１７４６９７号公報に例示されているものがある。
＜その他＞
・回転機としては、埋め込み磁石同期機に限らず、表面磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。

・回転機としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、電気自動車に搭載されるものであってもよい。また、回転機としては車両の主機として用いられるものに限らない。

・直流電源としては、高電圧バッテリ１２に限らず、例えば高電圧バッテリ１２の電圧を昇圧するコンバータの出力端子であってもよい。

１０…モータジェネレータ、１２…高電圧バッテリ（直流電源の一実施形態）、１４…制御装置（回転機の制御装置の一実施形態）。

Claims (6)

1. 互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と回転機の端子とを選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、
   前記電力変換回路の操作状態を複数通りに設定した場合のそれぞれについての前記回転機の制御量を予測する予測手段と、
   前記予測された制御量と該制御量の指令値とを入力パラメータとする評価関数の評価結果に基づき、前記電力変換回路の実際の操作状態を決定し、該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段と、
   前記制御量を入力としてその高調波成分を抽出する高調波成分抽出手段と、
   前記評価関数の入力パラメータとしての前記予測手段によって予想された制御量と該制御量の指令値との差から前記抽出された高調波成分を除去する除去手段とを備え、
   前記回転機の状態量が急変する過渡状態を判断する過渡状態判断手段と、
   前記過渡状態判断手段によって前記過渡状態であると判断される場合、前記除去手段による前記高調波成分を除去する処理を制限する制限手段とを更に備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記高調波成分抽出手段の入力となる制御量は、該制御量の検出値もしくは該制御量を算出可能な物理量の検出値に基づき算出された制御量、または前記予測手段によって予測される制御量であることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記電力変換回路は、回転機の端子に直流電源の正極および負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備え、
   前記除去手段は、前記電力変換回路の出力線間電圧の振幅が前記電力変換回路の入力電圧を規定値以上を上回ることを条件に前記高調波成分を除去する処理を行うことを特徴とする請求項１又は２に記載の回転機の制御装置。
4. 前記評価関数の入力パラメータとしての制御量は、前記回転機を流れる電流を含み、
   前記高調波成分抽出手段は、前記回転機を流れる電流の検出値から高調波成分を抽出することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
5. 前記評価関数の入力パラメータとしての制御量は、前記回転機を流れる電流を含み、
   前記高調波成分抽出手段は、前記予測手段によって予測される電流から高調波成分を抽出することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
6. 前記電力変換回路は、回転機の端子に直流電源の正極および負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。

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