JP2003047299A - Ｐｍモータのベクトル制御方式 - Google Patents
Ｐｍモータのベクトル制御方式Info
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- JP2003047299A JP2003047299A JP2001229092A JP2001229092A JP2003047299A JP 2003047299 A JP2003047299 A JP 2003047299A JP 2001229092 A JP2001229092 A JP 2001229092A JP 2001229092 A JP2001229092 A JP 2001229092A JP 2003047299 A JP2003047299 A JP 2003047299A
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 連続系の式で表される磁束オブザーバを、デ
ィジタル演算器で演算するためにオイラー法により離散
化して数値演算するのでは、離散化誤差の影響が大きく
なる。 【解決手段】 磁束オブザーバの連続系の演算式をサン
プル周期毎に演算する離散化系に変換する際の近似は、
界磁側の磁束ベクトルを、角速度ωで回転させる成分
を、２次のルンゲクッタ方式により演算し、次時刻の磁
束ベクトルは１／２サンプル先の予測された磁束ベクト
ルの傾きから求め、電流推定側へ干渉する成分は、１／
２サンプル先の予測された磁束ベクトルをωＪにより座
標変換した情報により演算し、磁束オブザーバの制御ブ
ロック内で使用される速度情報は、推定界磁磁束と誤差
電流成分とから比例積分演算により推定する。
ィジタル演算器で演算するためにオイラー法により離散
化して数値演算するのでは、離散化誤差の影響が大きく
なる。 【解決手段】 磁束オブザーバの連続系の演算式をサン
プル周期毎に演算する離散化系に変換する際の近似は、
界磁側の磁束ベクトルを、角速度ωで回転させる成分
を、２次のルンゲクッタ方式により演算し、次時刻の磁
束ベクトルは１／２サンプル先の予測された磁束ベクト
ルの傾きから求め、電流推定側へ干渉する成分は、１／
２サンプル先の予測された磁束ベクトルをωＪにより座
標変換した情報により演算し、磁束オブザーバの制御ブ
ロック内で使用される速度情報は、推定界磁磁束と誤差
電流成分とから比例積分演算により推定する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＰＭモータの位置
・速度センサレス制御などを実現するためのベクトル制
御方式に係り、特にＰＭモータの磁束オブザーバに関す
るものである。
・速度センサレス制御などを実現するためのベクトル制
御方式に係り、特にＰＭモータの磁束オブザーバに関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】ＰＭモータの界磁磁束を推定する磁束オ
ブザーバは、下記の文献（１）の論文が知られている。
ブザーバは、下記の文献（１）の論文が知られている。
【０００３】文献（１）：楊・富岡・中野・金：「適応
オブザーバによるブラシレスＤＣモータの位置センサレ
ス制御」電学論 D,113,579（平5-5） この文献（１）では、オブザーバが連続系の式で表され
ているため、ディジタル演算器でオブザーバの演算を行
う場合、オイラー法により離散化して数値演算するのが
一番簡単な方法である。
オブザーバによるブラシレスＤＣモータの位置センサレ
ス制御」電学論 D,113,579（平5-5） この文献（１）では、オブザーバが連続系の式で表され
ているため、ディジタル演算器でオブザーバの演算を行
う場合、オイラー法により離散化して数値演算するのが
一番簡単な方法である。
【０００４】一方、このオブザーバは、固定子座標系で
設計されているため、推定磁束が正弦波状に変化する。
これは、周波数が高くなるにつれ離散化誤差の影響が大
きくなることを示しており、特にオイラー法により離散
化した場合にその影響が顕著である。
設計されているため、推定磁束が正弦波状に変化する。
これは、周波数が高くなるにつれ離散化誤差の影響が大
きくなることを示しており、特にオイラー法により離散
化した場合にその影響が顕著である。
【０００５】この離散化誤差の影響を軽減する方法とし
て、推定磁束の回転部分に対して、回転座標変換を用い
た演算を適用することにより、演算精度の向上を図るも
のを本願出願人は既に提案している（特願２００１−１
４８５５３）。このオブザーバを用いた位置・速度セン
サレス制御系においては、推定磁束の精度を改善するこ
とにより、相乗的に速度推定精度の改善を図ることがで
きる。
て、推定磁束の回転部分に対して、回転座標変換を用い
た演算を適用することにより、演算精度の向上を図るも
のを本願出願人は既に提案している（特願２００１−１
４８５５３）。このオブザーバを用いた位置・速度セン
サレス制御系においては、推定磁束の精度を改善するこ
とにより、相乗的に速度推定精度の改善を図ることがで
きる。
【０００６】本発明は、文献（１）のオブザーバに対し
て、特願２００１−１４８５５３と同様、推定磁束の回
転部分の演算精度を改善する方式であり、これにより、
単純なオイラー法により離散化されたオブザーバに対し
て、僅かな改良により演算誤差が効果的に改善されるこ
とになる。なお、本発明では固定座標系の座標軸をα−
β座標軸として扱っている。
て、特願２００１−１４８５５３と同様、推定磁束の回
転部分の演算精度を改善する方式であり、これにより、
単純なオイラー法により離散化されたオブザーバに対し
て、僅かな改良により演算誤差が効果的に改善されるこ
とになる。なお、本発明では固定座標系の座標軸をα−
β座標軸として扱っている。
【０００７】まず、文献（１）のオブザーバについて説
明する。（１）式にオブザーバの演算式を示す。
明する。（１）式にオブザーバの演算式を示す。
【０００８】
【数１】
【０００９】ここで、電圧や電流、磁束成分は二軸成分
であるが、式の表現を簡略化するためにベクトル表現で
現している。オブザーバゲインＧ内の係数Ｋは、極配置
をＰＭモータ自身の極のＫ倍の位置に設定することを示
している。（１）式を用いれば界磁磁束の推定ができ、
運転中の磁極位置推定や磁石磁束の温度補償が可能とな
る。
であるが、式の表現を簡略化するためにベクトル表現で
現している。オブザーバゲインＧ内の係数Ｋは、極配置
をＰＭモータ自身の極のＫ倍の位置に設定することを示
している。（１）式を用いれば界磁磁束の推定ができ、
運転中の磁極位置推定や磁石磁束の温度補償が可能とな
る。
【００１０】また、このオブザーバを用いて位置・速度
センサレス制御を行う場合は、検出速度ωが得られない
ため、これを適応同定する必要がある。この場合の速度
は検出電流と推定電流の誤差と推定界磁磁束から行われ
る。電流誤差を（２）式のように定義すると、
センサレス制御を行う場合は、検出速度ωが得られない
ため、これを適応同定する必要がある。この場合の速度
は検出電流と推定電流の誤差と推定界磁磁束から行われ
る。電流誤差を（２）式のように定義すると、
【００１１】
【数２】
【００１２】速度推定の式は、（３）式となり、推定界
磁磁束と誤差電流成分とから、ＰＩ演算により、速度推
定値が得られる。
磁磁束と誤差電流成分とから、ＰＩ演算により、速度推
定値が得られる。
【００１３】
【数３】
【００１４】位置・速度センサレス制御を行う場合、
（３）式により同定された速度推定値ωを用いて（１）
式の演算が行われ、適応オブザーバとしてセンサレス制
御を可能とする。
（３）式により同定された速度推定値ωを用いて（１）
式の演算が行われ、適応オブザーバとしてセンサレス制
御を可能とする。
【００１５】このオブザーバをブロック図で表すと図４
となる。図４は連続系のブロック図である。これをディ
ジタル演算器で演算するためには、離散化を行う必要が
あり、これを単純にオイラー近似で表すと図５のように
表わされる。
となる。図４は連続系のブロック図である。これをディ
ジタル演算器で演算するためには、離散化を行う必要が
あり、これを単純にオイラー近似で表すと図５のように
表わされる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】交流機は正弦波状の電
圧や電流が流れるため、周波数が高くなると、時間に対
する変化率が大きくなる。そのため、正確に正弦波を推
定しようとすると、演算きざみを短くする必要があり、
数十Ｈｚの周波数成分を１％以下の精度まで推定するた
めには、数十μｓという短い演算周期を設定する必要が
ある。
圧や電流が流れるため、周波数が高くなると、時間に対
する変化率が大きくなる。そのため、正確に正弦波を推
定しようとすると、演算きざみを短くする必要があり、
数十Ｈｚの周波数成分を１％以下の精度まで推定するた
めには、数十μｓという短い演算周期を設定する必要が
ある。
【００１７】この誤差の要因としては、離散化する際の
誤差が影響している。特に、図５に示したような離散近
似の制御ブロツクでは、この誤差の影響が大きく、界磁
磁束の推定精度が悪化し、高速域での制御系の安定性を
損なう原因となる。界磁磁束は、回転子とともに回転す
るという特殊な条件にあり、この回路については単純な
積分でなく、この回転成分をいかに正確に演算できるか
がポイントであるともいえる。また、厳密に離散化する
方法もあるが、この場合、係数演算が複雑で物理的意味
が分かりにくいといった問題点がある。
誤差が影響している。特に、図５に示したような離散近
似の制御ブロツクでは、この誤差の影響が大きく、界磁
磁束の推定精度が悪化し、高速域での制御系の安定性を
損なう原因となる。界磁磁束は、回転子とともに回転す
るという特殊な条件にあり、この回路については単純な
積分でなく、この回転成分をいかに正確に演算できるか
がポイントであるともいえる。また、厳密に離散化する
方法もあるが、この場合、係数演算が複雑で物理的意味
が分かりにくいといった問題点がある。
【００１８】本発明の目的は、離散化の刻み時間を短く
することなく、高い周波数まで精度を損なうことなく磁
束演算ができるＰＭモータのベクトル制御方式を提供す
ることにある。
することなく、高い周波数まで精度を損なうことなく磁
束演算ができるＰＭモータのベクトル制御方式を提供す
ることにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】図４において、破線ブロ
ックＡ部分の機能について説明する。まず、Ａ部分のう
ち図６（ｂ）の回路のみ抽出する。いま、ｔ＝０の時点
でｘ（ｔ＝０）という初期値をもつとき、このベクトル
軌跡は、図６（ａ）で示したように、振幅成分が一定で
位相のみωで回転するベクトルを意味している。
ックＡ部分の機能について説明する。まず、Ａ部分のう
ち図６（ｂ）の回路のみ抽出する。いま、ｔ＝０の時点
でｘ（ｔ＝０）という初期値をもつとき、このベクトル
軌跡は、図６（ａ）で示したように、振幅成分が一定で
位相のみωで回転するベクトルを意味している。
【００２０】次に、オイラー近似した図５の場合につい
て考えてみる。図４のＡ部分に相当するのが図５の破線
ブロックＡ’部分であり、図６（ｂ）に相当するのが図
７である。図８は、オイラー近似した場合の１サンプル
分のベクトル軌跡を表わして、円周は図６（ａ）のｘ
（ｔ）の軌跡を表している。
て考えてみる。図４のＡ部分に相当するのが図５の破線
ブロックＡ’部分であり、図６（ｂ）に相当するのが図
７である。図８は、オイラー近似した場合の１サンプル
分のベクトル軌跡を表わして、円周は図６（ａ）のｘ
（ｔ）の軌跡を表している。
【００２１】図７と図８よりオイラー近似の場合のベク
トル軌跡を説明する。今、ｘ（ｎ）のベクトルは、α、
β軸成分が破線部の比率で構成されている。このベクト
ルに対する次の１サンプル分の移動量は、ｘ（ｎ）をＪ
による座標変換によりα軸の成分はβ軸へ、β軸の成分
はα軸へ−１倍して座標変換され、これをω＊ΔＴ倍し
て移動量が決定される。つまり、図８において１サンプ
ル分の移動量は、一点鎖線で構成される成分となる。こ
の結果、図８より明らかに、ｘ（ｎ＋１）の軌跡が円周
上から大きく外れることが分かる。これは、ｘ（ｎ）を
基準にした傾きからｘ（ｎ＋１）を求めるため、誤差が
大きくなってしまったことを示している。
トル軌跡を説明する。今、ｘ（ｎ）のベクトルは、α、
β軸成分が破線部の比率で構成されている。このベクト
ルに対する次の１サンプル分の移動量は、ｘ（ｎ）をＪ
による座標変換によりα軸の成分はβ軸へ、β軸の成分
はα軸へ−１倍して座標変換され、これをω＊ΔＴ倍し
て移動量が決定される。つまり、図８において１サンプ
ル分の移動量は、一点鎖線で構成される成分となる。こ
の結果、図８より明らかに、ｘ（ｎ＋１）の軌跡が円周
上から大きく外れることが分かる。これは、ｘ（ｎ）を
基準にした傾きからｘ（ｎ＋１）を求めるため、誤差が
大きくなってしまったことを示している。
【００２２】次に、２次のルンゲクッタを利用して演算
誤差を減らす方式について説明する。２次のルンゲクッ
タ方式の制御ブロック図を図９に示す。図９の破線部分
が、新たに追加される演算部分である。図１０に、２次
のルンゲクッタ方式の回転ベクトルの軌跡を示す。
誤差を減らす方式について説明する。２次のルンゲクッ
タ方式の制御ブロック図を図９に示す。図９の破線部分
が、新たに追加される演算部分である。図１０に、２次
のルンゲクッタ方式の回転ベクトルの軌跡を示す。
【００２３】２次のルンゲクッタ方式とは、次の１サン
プルまでの中間地点で傾きを求め、これに基づき、１サ
ンプル区間全体の移動量を求める方式である。図９の破
線部は図７に対して新たに追加された部分である。この
演算は、ｘ（ｎ）をＪにより座標変換しω＊ΔＴ／２倍
している。これは、オイラー近似における１／２サンプ
ル先のベクトルを求めたことになる。これをＢ（ｎ）と
する。
プルまでの中間地点で傾きを求め、これに基づき、１サ
ンプル区間全体の移動量を求める方式である。図９の破
線部は図７に対して新たに追加された部分である。この
演算は、ｘ（ｎ）をＪにより座標変換しω＊ΔＴ／２倍
している。これは、オイラー近似における１／２サンプ
ル先のベクトルを求めたことになる。これをＢ（ｎ）と
する。
【００２４】いま、Ｂ（ｎ）のα、β軸成分が破線部の
比率で構成されているとすると、ｘ（ｎ）に対する次の
１サンプル分の移動量は、Ｂ（ｎ）のベクトルをＪによ
る座標変換によりα軸の成分はβ軸へ、β軸の成分はα
軸へ−１倍して座標変換され、これをω＊ΔＴ倍して移
動量が決定される。
比率で構成されているとすると、ｘ（ｎ）に対する次の
１サンプル分の移動量は、Ｂ（ｎ）のベクトルをＪによ
る座標変換によりα軸の成分はβ軸へ、β軸の成分はα
軸へ−１倍して座標変換され、これをω＊ΔＴ倍して移
動量が決定される。
【００２５】つまり、図１０における１サンプル分の移
動量は、一点鎖線で構成された成分となる。図１０より
ｘ（ｎ＋１）の軌跡がほぼ円周上に求められている。こ
れはｘ（ｎ）と仮のｘ（ｎ＋１）の中間点の傾きにより
ｘ（ｎ＋１）を求めたため、より正確な区間全体の傾き
が得られ、誤差が小さくなったことを示している。
動量は、一点鎖線で構成された成分となる。図１０より
ｘ（ｎ＋１）の軌跡がほぼ円周上に求められている。こ
れはｘ（ｎ）と仮のｘ（ｎ＋１）の中間点の傾きにより
ｘ（ｎ＋１）を求めたため、より正確な区間全体の傾き
が得られ、誤差が小さくなったことを示している。
【００２６】図４のＡには、回転ベクトルの振幅を決め
る入力ｕがある。そこで、図９を入力信号ｕを考慮した
形に変形すると最終的に図１１が得られる。
る入力ｕがある。そこで、図９を入力信号ｕを考慮した
形に変形すると最終的に図１１が得られる。
【００２７】以上のことから、本発明は、ＰＭモータの
界磁磁束を推定する同一次元磁束オブザーバにおいて、
連続系の演算式をサンプル周期毎に演算する離散化系に
変換する際、ルンゲクッタ方式による近似によって磁束
推定するものであり、以下の方式を特徴とする。
界磁磁束を推定する同一次元磁束オブザーバにおいて、
連続系の演算式をサンプル周期毎に演算する離散化系に
変換する際、ルンゲクッタ方式による近似によって磁束
推定するものであり、以下の方式を特徴とする。
【００２８】（１）ＰＭモータの界磁磁束を同一次元磁
束オブザーバで推定するベクトル制御方式において、前
記磁束オブザーバの連続系の演算式をサンプル周期毎に
演算する離散化系に変換する際の近似は、界磁側の磁束
ベクトルを、角速度ωで回転させる成分を、２次のルン
ゲクッタ方式により演算し、次時刻の磁束ベクトルは１
／２サンプル先の予測された磁束ベクトルの傾きから求
め、電流推定側へ干渉する成分は、前記１／２サンプル
先の予測された磁束ベクトルをωＪにより座標変換した
情報により演算し、磁束オブザーバの制御ブロック内で
使用される速度情報は、推定界磁磁束と誤差電流成分と
から比例積分演算により推定することを特徴とする。
束オブザーバで推定するベクトル制御方式において、前
記磁束オブザーバの連続系の演算式をサンプル周期毎に
演算する離散化系に変換する際の近似は、界磁側の磁束
ベクトルを、角速度ωで回転させる成分を、２次のルン
ゲクッタ方式により演算し、次時刻の磁束ベクトルは１
／２サンプル先の予測された磁束ベクトルの傾きから求
め、電流推定側へ干渉する成分は、前記１／２サンプル
先の予測された磁束ベクトルをωＪにより座標変換した
情報により演算し、磁束オブザーバの制御ブロック内で
使用される速度情報は、推定界磁磁束と誤差電流成分と
から比例積分演算により推定することを特徴とする。
【００２９】（２）ＰＭモータの界磁磁束を同一次元磁
束オブザーバで推定するベクトル制御方式において、前
記磁束オブザーバの連続系の演算式をサンプル周期毎に
演算する離散化系に変換する際の近似は、界磁側の磁束
ベクトルを、角速度ωで回転させる成分を、２次のルン
ゲクッタ方式により演算し、次時刻の磁束ベクトルは、
１／２サンプル先の予測された磁束ベクトルの傾きから
求め、電流推定側へ干渉する成分は、現在の磁束ベクト
ルをωＪにより座標変換した情報により演算し、磁束オ
ブザーバの制御ブロック内で使用される速度情報は、推
定界磁磁束と誤差電流成分とから比例積分演算により推
定することを特徴とする。
束オブザーバで推定するベクトル制御方式において、前
記磁束オブザーバの連続系の演算式をサンプル周期毎に
演算する離散化系に変換する際の近似は、界磁側の磁束
ベクトルを、角速度ωで回転させる成分を、２次のルン
ゲクッタ方式により演算し、次時刻の磁束ベクトルは、
１／２サンプル先の予測された磁束ベクトルの傾きから
求め、電流推定側へ干渉する成分は、現在の磁束ベクト
ルをωＪにより座標変換した情報により演算し、磁束オ
ブザーバの制御ブロック内で使用される速度情報は、推
定界磁磁束と誤差電流成分とから比例積分演算により推
定することを特徴とする。
【００３０】（３）前記磁束オブザーバの制御ブロック
内で使用される速度情報は、速度検出情報とすることを
特徴とする。
内で使用される速度情報は、速度検出情報とすることを
特徴とする。
【００３１】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施形態を示す
磁束オブザーバのブロック図である。同図では図５とは
そのＡ’部分が異なり、図１１の２次のルンゲクッタ方
式を適用し、界磁磁束の回転部分の演算を行い、１／２
サンプル先の磁束ベクトルをωＪにより座標変換した情
報を使って電流推定側の干渉成分を計算し、磁束オブザ
ーバの制御ブロック内で使用される速度情報は、前記
（３）式に基づいて行うことで、速度センサレスベクト
ル制御装置を実現する。
磁束オブザーバのブロック図である。同図では図５とは
そのＡ’部分が異なり、図１１の２次のルンゲクッタ方
式を適用し、界磁磁束の回転部分の演算を行い、１／２
サンプル先の磁束ベクトルをωＪにより座標変換した情
報を使って電流推定側の干渉成分を計算し、磁束オブザ
ーバの制御ブロック内で使用される速度情報は、前記
（３）式に基づいて行うことで、速度センサレスベクト
ル制御装置を実現する。
【００３２】図２は、本発明の他の実施形態を示し、図
１１の２次のルンゲクッタ方式を適用し、界磁磁束の回
転部分の演算を行い、今回の磁束ベクトルをωＪにより
座標変換した情報を使って電流推定側の干渉成分を計算
し、磁束オブザーバの制御ブロック内で使用される速度
情報は、（３）式に基づいて行うことで、速度センサレ
スベクトル制御装置を実現する。。
１１の２次のルンゲクッタ方式を適用し、界磁磁束の回
転部分の演算を行い、今回の磁束ベクトルをωＪにより
座標変換した情報を使って電流推定側の干渉成分を計算
し、磁束オブザーバの制御ブロック内で使用される速度
情報は、（３）式に基づいて行うことで、速度センサレ
スベクトル制御装置を実現する。。
【００３３】図３は、本発明の他の実施形態を示し、図
１１の２次のルンゲクッタ方式を適用し、界磁磁束の回
転部分の演算を行い、今回の磁束ベクトルをωＪにより
座標変換した情報を使って電流推定側の干渉成分を計算
し、磁束オブザーバの制御ブロック内で使用される速度
情報は、検出速度に基づいて行うことで、ベクトル制御
装置を実現する。
１１の２次のルンゲクッタ方式を適用し、界磁磁束の回
転部分の演算を行い、今回の磁束ベクトルをωＪにより
座標変換した情報を使って電流推定側の干渉成分を計算
し、磁束オブザーバの制御ブロック内で使用される速度
情報は、検出速度に基づいて行うことで、ベクトル制御
装置を実現する。
【００３４】なお、本実施形態は、図１のものに適用し
て同等の作用効果を得ることができる。
て同等の作用効果を得ることができる。
【００３５】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、ＰＭモ
ータの界磁磁束を同一次元磁束オブザーバで推定するの
に、磁束オブザーバの連続系の演算式をサンプル周期毎
に演算する離散化系に変換する際の近似を、界磁側の磁
束ベクトルを、角速度ωで回転させる成分を、２次のル
ンゲクッタ方式により演算するようにしたため、離散化
の刻み時間を短くすることなく、高い周波数まで精度を
損なうことなく磁束演算を行うことができ、位置・速度
センサレス制御等の磁束オブザーバを用いた制御系の安
定限界を高めることができる。
ータの界磁磁束を同一次元磁束オブザーバで推定するの
に、磁束オブザーバの連続系の演算式をサンプル周期毎
に演算する離散化系に変換する際の近似を、界磁側の磁
束ベクトルを、角速度ωで回転させる成分を、２次のル
ンゲクッタ方式により演算するようにしたため、離散化
の刻み時間を短くすることなく、高い周波数まで精度を
損なうことなく磁束演算を行うことができ、位置・速度
センサレス制御等の磁束オブザーバを用いた制御系の安
定限界を高めることができる。
【図１】本発明の実施形態を示す２次のルンゲクッタ方
式を適用した離散化ブロック図（その１）。
式を適用した離散化ブロック図（その１）。
【図２】本発明の実施形態を示す２次のルンゲクッタ方
式を適用した離散化ブロック図（その２）。
式を適用した離散化ブロック図（その２）。
【図３】本発明の実施形態を示す２次のルンゲクッタ方
式を適用した離散化ブロック図（その３）。
式を適用した離散化ブロック図（その３）。
【図４】磁束オブザーバのブロック図（連続系）。
【図５】磁束オブザーバのブロック図（オイラー近
似）。
似）。
【図６】連続系の回転ベクトルの説明図。
【図７】オイラー近似のブロック図。
【図８】オイラー近似の回転ベクトル軌跡。
【図９】２次のルンゲクッタ方式のブロック図。
【図１０】２次のルンゲクッタ方式の回転ベクトル軌
跡。
跡。
【図１１】入力も考慮した２次のルンゲクッタ方式のブ
ロック図。
ロック図。
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5H550 BB10 DD08 HB08 JJ03 JJ04
JJ06 JJ22 JJ23 JJ24 JJ25
JJ30 LL14 LL15 LL20 LL22
LL23 LL29 LL35
5H560 BB04 DA15 DC12 DC13 DC14
RR10 TT15 XA13
5H576 BB10 DD07 EE01 JJ03 JJ04
JJ06 JJ08 JJ22 JJ23 JJ24
JJ25 JJ30 LL14 LL15 LL22
LL24 LL34 LL35 LL41
Claims (3)
- 【請求項１】 ＰＭモータの界磁磁束を同一次元磁束オ
ブザーバで推定するベクトル制御方式において、 前記磁束オブザーバの連続系の演算式をサンプル周期毎
に演算する離散化系に変換する際の近似は、 界磁側の磁束ベクトルを、角速度ωで回転させる成分
を、２次のルンゲクッタ方式により演算し、 次時刻の磁束ベクトルは１／２サンプル先の予測された
磁束ベクトルの傾きから求め、 電流推定側へ干渉する成分は、前記１／２サンプル先の
予測された磁束ベクトルをωＪにより座標変換した情報
により演算し、 磁束オブザーバの制御ブロック内で使用される速度情報
は、推定界磁磁束と誤差電流成分とから比例積分演算に
より推定することを特徴とするＰＭモータのベクトル制
御方式。 - 【請求項２】 ＰＭモータの界磁磁束を同一次元磁束オ
ブザーバで推定するベクトル制御方式において、 前記磁束オブザーバの連続系の演算式をサンプル周期毎
に演算する離散化系に変換する際の近似は、 界磁側の磁束ベクトルを、角速度ωで回転させる成分
を、２次のルンゲクッタ方式により演算し、 次時刻の磁束ベクトルは、１／２サンプル先の予測され
た磁束ベクトルの傾きから求め、 電流推定側へ干渉する成分は、現在の磁束ベクトルをω
Ｊにより座標変換した情報により演算し、 磁束オブザーバの制御ブロック内で使用される速度情報
は、推定界磁磁束と誤差電流成分とから比例積分演算に
より推定することを特徴とするＰＭモータのベクトル制
御方式。 - 【請求項３】 前記磁束オブザーバの制御ブロック内で
使用される速度情報は、速度検出情報とすることを特徴
とする請求項１または２に記載のＰＭモータのベクトル
制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001229092A JP2003047299A (ja) | 2001-07-30 | 2001-07-30 | Ｐｍモータのベクトル制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001229092A JP2003047299A (ja) | 2001-07-30 | 2001-07-30 | Ｐｍモータのベクトル制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003047299A true JP2003047299A (ja) | 2003-02-14 |
Family
ID=19061491
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001229092A Pending JP2003047299A (ja) | 2001-07-30 | 2001-07-30 | Ｐｍモータのベクトル制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003047299A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103411608A (zh) * | 2013-04-26 | 2013-11-27 | 哈尔滨工程大学 | 提高捷联惯导系统姿态测量输出频率求姿态角的方法 |
| US8686673B2 (en) | 2010-02-08 | 2014-04-01 | Denso Corporation | Control device for electric rotary machine |
| KR101575038B1 (ko) * | 2008-12-17 | 2015-12-08 | 엘지전자 주식회사 | 센서리스 ｂｌｄｃ 모터의 제어 방법 및 장치 |
-
2001
- 2001-07-30 JP JP2001229092A patent/JP2003047299A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101575038B1 (ko) * | 2008-12-17 | 2015-12-08 | 엘지전자 주식회사 | 센서리스 ｂｌｄｃ 모터의 제어 방법 및 장치 |
| US8686673B2 (en) | 2010-02-08 | 2014-04-01 | Denso Corporation | Control device for electric rotary machine |
| CN103411608A (zh) * | 2013-04-26 | 2013-11-27 | 哈尔滨工程大学 | 提高捷联惯导系统姿态测量输出频率求姿态角的方法 |
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