JP2016025694A - 永久磁石式同期モータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータのトルク及び電流を良好な精度でフィードバック制御することが可能な永久磁石式同期モータの制御装置を提供する。【解決手段】本発明の永久磁石式同期モータの制御装置は、トルク指令値Ｔａに基づき生成した電流指令値と電圧指令値を用いてインバータ１６を制御するベクトル制御部と、モータ２０の回転位置を検出する回転位置検出部２１と、モータ２０に供給される電流を検出する電流検出部１７と、モータ２０に供給される電力を検出する電力検出部２２と、回転位置、電流検出値、電力値に基づいて推定される実トルク値Ｔｂをトルク指令値Ｔａにフィードバック制御するとともに、実トルク値Ｔｂが所定の値のときにモータ２０への印加電流が最小となるように電流指令値の電流進角を制御するフィードバック制御部３０を備えて構成される。【選択図】図１

Description

本発明は、界磁として永久磁石を有する永久磁石式同期モータを駆動するインバータを制御する永久磁石式同期モータの制御装置に関し、特に、永久磁石式同期モータのトルク及び印加電流のフィードバック制御を行う永久磁石式同期モータの制御装置に関するものである。

一般に、インバータによって駆動される永久磁石式同期モータの制御装置においては、回転座標系であるｄ軸及びｑ軸の電流値及びインダクタンス値や、永久磁石による鎖交磁束（以下、「磁石磁束」という）の値に応じて制御される出力トルクによってモータが駆動される。しかし、磁石磁束は、永久磁石の温度上昇に伴い減少することが知られており、それがモータの出力トルクの低下要因となる。また、モータに供給される電源電圧が低下した場合も出力トルクの低下を招く。さらに。ｄ軸及びｑ軸のインダクタンスは電流が増加したときに磁気飽和の影響によって変動するので、それにより出力トルクの低下を招く。このような様々な要因によるモータの出力トルクの低下を防止するための技術が提案されている。例えば、特許文献１には、回転座標系の指令電圧等によりモータの出力電力を求め、電流進角を制御することによって出力電力を目標値に一致させる技術が開示されている。また例えば、特許文献２には、弱め界磁制御を行う際、電流進角を制御周期ごとに変化させたときの各周期の出力トルクを比較することにより、出力トルクを最大化する技術が開示されている。

特開２０１０−１７８４８８号公報 特開２００３−３４８８９９号公報

上記従来の技術においては、回転座標系の電流及び電力を用いてモータの出力電力や出力トルクを算出している。しかし、実際にインバータによりモータを駆動する際には、インバータのスイッチング損失等が発生するが、このような損失要因は上記従来の技術では考慮されていない。そのため、モータを駆動している際に印加電圧や実トルクを正確に取得することができず、モータの出力トルクを高い精度で制御することが困難になるという問題がある。

本発明はこれらの問題を解決するためになされたものであり、インバータの出力側に設けた電流検出部及び電力検出部による各検出値に基づいて、モータの出力トルクと電流指令値の電流進角をそれぞれ良好な精度でフィードバック制御することが可能な永久磁石式同期モータの制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の永久磁石式同期モータの制御装置は、界磁として永久磁石を有する永久磁石式同期モータの制御装置であって、入力されたトルク指令値に基づいて電流指令値を生成するとともに、当該電流指令値に基づいて電圧指令値を生成し、当該電圧指令値を用いてインバータを制御するベクトル制御部と、前記永久磁石式同期モータの回転子の回転位置を検出する回転位置検出部と、前記インバータから前記永久磁石式同期モータに供給される印加電流を検出する電流検出部と、前記インバータから前記永久磁石式同期モータに供給される電力を検出する電力検出部と、前記回転位置と、前記電流検出部の電流検出値と、前記電力検出部の電力値とに基づいて推定される実トルク値を前記ベクトル制御部における前記トルク指令値にフィードバック制御するとともに、前記実トルク値が所定の値のときに前記永久磁石式同期モータへの印加電流が最小となるように前記電流指令値の電流進角を制御するフィードバック制御部とを備えて構成される。

本発明の永久磁石式同期モータの制御装置によれば、ベクトル制御部によって制御されるインバータがモータを駆動する際、電流検出値及び電力値に基づき、フィードバック制御部が実トルク値をトルク指令値にフィードバックするとともにモータへの印加電流を最小化する方向に電流進角を制御する。よって、モータに供給される電力を直接検出することにより高い精度でモータの出力トルクを制御するとともに、一定の出力トルクを保つ際にはモータの印加電流が最小となるように制御することができる。

本発明において、フィードバック制御部は、所定の判別周期で電流検出値の増減を判別し、判別結果に応じて印加電流が最小となる方向に電流進角を増減することができる。また、フィードバック制御部は、前記判別周期で電力値の増減を判別し、判別結果に応じてトルク指令値の補正値をベクトル制御部にフィードバックすることができる。この場合の判別周期は、電流検出部及び電力検出部の各検出周期よりも十分に長い周期に設定することが望ましい。

本発明のフィードバック制御として多様な手法を適用することができる。例えば、前記実トルク値は、永久磁石式同期モータの回転変動が小さい範囲内で前記電力値に基づき推定することができる。すなわち、回転変動が小さいときにトルク変動を電力変動で代替することができる。また例えば、前記電流指令値の制御量は、実トルクの変化量に応じて決定することができる。これにより、トルク変動の速度に追随するように電流指令値を制御することができる。

本発明は、永久磁石式同期モータが三相交流の電力により駆動され、前記ベクトル制御部は、回転座標系の前記電圧指令値を三相の電圧指令値に変換して前記インバータに供給する構成に対して有効に適用することができる。

本発明において、前記フィードバック制御部は、永久磁石式同期モータが力行動作から回生動作に移行する際、電流進角をβと表したときの補角γ＝１８０−βを算出し、電流進角をγに設定するように制御してもよい。このような回生協調制御を行うことにより、力行動作から回生動作への切り替えの際に電流進角の追従遅れを確実に防止することができる。

本発明によれば、高い精度でモータの出力トルクを制御するとともに、一定の出力トルクを保つ際にモータの印加電流を最小化でき、精度の向上と消費電力の低減が可能な永久磁石式同期モータの制御装置を実現することができる。

本発明に係る一実施形態の永久磁石式同期モータの制御装置における概略の全体構成を示すブロック図である。 電流調整部の動作による電流指令値の変化の具体例を説明する図である。 本実施形態の制御装置においてモータをベクトル制御する際のベクトル図の一例を示す図である。 電力検出部における有効電力の検出原理を説明するために、モータ及び電力検出部とその周辺部分を含む範囲の構成例を示す図である。 電流進角調整部の動作による電流進角の変化の具体例を説明する図である。 本実施形態の制御装置において、回生協調制御の概念を模式的に示す図である。 本実施形態の制御装置においてモータを回生協調制御する際のベクトル図の一例を示す図である。

以下、本発明の好適な実施形態について、図面を参照しながら説明する。ただし、以下に述べる実施形態は本発明の技術思想を適用した形態の一例であって、本発明が本実施形態の内容により限定されることはない。

図１は、本実施形態に係る永久磁石式同期モータの制御装置における概略の全体構成を示すブロック図である。図１に示す制御装置は、トルク入力部１０、電流調整部１１、電流変換部１２、減算部１３、電流電圧変換部１４、二相／三相変換部１５、三相インバータ１６、電流検出部１７、三相／二相変換部１８、永久磁石式同期モータ２０（以下、単に「モータ２０」という）、回転位置検出部２１、電力検出部２２、電力補正部２３、フィードバック制御部３０を備えて構成される。このうち、フィードバック制御部３０には、電力判別部３１、電流判別部３２、実トルク推定部３３、電流進角調整部３４が含まれる。図１の制御装置においては、モータ２０を駆動する三相インバータ１６を制御するためにベクトル制御方式が採用される。以下、図１の制御装置の構成及び動作について具体的に説明する。

図１において、トルク入力部１０には、外部から受け取ったトルク指令値Ｔａと、フィードバック制御部３０から出力される実トルク値Ｔｂがそれぞれ入力される。例えば、制御装置を電気自動車に搭載する場合、トルク指令値Ｔａは、アクセルペダルの開度に応じて決定されるパラメータである。また、実トルク値Ｔｂは、フィードバック制御部３０における後述の演算によって算出されるが、詳細は後述する。なお、トルク入力部１０に入力されるトルク指令値Ｔａ及び実トルク値Ｔｂは一致しているとは限らず、両者が異なる場合においてトルク指令値Ｔａの補正を行う点が特徴的であるが、詳しくは後述する。

電流調整部１１は、トルク指令値Ｔａに基づいて電流指令値Ｉａを制御する。すなわち、電流調整部１１は、フィードバック制御部３０によるフィードバック制御に応じて、所定の周期で電流指令値Ｉａを電流増分値Δｉだけ増加又は減少させることで、実トルク値Ｔｂがトルク指令値Ｔａに近付く方向に電流指令値Ｉａの大きさを調整する。また、電流調整部１１には、フィードバック制御部３０により調整された電流進角βが入力される。なお、電流増分値Δｉは固定値としてもよいが、フィードバック制御部３０により実トルク値Ｔｂの変動量に応じて電流増分値Δｉを変化させてもよく、この点については後述する。

図２は、電流調整部１１の動作による電流指令値Ｉａの変化の具体例を説明する図である。図２においては、初期時点でＩａ＝Ｉ０（例えば、Ｉ０＝０）に設定され、実トルク値Ｔｂがトルク指令値Ｔａに一致する場合の電流値Ｉｘに向かって、電流指令値Ｉａが順次変化していく。すなわち、所定の周期で電流指令値Ｉａが電流増分値Δｉだけ増加していき、最終的にＩａ＝Ｉｘとなるまで調整される。なお、トルク指令値Ｔａが確定してからＩａ＝Ｉｘになるまでの応答遅れは、電流増分値Δｉの大きさに依存するので、動作状況に応じて適切に電流増分値Δｉを設定することが望ましい。

電流変換部１２は、電流調整部１１による調整後の電流指令値Ｉａを、二相の回転座標系であるｄ軸及びｑ軸の各電流指令値Ｉｄ、Ｉｑに変換する。なお、ｄ軸はモータ２０の回転界磁の磁束方向であり、ｑ軸はｄ軸に直交する方向である。

減算部１３は、電流変換部１２から出力されたｄ軸及びｑ軸の各電流指令値Ｉｄ、Ｉｑから、後述の三相／二相変換部１８を介して供給されるモータ２０のｄ軸及びｑ軸の実電流をそれぞれ減算し、それぞれの減算結果をｄ軸及びｑ軸の電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑとして出力する。

電流電圧変換部１４は、減算部１３から出力された電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに変換する。電流電圧変換部１４では、ｄ軸及びｑ軸の各インダクタンスを含む周知の電圧方程式に従った演算が行われる。

二相／三相変換部１５は、電流電圧変換部１４により出力された二相の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを座標変換し、ｕ相、ｖ相、ｗ相により表される三相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをそれぞれ出力する。二相／三相変換部１５における座標変換に際し、後述の回転位置検出部２１で検出されたモータ２０の回転位置が用いられる。

三相インバータ１６は、二相／三相変換部１５から出力される三相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づき、モータ２０を駆動するための三相交流の印加電圧を生成する。この三相交流の印加電圧は、互いに位相が１２０°ずれる関係にある。三相インバータ１６は、例えば、ＰＷＭの制御信号に応じて制御される複数のスイッチング素子から構成され、その出力側がｕ相、ｖ相、ｗ相からなる三相の各配線を介してモータ２０の入力側と電気的に接続されている。

電流検出部１７は、三相インバータ１６と前述のモータ２０の間に流れる三相の電流を検知し、それぞれの電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを出力する。電流検出部１７の構成は制約されないが、例えば、三相の各配線の近傍に発生する磁界を利用することにより各電流を検出することができる。

三相／二相変換部１８は、回転位置検出部２１で検出されたモータ２０の回転位置を用いて、電流検出部１７から出力された電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを座標変換し、二相のｄ軸及びｑ軸の実電流を前述の減算部１３に出力する。

モータ２０は、界磁として永久磁石を用いた回転子と、三相インバータ１６から供給される三相交流により回転磁界を発生する固定子とを備えた永久磁石式同期モータである。モータ２０は、三相交流の周波数に同期して回転する

ここで、図３は、図１の制御装置においてモータ２０をベクトル制御する際のベクトル図の一例を示している。図３のベクトル図には、回転座標系のｄ軸及びｑ軸の電流Ｉｄ、Ｉｑ、モータ２０の端子電圧Ｖｏ及び端子電流Ｉｏ（印加電流）、磁石磁束Ψｍ、電機子鎖交磁束Ψｏ、ｄ軸及びｑ軸のインダクタンスＬｄ、Ｌｑ、電流進角βのそれぞれのパラメータがベクトル表示されている。図３に示すように、モータ２０の端子電圧Ｖｏ及び端子電流Ｉｏは互いに位相角φだけずれている。また、端子電流Ｉｏは、ｑ軸の電流Ｉｑに対し電流進角βだけ位相が進んだベクトルであり、電機子鎖交磁束Ψｏと磁石磁束Ψｍは互いに位相角φ＋βだけずれる関係にある。本実施形態では、図３の電流進角βを後述の手法により制御するが、詳しくは後述する。

図１に戻って、モータ２０に付随する回転位置検出部２１は、モータ２０の回転子の回転位置を検出する。回転位置検出部２１は、例えば、磁気結合を用いて回転位置を示すアナログ信号を生成するレゾルバと、回転位置を示すアナログ信号をディジタル信号に変換するＲＤ変換器（レゾルバデジタルコンバータ）とにより構成することができる。

電力検出部２２は、電流検出部１７から出力された電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと、三相インバータ１６からモータ２０に供給される三相交流の各線間を介して取得された電圧値とに基づいて、モータ２０の有効電力Ｐを検出する。電力検出部２２は、例えば、二電力計法に基づいて有効電力Ｐの演算処理を実行するＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）により構成される。よって、電力検出部２２の入力部には、上述の電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ及び各線間の電圧値をディジタル信号に変換するＡＤ変換器（不図示）を設ける必要がある。

ここで、図４は、電力検出部２２における有効電力Ｐの検出原理を説明するために、モータ２０及び電力検出部２２とその周辺部分を含む範囲の構成例を示している。図４において、電力検出部２２は、２個の乗算器４０、４１と、加算器４２と、フィルタ４３を備えている。また、ｕ相、ｖ相、ｗ相の３本の配線がモータ２０（図４では、３つのインピーダンスＺを用いて表記）に接続されている。一方の乗算器４０は、電流検出部１７から受け取ったｕ相の電流検出値Ｉｕと、ｕ相及びｖ相の各配線を介して得られる線間の電圧Ｖｕｖとを乗算する。他方の乗算器４１は、電流検出部１７から受け取ったｗ相の電流検出値Ｉｗと、ｗ相及びｖ相の各配線を介して得られる線間の電圧Ｖｗｖとを乗算する。加算器４２は、２個の乗算器４０、４１のそれぞれの乗算結果を加算する。その結果、加算器４２における加算結果として、Ｉｕ・Ｖｕｖ＋Ｉｗ・Ｖｗｖが得られる。フィルタ４３は、加算器４２の加算結果から不要な高周波成分を除去した信号を、有効電力Ｐとして出力する。

三相交流の電力検出には、いわゆる二電力計法が適用可能であるため、乗算器４０、４１を２個の単相電力計として機能させ、それぞれの出力の和によって三相交流の有効電力Ｐを求めることができる。なお、二電力計法を適用する場合の電流、電圧の組合せは、図４の例には限られず、例えば、加算器４２の加算結果として、Ｉｖ・Ｖｕｖ＋Ｉｗ・Ｖｗｕ、又は、Ｉｕ・Ｖｕｗ＋Ｉｖ・Ｖｖｗを得る構成を採用してもよい。なお、いずれの場合も、フィルタ４３は、ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数成分（例えば、５〜１０ｋＨｚ以上）を除去する特性を有することが望ましい。

電力補正部２３は、電力検出部２２により検出された有効電力Ｐに対し、モータ２０における損失を推定し、その損失推定分を有効電力Ｐから減算して補正する。例えば、モータ２０で発生する損失としては、銅損、鉄損、機械損などを挙げることができる。

フィードバック制御部３０は、電力検出部２２と同様、例えば、後述の演算処理を実行するＤＳＰにより構成される。まず、フィードバック制御部３０の電力判別部３１は、電力補正部２３を介して電力検出部２２から受け取った有効電力Ｐの時間的な増減を判別する。すなわち、電力判別部３１では、電力検出部２２の検出周期で順次更新される有効電力Ｐの値に基づいて、所定の判別周期ごとに有効電力Ｐが前回の値に比べて増加したか減少したかを判別する。電力判別部３１は、更新された有効電力Ｐの各値をフィードバック制御部３０のメモリ手段（不図示）に記憶し、必要に応じて読み出す。

具体例としては、電力判別部３１において、有効電力Ｐが検出周期１μｓで順次入力され、所定の判別周期１０ｍｓで有効電力Ｐの増減を判別する時間条件を想定すると、判別周期である１０ｍｓ内における有効電力Ｐの複数の値（１０ｍｓ／１μｓ＝１００００個）のうちの最初の値及び最大値をそれぞれ前回の周期内の最初の値及び最大値と比較することができる。この場合、判別周期である１０ｍｓ内における有効電力Ｐの平均値を前回の周期内の平均値と比較してもよく、前述の時間条件によれば、毎回の判別周期内で有効電力Ｐの１００００個の値の平均値を算出することになる。

一方、フィードバック制御部３０の実トルク推定部３３は、電力判別部３１による判別結果を反映して前述の実トルク値Ｔｂを推定する。すなわち、ｎ回目の判別周期における実トルク値Ｔｂ（ｎ）及び有効電力Ｐ（ｎ）は、それに先立つｎ−１回目の判別周期における実トルク値Ｔｂ（ｎ−１）及び有効電力Ｐ（ｎ−１）とは、次の（１）式の関係で表すことができる。

ただし、ω（ｎ）及びω（ｎ−１）は、前述の回転位置検出部２１で検出される回転位置に基づき得られるモータ２０の回転数である。（１）式は、モータ２０の有効電力Ｐと回転数ωとにより実トルク値Ｔｂが求められることを意味する。

一方、（１）式において、短時間における回転変動が小さいことを前提とすると、ｎ−１回目とｎ回目の各判別周期における回転数ω（ｎ−１）、ω（ｎ）は、（２）式で表すことができる。

よって、実トルク推定部３３では、上記（１）式及び（２）式に応じて、有効電力Ｐの変化割合に連動させて実トルク値Ｔｂを簡単に推定することができる。すなわち、実トルク値Ｔｂの推定に際しては、前述したように回転数ω及び有効電力Ｐの両方を用いて算出する場合に加え、（２）式を考慮して、有効電力Ｐのみを用いた簡易な算出も可能となる。以上のように、実トルク推定部３３から、有効電力Ｐの変化を反映した実トルク値Ｔｂがトルク入力部１０に供給される。

また、フィードバック制御部３０の電流判別部３２は、電流検出部１７により検出される三相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づいて、モータ２０の印加電流としての電流値を演算により取得し、その電流値の時間的な増減を判別する。すなわち、電流判別部３２では、周期的に順次更新される電流値に基づいて、所定の判別周期ごとに電流値が前回の値に比べて増加したか減少したかを判別する。電流判別部３２は、更新された各電力値をフィードバック制御部３０のメモリ手段（不図示）に記憶し、必要に応じて読み出す。

具体例としては、電流判別部３２において、前述の電流値が検出周期１μｓで順次入力され、所定の判別周期１０ｍｓで電流値の増減を判別する時間条件を想定すると、判別周期である１０ｍｓ内における複数の電流値（１０ｍｓ／１μｓ＝１００００個）のうちの最初の値及び最大値をそれぞれ前回の周期内の最初の値及び最大値と比較することができる。この場合、判別周期である１０ｍｓ内における電流値の平均値を前回の周期内の平均値と比較してもよく、前述の時間条件によれば、毎回の判別周期内での１００００個の電流値の平均値を算出することになる。

フィードバック制御部３０の電流進角調整部３４は、電流判別部３２による判別結果に基づいて前述の電流進角βを調整する。例えば、電流進角調整部３４は、電流判別部３２により電流値が増加した旨の判別結果が得られると、その判別結果に応じて三相インバータ１６からモータ２０への印加電流が減少する方向に電流進角βを所定の角度Δβだけ進める。

図５は、電流進角調整部３４の動作による電流進角βの変化の具体例を説明する図である。図５においては、初期時点で電流進角βが起動値β０を有し、前述の判別周期毎の電流判別部３２の判別結果に応じて電流進角βが順次変化していく。すなわち、電流判別部３２は、第ｎ周期における電流値Ｉｎと、次の第ｎ＋１周期における電流値Ｉｎ＋１とを比較し、Ｉｎ＋１＜Ｉｎが成り立つ場合、すなわち、電流値が減少している場合には、電流進角調整部３４が電流進角βを所定の角度Δβだけ進める。このとき、電流進角βの変化の方向は、上述したように、三相インバータ１６からモータ２０への印加電流が減少する方向に合致する。

図５の例では、それ以降も所定の判別周期ごとに同様の動作を繰り返し、電流進角βは、モータ２０への印加電流が最小となるときの値βｘを上回る。ここで、電流判別部３２の判別結果が反転するので、電流進角βは値βｘを挟んで角度Δβだけ交互に増減されることになる。つまり、判別周期ごとに、電流進角βは、β＝βｘ±Δβの範囲内に制御される。従って、それ以降、電流進角調整部３４により電流進角βが制御される間、モータ２０への印加電流を最小値に保つことが可能となる。本実施形態では、電流進角調整部３４による電流進角βの制御に加えて、上述のように実トルク推定部３３により推定された実トルク値Ｔｂをトルク入力部１０にフィードバックしているので、より最適にモータ２０への印加電流を制御することができる。

図５において、電流進角βの起動値β０は、例えば、モータ２０の設計時の磁石磁束を用いて、解析又は実験で求めた値を設定することができる。あるいは、電流進角βの起動値β０として、次の（３）式に基づいて求めた値を設定してもよい。

上記（３）式に含まれるパラメータは、図３に基づいて説明した通りである。以上の説明では、電流進角調整部３４が電流進角βを制御する場合を前提としているが、実トルク値Ｔｂの大小に連動して電流進角βの制御を行ってもよい。すなわち、実トルク値Ｔｂが所定値を超えたときにのみ、図５に示すような電流進角βの制御を行い、実トルク値Ｔｂが所定値に満たないときは、電流進角βを上記（３）式の起動値β０に固定してもよい。

以上述べたように、本実施形態の制御装置により、モータ２０を駆動する三相インバータ１６の制御に必要となるトルク指令値Ｔａ及び電流指令値Ｉａの電流進角βの両方に対し、適切なフィードバック制御を行うことができる。この場合、三相インバータ１６からモータ２０に供給される電力を直接検出する電力検出部２２を用いて実トルク値Ｔｂを推定し、それをトルク指令値Ｔａにフィードバックすることで、モータ２０の出力トルクの精度向上を図ることができる。この際、モータ２０においてコギングトルクやトルクリップル等によるトルク変動の影響を抑制する効果も得られる。また、所与のトルク指令値Ｔａに対し、実トルクＴｂを一定に制御しつつ、電流検出部１７に基づいて得られる電流値が最小となるように電流進角βを制御しているので、モータ２０への印加電流の最小化を図ることができる。さらに、フィードバック制御部３０では、所定の判別周期で実トルク値Ｔｂや電流値などの各パラメータの増減を判別し、その制御量を少しずつ調整するようにしているので、モータ２０の出力トルクや供給電流に急激な変化を生じさせることなく、迅速かつ円滑な制御を実現することができる。

次に、本実施形態の制御装置において回生協調制御を行う場合の動作について補足的に説明する。例えば、本実施形態の制御装置を搭載した電気自動車を制動する際には、駆動中のモータ２０の運動エネルギーを電気エネルギーとして回収する回生ブレーキが作動する。このとき、通常の油圧による制動力と回生による制動力を協調させて必要な制動力を得るために、制御装置により回生協調制御が実行される。

図６は、制御装置における回生協調制御の概念を模式的に示す図である。具体的には、モータ２０の制動を開始した後にモータ２０が停止するまでの各時点のトータルの制動力のうち、油圧による制動力とモータ２０の回生による制動力のそれぞれの割合の変化が示される。図６からわかるように、モータ２０の制動開始と同時に回生による制動力が作用し、若干遅れて油圧による制動力が支配的となるが、それ以降は徐々に油圧による制動力が減少する一方、回生による制動力が増加していく。本実施形態では、モータ２０の通常の動作時（力行動作）から回生による制動力を作用させる状態（回生動作）に切り替えるときの制御が重要となる。

図７は、図１の制御装置においてモータ２０を回生協調制御する際のベクトル図の一例を示している。なお、図７における各パラメータの意味は、図３で説明した通りである。図７のベクトル図においては、モータ２０の力行動作を行う力行領域と、モータ２０の回生動作を行う回生領域がそれぞれ示される。すなわち、力行領域においては、図３と同様の制御が行われるが、この状態で回生に切り替えると電流進角βが追従できない恐れがあるため、回生領域では、電流進角βを、その補角となるγ＝１８０−β（°）となるように制御を行うものである。このように、モータ２０を回生協調制御することにより、力行動作時のモータ２０を回生動作に切り替えるときに電流進角βの追従遅れを防止することが可能となる。なお、回生動作時の電流の大きさは、アクセルぺダルのストロークや車速などにより求めたトルク値に基づき、温度等の環境条件も考慮して適切に決定される。また、回生動作時の挙動の安定化を図るために、回生動作時に実トルク値Ｔｂのフィードバック制御を行わず、上述の回生協調制御による制御を優先的に実行してもよい。

以上、本発明に係る永久磁石式同期モータの制御装置の実施形態を説明したが、本発明は上記の実施形態に限定されることなく、変形して適用することが可能である。特に、トルク指令値Ｔａの変動量の判別と、電流指令値Ｉａの調整に関しては、以下に述べるような複数の変形例がある。なお、いずれの変形例においても、永久磁石式同期モータの制御装置としての基本的な作用効果については、上述の実施形態と同様である。

図１の構成例においては、実トルク推定部３３で推定される実トルク値Ｔｂの変化量に応じて、電流調整部１１で用いる前述の電流増分値Δｉを可変することが可能である。つまり、電力判別部３１の所定の判別周期に連動して推定される実トルク値Ｔｂが、前回の値に比べて増加したか減少したかを判別し、判別結果に応じた電流増分値Δｉを選択的に設定することができる。具体的には、ｎ回目の判別周期における実トルク値Ｔｂ（ｎ）と、その直前のｎ−１回目の周期における実トルク値Ｔｂ（ｎ−１）との関係に応じて、次の（４）〜（６）式に示すように電流増分値Δｉを決定することができる。なお、（４）〜（６）式においては、所望の閾値Ｔｈと、電流増分値Δｉのうちの大きい値Ｉ(large)及び小さい値Ｉ(small)とがそれぞれ予め設定される。

また、（４）〜（６）式の演算を行うのに代わって、トルク入力部１０に入力されるトルク指令値Ｔａに対する増減判定に用いる微分器を設けることができる。具体的には、例えば、ｎ回目の周期におけるトルク指令値Ｔａ（ｎ）と、その直前のｎ−１回目の周期におけるトルク指令値Ｔａ（ｎ−１）との関係に応じて、Ｔａ（ｎ−１）／Ｔａ（ｎ）の微分演算を行い、演算結果の大小に応じて電流指令値Ｉａに対する前述の電流増分値Δｉを演算してもよい。このようにすれば、閾値Ｔｈ及び電流増分値Δｉの複数の値を予め設定する必要はなく、かつ、電流増分値Δｉの値を無段階で可変することができる。これにより、より簡素な構成で、電流調整部１１における電流指令値Ｉａの増減演算を行うことができる。

また、トルク入力部１０に入力される複数のトルク指令値Ｔａと複数の電流指令値Ｉａの対応関係を保持するマップを設ける構成を採用してもよい。例えば、制御装置を電気自動車に搭載する場合、スロットル開度などから得られるトルク値をマップのデータとして設定することができる。そして、外部からトルク指令値Ｔａが入力されたとき、対応する電流指令値Ｉａをマップから読み出し、それを用いて以降の演算を行うことができる。このような構成により、前述のようなトルク指令値Ｔａの増減判定が不要となり、演算の簡素化が可能となる。

以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明に係る永久磁石式同期モータの制御装置は、多様な用途に利用することができる。例えば、電気自動車、電動バイク、電車などの移動体、ブロワ、ＦＡ装置、加工装置等の産業用途、昇降機、空調装置等の利用分野において、本実施形態の構成を備えた永久磁石式同期モータの制御装置に対して本発明を適用することができる。

１０…トルク入力部
１１…電流調整部
１２…電流変換部
１３…減算部
１４…電流電圧変換部
１５…二相／三相変換部
１６…三相インバータ
１７…電流検出部
１８…三相／二相変換部
２０…永久磁石式同期モータ
２１…回転位置検出部
２２…電力検出部
２３…電力補正部
３０…フィードバック制御部
３１…電力判別部
３２…電流判別部
３３…実トルク推定部
３４…電流進角調整部
４０、４１…乗算器
４２…加算器
４３…フィルタ

Claims (7)

1. 界磁として永久磁石を有する永久磁石式同期モータの制御装置であって、
   入力されたトルク指令値に基づいて電流指令値を生成するとともに、当該電流指令値に基づいて電圧指令値を生成し、当該電圧指令値を用いてインバータを制御するベクトル制御部と、
   前記永久磁石式同期モータの回転子の回転位置を検出する回転位置検出部と、
   前記インバータから前記永久磁石式同期モータに供給される電流を検出する電流検出部と、
   前記インバータから前記永久磁石式同期モータに供給される電力を検出する電力検出部と、
   前記回転位置と、前記電流検出部の電流検出値と、前記電力検出部の電力値とに基づいて推定される実トルク値を前記ベクトル制御部における前記トルク指令値にフィードバック制御するとともに、前記実トルク値が所定の値のときに前記永久磁石式同期モータへの印加電流が最小となるように前記電流指令値の電流進角を制御するフィードバック制御部と、
   を備えることを特徴とする永久磁石式同期モータの制御装置。
2. 前記フィードバック制御部は、所定の判別周期で前記電流検出値の増減を判別し、判別結果に応じて前記印加電流が最小となる方向に前記電流進角を増減することを特徴とする請求項１に記載の永久磁石式同期モータの制御装置。
3. 前記フィードバック制御部は、前記判別周期で前記電力値の増減を判別し、判別結果に応じて前記トルク指令値の補正値を前記ベクトル制御部にフィードバックすることを特徴とする請求項２に記載の永久磁石式同期モータの制御装置。
4. 前記実トルク値は、前記永久磁石式同期モータの回転変動が小さい範囲内で、前記電力値に基づき推定されることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の永久磁石式同期モータの制御装置。
5. 前記電流指令値の制御量は、前記実トルクの変化量に応じて決定されることを特徴とする請求項４に記載の永久磁石式同期モータの制御装置。
6. 前記永久磁石式同期モータは三相交流の電力により駆動され、前記ベクトル制御部は、回転座標系の前記電圧指令値を三相の電圧指令値に変換して前記インバータに供給することを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の永久磁石式同期モータの制御装置。
7. 前記フィードバック制御部は、前記永久磁石式同期モータが力行動作から回生動作に移行する際、前記電流進角をβと表したときの補角γ＝１８０−βを算出し、前記電流進角をγに設定することを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載の永久磁石式同期モータの制御装置。
   

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