CN107306516A - 功率转换装置 - Google Patents

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Abstract

控制部(10)内的开关模式决定部(12)包括调制率确保部(121)、谐波减少部(122)及函数合成部(123)，设定规定了各开关相位thi和调制率m间的关系的函数f(thi)、规定了各开关相位thi和对各次谐波分量乘以各次加权系数w(k)后得到的值的平方和间的关系的函数Y(thi)、以及由函数Y(thi)、函数f(thi)及加权变量α形成的评价函数X(thi、α)。而且，利用开关相位计算部(124)及开关模式存储部(125)，求出并存储确保调制率并减少各次谐波分量的相加值的、与各调制率m及各脉冲数对应的各开关模式。

Description

功率转换装置
技术领域
本发明涉及利用PWM(脉冲宽度调制)控制将直流电压转换成可变电压可变频率的交流电压并输出的功率转换装置，尤其涉及减少输出电压中较宽范围的次数的谐波分量的技术。
背景技术
作为PWM控制方式，一般利用三角波比较PWM，但为了减少输出电压的谐波，需要增大PWM载波的频率。然而，在大容量逆变器中，用作为开关元件的GTO的开关速度较慢，因此，无法增大PWM载波的频率。其结果，存在输出电压中残留有低次谐波的问题。
因而，存在一种低次谐波消除PWM控制方式，有效利用较少的开关次数，在减少特定的低次谐波的定时进行开关(例如参照专利文献1、非专利文献1)。
此外，例如专利文献2中说明了在所谓多电平逆变器中采用低次谐波消除PWM的开关方式的技术。在专利文献2中，公开了一种将三电平开关作为1级的2级(2支路)串联结构的五电平逆变器，其采用低次谐波消除PWM的设计方法，防止在线间电压中产生2倍的开关电压，且在减少谐波的定时进行开关。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开平8-256483号公报
专利文献2：日本专利特开2010-200537号公报
非专利文献
非专利文献1：“Generalized Techniques of Harmonic Elimination andVoltage Control in Thyristor Inverters：Part I-Harmonic Elimination”(IEEETRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS、VOL.IA-9、NO.3、MAY/JUNE 1973)
发明内容
发明所要解决的技术问题
根据确定构成逆变器的各开关元件的开关相位的开关模式的情况，在决定相当于输出电压与输入电压的比率的调制率的同时，还决定输出电压中包含的谐波分量。
而且，在存在多个满足所期望的调制率的开关模式的情况下，可从该多个开关模式中，选择能减少所期望的次数的谐波分量的开关模式。
该开关模式为以根据PWM控制中的开关的脉冲数决定的n个开关相位为变量的函数，但具体而言，例如像专利文献2的式(4)所示，可建立获得所期望的调制率m所需的方程式及分别减少所期望的次数(5、7、11、13次)的谐波分量所需的方程式所构成的总计n个的联立方程式，根据其解，求出n个开关相位，确定所期望的开关模式。
在以往的谐波减少方式中，由上可知，需要建立要减少的谐波的次数个的联立方程式，因此，自然该次数受到限制。特别是在大容量逆变器中，使用开关速度较慢的元件，以较少的脉冲数运转的情况下，该限制较严格，从而存在无法有效减少谐波分量的问题。
本发明为了解决以上那样的现有问题而完成，其目的在于获得一种功率转换装置，其不直接限制想要利用脉冲数减少的谐波的次数，因此，即使是较少的脉冲数，也可减少输出电压中的较宽范围的次数的谐波分量。
解决技术问题的技术方案
本发明的功率转换装置包括：逆变器，该逆变器具有开关元件，输入直流电压源的直流电压，转换成可变电压可变频率的交流电压并输出到负载；及控制部，该控制部基于输出电压指令值和输出频率指令值，对所述开关元件的导通截止驱动进行PWM控制。
所述控制部包括：调制率运算器，该调制率运算器基于所述直流电压源的直流电压和所述输出电压指令值，计算所述逆变器的调制率；脉冲数决定部，该脉冲数决定部基于所述输出频率指令值，决定所述PWM控制中的每基波半周期的脉冲数；开关模式决定部，该开关模式决定部根据所述调制率及所述脉冲数，预先通过运算求出确定对所述开关元件进行导通截止驱动的定时即开关相位的开关模式，并按照每一所述调制率及所述脉冲数进行存储；及栅极信号生成部，该栅极信号生成部从所述开关模式决定部读取与来自所述调制率运算器的所述调制率和来自所述脉冲数决定部的所述脉冲数对应的所述开关模式，基于该开关模式，生成对所述开关元件进行导通截止驱动的栅极信号。
所述开关模式决定部包括：调制率确保部，该调制率确保部生成用于确保所述调制率、将所述逆变器的输出波形的基波分量和所述调制率相关联且以所述开关相位为变量的第1函数；谐波减少部，该谐波减少部生成用于减少所述逆变器的输出波形的谐波分量且以所述开关相位为变量的第2函数，其为由所述逆变器的输出波形的各次谐波分量决定的各次谐波要素的相加值；函数合成部，该函数合成部设定由所述第1函数、所述第2函数及1个以上的追加变量构成且以所述开关相位及所述追加变量为变量的第3函数；开关相位计算部，该开关相位计算部通过对所述开关相位及所述追加变量将所述第3函数最小化，从而计算出确保所述调制率且减少所述各次谐波要素的相加值的所述开关相位；及开关模式存储部，该开关模式存储部按照各所述调制率及各所述脉冲数存储由计算出的所述开关相位确定的所述开关模式。
发明效果
如上所述，本发明的功率转换装置中的开关模式决定部包括：调制率确保部，该调制率确保部生成用于确保所述调制率、将所述逆变器的输出波形的基波分量和所述调制率相关联且以所述开关相位为变量的第1函数；谐波减少部，该谐波减少部生成用于减少所述逆变器的输出波形的谐波分量且以所述开关相位为变量的第2函数，该第2函数为由所述逆变器的输出波形的各次谐波分量决定的各次谐波要素的相加值；函数合成部，该函数合成部设定由所述第1函数、所述第2函数及1个以上的追加变量构成且以所述开关相位及所述追加变量为变量的第3函数；开关相位计算部，该开关相位计算部通过对所述开关相位及所述追加变量将所述第3函数最小化，从而计算出确保所述调制率且减少所述各次谐波要素的相加值的所述开关相位；及开关模式存储部，该开关模式存储部按照各所述调制率及各所述脉冲数存储由计算出的所述开关相位确定的所述开关模式，因此，不直接限制想要利用脉冲数减少的谐波的次数类别的数量，因此，即使是较少的脉冲数，也可减少输出电压中的较宽范围的次数的谐波分量。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1的功率转换装置的整体结构的电路图。
图2是表示本发明的实施方式1的功率转换装置的逆变器的结构的电路图。
图3是表示本发明的实施方式的其它示例的逆变器的结构的电路图。
图4是表示本发明的实施方式1的功率转换装置的硬件结构的图。
图5是表示本发明的实施方式1中以脉冲数3进行控制的逆变器的单个相相应的输出电压波形的一例的图。
图6是表示比较例的开关模式决定单元的控制结构的图。
图7是表示比较例的低次谐波消除PWM控制方式的开关模式的图。
图8是表示本发明的实施方式1的开关模式决定部的内部结构的图。
图9是表示本发明的实施方式1中应用了脉冲数3时的开关模式的一例的图。
图10是表示本发明的实施方式1中以脉冲数1控制的逆变器的单个相相应的输出电压波形的一例的图。
图11是表示本发明的实施方式1中应用了脉冲数1时的开关模式的一例的图。
图12是在脉冲数1、调制率0.78的条件下对5次至13次的谐波分量比较本发明实施方式1的情况与比较例的低次谐波消除PWM控制方式的情况后得到的图。
图13是表示本发明的实施方式2的开关模式决定部的内部结构的图。
图14是表示本发明的实施方式4的栅极信号生成部的内部结构的图。
图15是表示本发明的实施方式4中的逆变器的2个开关支路中利用的开关模式的切换频度决定步骤的图。
图16是表示本发明的实施方式4中利用负载电流的开关频度判定的说明图。
图17是表示本发明的实施方式4中的开关模式切换的说明图。
图18是表示本发明的实施方式4中的开关模式切换的说明图。
图19是表示本发明的实施方式4中的开关模式切换的说明图。
图20是表示本发明的实施方式5的功率转换装置的整体结构的电路图。
图21是表示本发明的实施方式5的功率转换装置的整体结构的电路图。
图22是表示本发明的实施方式5的栅极信号生成部的内部结构的图。
图23是说明本发明的实施方式5的脉冲修正部的修正要领的图。
图24是表示本发明的实施方式6的功率转换装置的整体结构的电路图。
图25是表示本发明的实施方式6中以脉冲数3控制的逆变器的单个相相应的输出电压波形的一例的图。
图26是表示本发明的实施方式6的开关模式决定部的内部结构的图。
图27是表示本发明的实施方式6中相对于调制率的中央脉冲的基波振幅的比率的图。
图28是表示本发明的实施方式6中的中央脉冲的谐波振幅的图。
图29是表示本发明的实施方式7的开关模式决定部的内部结构的图。
图30是表示本发明的实施方式7中以脉冲数5控制的逆变器的单个相相应的输出电压波形的一例的图。
图31是表示本发明的实施方式7中的中央脉冲序列的谐波振幅的图。
图32是说明本发明的实施方式8的脉冲数决定部的动作的图。
图33是表示本发明的实施方式8的逆变器的单个相相应的输出电压波形的一例的图。
具体实施方式
实施方式1
图1是表示本发明的实施方式1的功率转换装置2的整体结构的电路图。图1中，功率转换装置2包括逆变器4和控制逆变器4的控制部10，将U、V、W相的直流电压源1a、1b、1c的直流电压转换成可变电压可变频率的交流电压，并输出到作为负载的电动机3。图2是表示逆变器4的结构的电路图。
逆变器4构成将对直流电压源1a的直流电压进行分压的2个串联的正极侧电容器5a、负极侧电容器5b、2个开关支路8a、8b按照各相串联连接而成的五电平逆变器，该2个开关支路8a、8b形成包括分别反并联连接有二极管的由IGBT等构成的多个开关元件6、及钳位二极管7的中性点钳位式的三电平逆变器。
另外，如上所述，将形成三电平逆变器的两个开关支路8a、8b设为构成按各相串联连接的五电平逆变器，并在以下对开关模式等进行说明，但在发明的应用上，并不限于三电平，例如可以是两电平逆变器，此外也可不必限于由两个支路的串联体构成而应用本发明。图3示出两电平逆变器40的示例，各相由1个开关支路80构成。也可将图3所示的两电平的开关支路80按各相串联连接2个，以用于逆变器。
然后，逆变器4利用PWM(脉冲宽度调制)控制来进行开关元件6的导通截止驱动，将直流电压源1a～1c的直流电压转换成任意大小和频率的交流电压并输出。此外，逆变器4在与电动机3的连接部分包括作为检测负载电流iL即电动机3的电流的负载电流检测部的电流传感器19。逆变器4还包括作为检测开关元件6中流过的电流的元件电流检测部及检测开关元件6的温度的元件温度检测部的元件电流温度传感器18。
控制部10包括调制率运算器11、脉冲数决定部13、开关模式决定部12、脉冲数切换部14及栅极信号生成部16，以下对这些各构成部分进行说明。
调制率运算器11基于直流电压源1a～1c的直流电压Vdc和逆变器4的输出电压指令值(相电压振幅)Vp，利用式(1)计算调制率m。
[数学式1]
m＝Vp/Vdc…(1)
脉冲数决定部13基于逆变器4的输出频率指令值Fc，决定PWM控制下的每基波半周期的脉冲数Pnum。
在大容量逆变器那样的具有开关速度较慢的元件的逆变器4中，若输出频率指令值Fc变高，则需要使每半周期的脉冲数Pnum阶段性变少，从而减少开关次数。本实施方式中，高速运转时设脉冲数Pnum为1(半周期1个脉冲)。
脉冲数切换部14在由脉冲数决定部13决定的脉冲数Pnum变化时，设置切换转移期间，在逆变器4的输出电压相位(th)达到规定相位时，将切换从开关模式决定部12读取的开关模式的切换指令15输出到开关模式决定部12。
开关模式决定部12按照脉冲数Pnum，对调制率m的每一大小，预先通过运算求出确定对开关元件6进行导通截止驱动的定时即开关相位的开关模式，按照每一调制率m及脉冲数Pnum进行存储。
该运算求出实现所要求的调制率m、且减少谐波分量的开关模式，因此构成本发明的主要部分，该开关模式及其运算的要领在后面进行详细说明。
栅极信号生成部16从开关模式决定部12读取与来自调制率运算器11的调制率m和来自脉冲数决定部13的脉冲数Pnum对应的开关模式，基于该开关模式和输出电压相位(th)，生成对开关元件6进行导通截止驱动的栅极信号17。
此外，图4是表示功率转换装置2的硬件结构的图。控制部10包括处理器301、存储装置302、开关模式存储装置303。在存储装置302中，预先存储控制部10的程序。处理器301实施由存储装置302存储的功能程序利用该处理器301，实现控制部10内的调制率运算器11、开关模式决定部12、脉冲数决定部13、脉冲数切换部14及栅极信号生成部16。开关模式存储装置303利用处理器301中执行的程序，存储开关模式决定部12所决定的开关模式，可以在功能程序的执行过程中进行存储，也可在启动时进行存储。
如图所示，基于检测逆变器4的各部的电压、电流、元件温度等来自传感器群(包含传感器18、19)即检测部20的信息，利用处理器301的运算处理，生成对逆变器4的开关元件6进行导通截止驱动的栅极信号17。
接着对动作进行说明。基于开关元件6的导通截止驱动的逆变器4本身的动作是公知的，因此，省略其说明，此处，以控制部10、特别是本发明中重要的开关模式及开关模式决定部12中的开关模式的运算要领为中心进行说明。
图5示出脉冲数Pnum＝3的情况下逆变器4(五电平逆变器4)的单个相相应的输出电压波形和串联连接的两个开关支路8a、8b的输出电压波形的关系。
图表示1个周期(2π)中的脉冲电压波形，示出五电平逆变器4的单相输出电压Vs、开关支路8a的输出电压VLa、开关支路8b的输出电压VLb。另外，开关支路以省略形态记载为支路。
如图所示，通过将两个开关支路8a、8b的输出电压VLa、VLb进行相加，获得以总脉冲数＝Pnum(3)×支路串联级数(2)＝6进行动作的五电平逆变器4的单相输出电压Vs。
出于对正负波形的对称性进行补偿的需要，作为使开关元件6导通或截止的定时即开关相位，如图所示，在开关支路8a中，决定th1a、th2a及th3a，在开关支路8b中，决定th1b、th2b及th3b。由此，决定各开关支路8a、8b的输出波形，进而决定五电平逆变器4的输出电压波形。
即，开关模式确定上述6个开关相位th1a、th2a、th3a、th1b、th2b、th3b，利用该开关模式，确定逆变器4的输出电压波形。
此处，为了容易理解本发明中获得开关模式的开关模式决定部12的结构及动作，首先，以下利用图6及图7说明表示利用上述专利文献2记载的方法来确定开关模式的比较例。
另外，在上述专利文献2中，没有特别基于表示控制结构的附图进行说明，此处，为了明确与本申请发明的对比，设为特意假定了相当于本实施方式1的开关模式决定部12的控制结构的比较例。此外，逆变器的结构设为与本实施方式1中利用的五电平逆变器4相同。
图6中，开关模式决定单元100对由脉冲数、调制率、输出频率决定的时间序列的开关模式进行频率转换，利用通过傅里叶级数以三角函数和开关相位(0～2π)呈现输出电压基波的振幅和其整数倍的频率分量的振幅的公式，确保调制率振幅，且求出消除特定次数的谐波的开关相位群(开关模式)。
而且，开关模式决定单元100包括：调制率确保单元101，其确保调制率振幅；谐波次数类别数决定单元102，其计算根据基于脉冲数和确定的开关支路的串联级数的开关相位的数量而决定的、后述联立方程式的自由度，根据该自由度和调制率确保单元101所使用的自由度的数量，决定能消除的谐波次数的类别数；谐波消除单元103，其对于能利用谐波次数类别数决定单元102消除的谐波次数，进行谐波消除；开关相位计算单元104，其求解利用调制率确保单元101和谐波消除单元103设定的公式，计算开关模式的开关相位；以及开关模式存储单元105，其进一步按照各调制率及各脉冲数存储由开关相位计算单元104计算出的开关相位所决定的开关模式。
接着，对利用傅里叶级数定义通过开关来输出的电压波形的频率和振幅的方法进行说明。各开关支路输出的输出电压波形与脉冲数无关，设为各相120°对称、且以1/4周期、1/2周期具有对称性的波形，因此，含有谐波电压只有整数次，理论上不会产生偶数次和3倍数次。因此，若设基波的次数为1，则产生的谐波次数由6n±1表示。即，若利用自然数n，则以基波频率为基准的谐波次数为6n±1次，取5、7、11、13、17、19、23、25、29、31、35、37……这样的数值。
例如，在以脉冲数Pnum＝3求出实现确保调制率m且消除5、7、11、13次的谐波分量的开关模式的情况下，式(2)那样的联立方程式成立。这是复制上述专利文献2的式(4)的方程式。
[数学式2]
在式(2)中，第1行是规定开关支路8a的开关相位th1a、th2a、th3a和调制率m的关系的公式，第2行是规定开关支路8b的开关相位th1b、th2b、th3b和调制率m的关系的公式，它们是由图6的调制率确保单元101设定的。
接着，谐波次数类别数决定单元102根据脉冲数和逆变器4的每1相的开关支路的级数，计算谐波输出电压基波半周期的开关相位的数量，决定能消除的谐波次数的类别数。此处，开关相位的数量为总脉冲数＝脉冲数Pnum×2级＝6，联立方程式的自由度为6。
而且，在式(2)的第1行、第2行的公式中，利用调制率确保单元101，对开关支路的每一级数设定调制率(基波振幅)的分配以使得由2个开关支路8a、8b输出的电压振幅的分配变得均匀，因此，能消除的谐波次数的类别数为6-2＝4。
相应地，谐波消除单元103设定从低次起依次为5、7、11、13次这4个谐波分量为0的式(2)的第3～第6行的公式。
开关相位计算单元104通过求解调制率确保单元101所设定的式(2)的第1、第2行的公式、及谐波消除单元103所设定的式(2)的第3～第6行的公式，求解6维的联立方程式，从而计算确定开关模式的6个变量、即开关相位(th1a～th3b)。
图7是表示利用该式(2)在规定的调制率m的范围内求出的各开关相位的特性的图，图7(A)表示开关支路8a的开关相位th1a、th2a、th3a的特性，图7(B)表示开关支路8b的开关相位th1b、th2b、th3b的特性。
以上，获得使两开关支路8a、8b的输出调制率相同以担保两者的负担的均匀化、且设4种次数的谐波为0的开关模式。
但是，如图7(A)那样，在以调制率m1为中心的区域marea中，一部分的、相同开关元件中彼此相邻的开关相位th1a、th2a的相位差小于主要从开关速度性能的观点来看时开关元件所容许的下限相位差thlim。
作为其对策，调制率确保单元101也可就这样改变谐波次数类别数决定单元102的内容，在式(2)中，将作为减少对象的谐波次数的类别减1，作为代替，利用采用用于确保下限相位差thlim的方程式来求解的方法。或者，也可如上述专利文献2所示，变更调制率确保单元101的内容，在调制率m1下，采用通过缓和两个开关支路8a、8b的负担均匀化的条件从而确保相位差(th2a-th1a)＝thlim的条件的下述式(3)(复制该文献2的式(5))所示的联立方程式的解。
[数学式3]
从上述式(2)、式(3)可知，比较例的开关模式决定单元100中，在为了通过运算求出开关模式而设定的联立方程式中，由谐波消除单元103设定的、用于减少谐波的关系式需要利用数量与由谐波次数类别决定单元102设定的次数类别数对应的公式来设定。其结果，在较少的脉冲数Pnum、假设Pnum＝1的情况下，例如，如式(4)所示，确定开关模式的变量为这th1a和th1b两个，若设定用于规定调制率m的1个关系式，则为了减少谐波而能设定的关系式仅剩1个，即仅能期望减少1种次数的谐波、此处为仅能期望减少5次的谐波。
[数学式4]
本发明不直接限制想要利用脉冲数减少的谐波的次数类别的数量，因此，即使是较少的脉冲数Pnum，也可减少输出电压中的、次数的类别数为总脉冲数以上的谐波分量，以下对其具体内容进行详细阐述。
图8是表示本发明的实施方式1的功率转换装置2中采用的开关模式决定部12的内部结构的图。
图8中，开关模式决定部12包括调制率确保部121、谐波减少部122、函数合成部123、开关相位计算部124及开关模式存储部125。另外，如上所述，开关模式决定部12由处理器301实现，但开关模式决定部12内的开关模式存储部125由开关模式存储装置303来实现。
调制率确保部121生成用于确保调制率的函数，即基于调制率、脉冲数及开关支路级数，将逆变器4的输出波形的基波分量和调制率相关联的第1函数f。谐波减少部122设定用于减少逆变器4的输出波形的谐波分量的函数，即基于脉冲数及开关支路级数，利用各次谐波分量决定的后述各次谐波要素的相加值即第2函数Y。函数合成部123设定由第1函数f、第2函数Y、1个以上的后述追加变量构成的第3函数即评价函数X。开关相位计算部124通过对开关相位及追加变量将评价函数X最小化，从而计算出确保调制率且减少各次谐波要素的相加值的开关相位。然后，开关模式存储部125按照各调制率及各脉冲数存储由开关相位计算部124计算出的开关相位所决定的开关模式。
作为以上的第1函数f、第2函数Y及评价函数X的具体例，此处，定义以下的式(5)、式(6)、式(7)所示的三个函数。
[数学式5]
X(th1a，th2a，th3a，th1b，th2b，th3b，α)
＝Y(th1a，th2a，th3a，th1b，th2b，th3b)
+α×f(th1a，th2a，th3a，th1b，th2b，th3b)
…(7)
首先，如式(5)所示，调制率确保部121为了确保将两个开关支路8a、8b串联而得的调制率m，定义规定了各开关相位(此处，相当于th1a、th2a、th3a、th1b、th2b、th3b，以下也表示为thi)与该调制率m间的关系的、以各开关相位thi为变量的第1函数f(thi)。
接着，如式(6)所示，谐波减少部122为了减少谐波，定义了以各开关相位thi为变量的第2函数Y(thi)，其规定了各开关相位thi、与作为各谐波要素的相加值而对逆变器4的输出波形的各次谐波电压分量乘以各次加权系数w(k)(k＝k1～kj)后得到的值的平方和的关系。
式(6)中，k表示减少对象的谐波次数，此处，以5次、……、25次的总计8个类别的次数为对象，但并不限于此。此外，对于加权系数w(k)将进一步在后面阐述。
此外，如式(7)所示，函数合成部123为了确保调制率并减少各次谐波电压分量的上述平方和，定义对第1函数f和第2函数Y的自由度(相当于作为变量的开关相位thi的数量，此处为6个变量)进一步附加追加变量而增加了自由度的评价函数X。
具体而言，定义以各开关相位thi和加权变量α为变量的评价函数X(thi、α)，式(6)所示的函数Y(thi)和对式(5)所示的函数f(thi)乘以作为追加变量的加权变量α后而得到的值之和。
另外，评价函数X也可为对第2函数Y进一步乘以追加变量的形态。
而且，开关相位计算部124取该评价函数X(thi、α)的7个变量α、th1a～th3b的偏微分，将它们全部置为0，生成式(8)所示的7元联立方程式。通过利用例如牛顿法来求解该7元联立方程式，可获得确保所要求的调制率m且使得多个次数的谐波电压分量的综合值最小的开关模式。
[数学式6]
图9是利用开关相位计算部124设定的式(8)，在调制率m＝0.3～1.15的范围内求出的各开关相位的特性的图。图9(A)表示开关支路8a的开关相位th1a、th2a、th3a的特性，图9(B)表示开关支路9b的开关相位th1b、th2b、th3b的特性。
从式(6)、式(8)也可理解，本发明中，与上述比较例的谐波次数类别数决定单元102设定的情况不同，脉冲数Pnum与减少对象的次数的类别数不直接关系。因此，与比较例的式(2)或式(3)所示的脉冲数＝3的情况相比，能减少更多的类别的次数的谐波电压分量。
另外，图9是由谐波减少部122设定的式(6)的第2函数Y中对所有的次数k＝k1～kj设定各次加权系数w(k)＝1的情况。对于该各次加权系数w(k)，例如，通过将特定次数的系数w(k)设定得较大，可使得该次数的谐波分量减少程度大于其它次数的谐波分量减少程度。
例如，对于重视效率、对电感特性和绕组方法进行了改进的电动机，有时会出现特定次数的谐波分量变高、且该原因导致因谐波而产生有害的转矩脉动的情况等。在这种情况下，通过将该特定次数的加权系数w(k)设定为大于其它次数的值，可防止产生有害的转矩脉动，并可获得能整体减少谐波的开关模式。
此外，若利用上述中说明的方法，即使在脉冲数＝1的情况下，与利用式(4)的比较例相比，可获得能减少更高次数的谐波分量的脉冲模式。
图10表示脉冲数Pnum＝1的情况下五电平逆变器4的单个相相应的输出电压波形和串联连接的两个开关支路8a、8b的输出电压波形间的关系。
图中示出了1个周期(2π)中的脉冲电压波形，示出了五电平逆变器4的单相输出电压Vs、开关支路8a的输出电压VLa、开关支路8b的输出电压VLb。如图所示，通过将两个开关支路8a、8b的输出电压VLa、VLb进行相加，从而获得以总脉冲数＝Pnum(1)×支路串联级数(2)＝2进行动作的五电平逆变器4的单相输出电压Vs。
此外，与图5的情况同样，出于对正负波形的对称性进行补偿的需要，作为使开关元件6导通或截止的定时即开关相位，如图10所示，在开关支路8a中，决定th1a，在开关支路8b中，决定th1b。由此，决定各开关支路8a、8b的输出波形，进而决定五电平逆变器的输出电压波形。
即，开关模式确定上述2个开关相位th1a、th1b，利用该开关模式，确定逆变器4的输出电压波形。
在脉冲数Pnum＝1的情况下，模仿脉冲数Pnum＝3的情况下的式(5)、式(6)、式(7)，分别利用调制率确保部121、谐波减少部122及函数合成部123，定义式(9)、式(10)、式(11)。
[数学式7]
X(th1a，th1b，α)＝Y(th1a，th1b)+α×f(th1a，th1b)…(11)
调制率确保部121利用式(9)，定义以各开关相位thi为变量的第1函数f(thi)，其规定了各开关相位(th1a、th1b、以下也表示为thi)与调制率m的关系。
谐波减少部122利用式(10)，定义以各开关相位thi为变量的第2函数Y(thi)，其规定了各开关相位thi、与对逆变器4的输出波形的各次谐波电压分量乘以各次加权系数w(k)后得到的值的平方和的关系。
此处，设k＝5、7、11、13次这4个类别的次数为减少对象，但并不限于此。
函数合成部123利用式(11)，定义以各开关相位thi和加权变量α为变量的评价函数X(thi、α)，其为式(10)所示的第2函数Y(thi)和对式(9)所示的第1函数f(thi)乘以作为追加变量的加权变量α后的值之和。
然后，取该评价函数X(thi、α)的3个变量α、th1a、th1b的偏微分，将它们全部置为0，生成式(12)所示的3元联立方程式。然后，求解该3元联立方程式，可获得确保所要求的调制率m且在此使得4种次数的谐波电压分量的综合值最小的开关模式。
[数学式8]
图11是表示利用该式(12)在调制率m＝0.3～1.15的范围内求出的开关支路8a的开关相位th1a与开关支路8b的开关相位th1b的特性的图。开关相位th1a、th1b根据调制率m平滑地进行变化。
图12是脉冲数Pnum＝1时，对于通过利用本实施方式的式(12)的运算获得的调制率m＝0.78下的逆变器4的输出电压、通过利用上述比较例的式(4)的运算获得的同一调制率m＝0.78下的输出电压，比较5次至13次为止的谐波分量后得到的图。
在斜线的阴影所示的比较例的低次谐波消除PWM方式中，作为消除对象的5次以外的特别是7次和11次的谐波分量均变高。与此相对，在以无阴影方式表示的本实施方式的式(12)的情况下，各次数的谐波分量整体变低。而且，可确认谐波振幅的总计值减少，能在次数的类别数为(Pnum×支路串联级数)以上的范围内抑制谐波分量。
将各次谐波电压分量的平方和的平方根除以基准波电压分量后的值即电压综合失真率为谐波含有率的基准，若对于5次～13次的谐波分量求出其失真率，则比较例的情况下为25％，与此相对，本实施方式下为17％，可确认能将失真率减少约1/3的比例。
如以上那样，本发明的实施方式1的功率转换装置2的开关模式决定部12包括以上详述的调制率确保部121、谐波减少部122及函数合成部123，还包括开关相位计算部124和开关模式存储部125。
调制率确保部121设定用于确保调制率、且将逆变器4的输出波形的基波分量和调制率相关联的、以开关相位thi为变量的第1函数f(thi)，谐波减少部122设定用于减少逆变器4的输出波形的谐波分量、且作为由逆变器4的输出波形的各次谐波分量决定的各次谐波要素的相加值的、以开关相位thi为变量的第2函数Y(thi)。然后，函数合成部123设定由第1函数f(thi)、第2函数Y(thi)、追加变量α构成、作为以开关相位thi及追加变量α为变量的第3函数的评价函数X(thi、α)＝Y(thi)+α×f(thi)。此外，将评价函数X(thi、α)对开关相位thi及追加变量α取偏微分，将它们全部置为0，求解联立方程式，将评价函数X(thi、α)最小化。由此，可利用开关相位计算部124计算出确保调制率且减少各次谐波要素的相加值的开关相位thi，将由计算出的开关相位thi确定的开关模式按照各调制率及各脉冲数存储在开关模式存储部125中。因此，不直接限制想要利用脉冲数减少的谐波的次数类别的数量，因此，即使是较少的脉冲数，也可减少输出电压中的、次数的类别数为总脉冲数以上的谐波电压分量或谐波电流分量。
实施方式2
接下来，说明本发明的实施方式2中的功率转换装置。功率转换装置2的整体结构与之前的实施方式1的图1、图2所示的相同，但在此情况下，开关模式决定部的内部结构不同。
图13是表示本发明的实施方式2的开关模式决定部12A的内部结构的图。
在上述比较例中，如图7说明地那样，存在如下问题：在规定的调制率m的范围内求出的开关模式下，在以调制率m1为中心的区域marea中，一部分的、相同开关元件中彼此相邻的开关相位th1a、th2a的相位差小于开关元件所容许的下限相位差thlim(参照图7(A))。而且，比较例中的对策如上述那样，在包含该调制率m1的区域marea的部分中，采用式(3)所示的联立方程式的解，以取代式(2)。
与此相对，在利用上述实施方式1求出的开关模式的特性(参照图9)中，彼此相邻的开关相位的相位差在任意情况下均为下限相位差thlim以上，不会产生该问题。但是，考虑根据运算条件，在上述实施方式1中也会产生该问题，因此，在本实施方式2中，实现该情况下的对策。
此处，在脉冲数Pnum＝3的、利用之前的式(5)～式(8)说明的方法求出的开关模式中，假定相邻的开关相位th1a和th2a的相位差小于下限相位差thlim来进行说明。
在图13所示的开关模式决定部12A中，与上述实施方式1的图6所示的开关模式决定部12不同点在于新设置有开关相位差限定部126，以下以该点为中心来进行说明。其他结构与上述实施方式1相同。
开关相位差限定部126为了设定开关相位差的下限值(thlim)，新设定对相邻的开关相位th1a和th2a的相位差进行规定的函数P。
具体而言，该函数P(th1a、th2a)由式(13)来定义。
[数学式9]
P(th1a，th2a)＝th2a-th1a-th lim…(13)
该函数P通过反映到分别由函数合成部123及开关相位计算部124定义的、后面说明的式(14)及式(15)，从而确保开关相位th1a和th2a的相位差≥下限相位差thlim。此外，将之前的式(7)所示的评价函数X(thi、α)置换成以下的式(14)所示的评价函数X(thi、α、β)。此外，函数f(thi)及函数Y(thi)与上述实施方式1相同。
[数学式10]
X(th1a，th2a，th3a，th1b，th2b，th3b，α，β)
＝Y(th1a，th2a，th3a，th1b，th2b，th3b)
+α×f(th1a，th2a，th3a，th1b，th2b，th3b)
+β×P(th1a，th2a)…(14)
该式(14)中，在之前的式(7)的右边追加对函数P乘以加权变量β后的项。
而且，关于区域marea的调制率m1，取评价函数X的总计8个变量α、β、th1a～th3b的偏微分，将它们全部置为0或0以上，生成式(15)所示的8元联立方程式。
[数学式11]
然后，通过求解该式(15)，可求出确保所要求的调制率m1和相邻的开关相位间的必要相位差thlim、且使得多个次数的谐波电压分量的综合值最小的开关模式。
因此，开关模式决定部12A在区域marea以外的调制率时，与上述实施方式1同样，存储利用之前的式(8)求出的开关模式，对于区域marea的调制率，与利用之前的式(8)求出的开关模式置换，存储利用式(15)求出的开关模式。
另外，利用之前的式(8)求出的开关相位的特性、和对于区域marea的调制率利用式(15)求出的开关相位的连续性可通过适当调整加权变量β来担保。
在本实施方式2中，也与上述实施方式1同样，不直接限制想要利用脉冲数减少的谐波的次数类别的数量，因此，即使是较少的脉冲数，也可减少输出电压中的、次数的类别数为总脉冲数以上的谐波电压分量或谐波电流分量。
此外，开关模式决定部12A包括开关相位差限定部126，因此，在求出的开关模式的一部分中，彼此相邻的开关相位间的相位差小于下限相位差，开关元件6的开关动作有障碍的情况下，可如以下那样进行应对。即，利用开关相位差限定部126，设定用于作为该相位差确保下限相位差的函数P(thi)，设定考虑该函数P(thi)后的评价函数X(thi、α、β)＝Y(thi)+α×f(thi)+β×P(thi)。然后，利用开关相位计算部124，将该评价函数X(thi、α、β)对开关相位thi及追加变量α、β取偏微分，将它们全部置为0或0以上，建立联立方程式，将求解该联立方程式得出的开关模式与该一部分的开关模式置换。由此，可确保相邻的开关相位间的必要的相位差thlim，消除对开关动作的障碍。
实施方式3
接下来，说明本发明的实施方式3中的功率转换装置。功率转换装置2的整体结构与之前的实施方式1的图1、图2所示的相同。在此情况下，开关模式决定部12内的调制率确保部121所设定的第1函数与上述实施方式1不同。其他结构与上述实施方式1相同。
在上述实施方式1中，作为规定各开关相位与调制率的关系的第1函数，利用式(5)定义用于确保将两个开关支路8a、8b串联而获得的调制率的函数f。在本实施方式3中，为了实现两个开关支路8a、8b的负担的均匀化，在使输出的调制率在开关支路8a、8b两者中彼此相等的条件下求出开关模式。以下对要领的概要进行说明。
首先，如式(16)、式(17)所示，对于各开关支路8a、8b，分别定义作为规定开关相位与调制率的关系的第1函数的函数fa(th1a、th2a、th3a)及函数fb(th1b、th2b、th3b)。在此情况下，为了实现两个开关支路8a、8b的负担的均匀化，设定函数fa、函数fb，使输出的调制率m在开关支路8a、8b两者中彼此均等地分担。
[数学式12]
相应地，代替上述实施方式1的式(7)所示的评价函数X，将式(18)所示的评价函数X(thi、α1、α2)定义为第3函数。另外，作为函数Y(thi)，与上述实施方式1同样，利用由上述式(6)、式(10)所定义的函数Y(thi)。
[数学式13]
X(th1a，th2a，th3a，th1b，th2b，th3b，α1，α2)
＝Y(th1a，th2a，th3a，th1b，th2b，th3b)
+α1×fa(th1a，th2a，th3a)+α2×fb(th1b，th2b，th3b)
…(18)
然后，求取式(19)所示的、评价函数X(thi、α1、α2)的8个变量α、α2、thia～th3b的偏微分，将它们全部置为0，建立并求解式(19)所示的8元联立方程式。由此，可获得确保所要求的调制率m、且两个开关支路8a、8b的负担变均匀、使多个次数的谐波电压分量的综合值最小的开关模式。
[数学式14]
在本实施方式3中，也与上述实施方式1同样，不直接限制想要利用脉冲数减少的谐波的次数类别的数量，因此，即使是较少的脉冲数，也可减少输出电压中的、次数的类别数为总脉冲数以上的谐波电压分量或谐波电流分量。此外，可决定开关模式以使得开关支路8a、8b两者中输出的调制率彼此相等，实现两个开关支路8a、8b的负担的均匀化。
另外，上述式(6)、式(10)所定义的函数Y(thi)均意图减少谐波电压分量的平方和。而且，在负载为电动机3的情况下，有时因谐波分量的存在而导致的电动机3的铜损耗的增大成为问题，在此情况下，谐波电流分量的减少成为课题。
电动机3中流过的电流为将电压除以阻抗后的值，但该阻抗Z基本由电动机3的电感L来决定。即，Z≈2πfL，电流与频率f成反比。
因此，在想减少谐波电流分量的情况下，作为各次谐波要素，定义对各次数分量进一步乘以1/k后的例如下式(20)所示的函数Y1(thi)作为第2函数，以代替之前的式(6)、式(10)所定义的函数Y(thi)。
[数学式15]
应用该函数Y1(thi)来求出开关模式的要领与上述的应用函数Y(thi)的情况完全相同，因此，省略再次的说明。
此时，通过对以使得逆变器4及与逆变器4连接的电动机3的谐波损耗总和减少的方式、根据次数来变更加权系数w(k)并总计各次数的电流谐波的平方和来得到的第2函数Y1(thi)进行设定，从而可减少逆变器4及与逆变器4连接的电动机3的谐波损耗总和。
此外，虽然省略了具体的数学式的说明，但作为各次谐波要素，也可取各次谐波电压分量与各次谐波电流分量的相乘值，将该相乘值的各次相加值作为第2函数Y(thi)，求出开关相位。在这种情况下，能减少各次谐波功率分量的总和。
另外，上述第2函数Y1(thi)并不限于上述实施方式3，也可应用于上述实施方式1、2，可获得同样的效果。
实施方式4
接下来，说明本发明的实施方式4中的功率转换装置。功率转换装置2的整体结构与之前的实施方式1的图1、图2所示的相同。在此情况下，栅极信号生成部的内部结构与上述实施方式1不同。
图14是表示本发明的实施方式4所涉及的栅极信号生成部16A的内部结构的图。其他结构与上述实施方式1相同。
栅极信号生成部16A与上述实施方式1同样，从开关模式决定部12读取与来自调制率运算器11的调制率m和来自脉冲数决定部13的脉冲数Pnum对应的开关模式，基于该开关模式，生成对开关元件6进行导通截止驱动的栅极信号17。
例如，在脉冲数Pnum＝3的情况下，如之前的图9的开关模式所示，无论在哪个调制率下，两个开关支路8a、8b的开关相位(th1a、th2a、th3aとth1b、th2b、th3b)都彼此不同。因此，若开关支路8a仅利用开关支路8a用的开关模式(以下称为a支路用开关模式)，开关支路8b仅利用开关支路8b用的开关模式(以下称为b支路用开关模式)来继续开关动作，则根据负载电流、开关相位，导通/截止的时间、流过的电流不同，因此，各开关元件的负载变得不均匀，容易产生开关元件的局部性劣化、开关偏差。
在本实施方式4中，如图14所示，栅极信号生成部16A包括开关模式替换部161及栅极信号产生部162。
开关模式替换部161基于输出电压相位th、负载电流或元件电流、及元件温度，以规定周期替换开关支路8a、8b的开关模式，使得两个开关支路8a、8b的负担均匀化。栅极信号产生部162基于由开关模式替换部161替换后的开关模式，生成栅极信号17。
另外，此处，对开关支路8a和开关支路8b的两串联结构的情况进行说明，但即使在将三个以上的开关支路串联构成的情况下，通过适用同样的方法，也可将该串联连接的各开关支路的负担均匀化。
图15是表示决定两个开关支路8a、8b的开关模式的替换频度的步骤例的图。以下基于图15，说明决定作为开关模式的替换频度的替换周期NN的流程。其中，替换周期NN用逆变器运转频率下的周期的数量来表示。
首先，利用电流传感器19检测负载电流，计算负载电流的有效值Rms(ST1)。
接着，比较负载电流有效值Rms和开关频度的判定阈值Ca，进行利用负载电流的开关频度判定(ST2)。
图16示出步骤ST2中单相的五电平逆变器4的输出电压Vs和负载电流的一例。
波形71a、71b表示单相的负载电流，波形71ar表示负载电流(波形71a)的电流有效值(Rms)，波形71br表示负载电流(波形71b)的电流有效值(Rms)，波形71表示将开关频度的判定阈值Ca转换为相电流后的波形。
在步骤ST2中，在检测出的负载电流为波形71b、71br所示的状态，即负载电流的有效值Rms为判定阈值Ca以下的情况下，将开关模式的替换周期NN设为4(逆变器运转频率下的4个周期)。这意味着开关模式的替换周期NN增大，以减少替换频度(ST3)。
步骤ST2中，在检测出的负载电流为波形71a、71ar所示的状态，即负载电流的有效值Rms高于判定阈值Ca的情况下，利用元件电流温度传感器18，检测逆变器4的两个开关支路8a、8b各自的多个开关元件6的元件电流，计算其平均电流Ie(ST4)。
接着，将开关支路8a、8b各自的开关元件的平均电流Ie与开关支路的导通时间相乘后的值和设计中预先确定的判定阈值Cb进行比较(ST5)，在为判定阈值Cb以下的情况下，将开关模式的替换周期NN设为2(ST6)。
步骤ST5中，在开关支路8a、8b各自的开关元件的平均电流Ie与开关支路的导通时间相乘后的值高于判定阈值Cb的情况下，利用元件电流温度传感器18，检测开关支路8a、8b各自的多个开关元件6的元件温度，计算其平均温度THe(ST7)。
接着，将开关支路8a、8b各自的开关元件的平均温度THe和设计中预先确定的判定阈值Cc进行比较(ST8)，在为判定阈值Cc以下的情况下，前进至步骤ST6，将开关模式的替换周期NN设定为2。
步骤ST8中，在开关支路8a、8b各自的开关元件的平均温度The高于判定阈值Cc的情况下，将开关模式的替换周期NN设定为1(ST9)。
图17是说明开关模式的替换周期NN＝4的情况下的开关模式替换方法的图，是表示对逆变器运转频率下的4个周期附加编号N(＝1～4)，利用各开关支路8a、8b进行开关的脉冲数为1个脉冲的开关模式的图。
如图17所示，在运转频率的周期N＝1、2的期间，开关支路8a利用自身的开关模式即支路8a用模式(th1a)进行开关。而且，在周期N＝3、4的期间，开关支路8a利用开关支路8b用的开关模式即支路8b用模式(th1b)进行开关。
开关支路8b也同样，每隔2个周期，交替利用自身的支路8b用模式和支路8a用模式进行开关。开关模式替换的相位分别设为各相的0°。
图18是说明开关模式的替换周期NN＝2的情况下的开关模式替换方法的图。如图所示，各开关支路8b、8b在逆变器运转频率下的每1个周期中，交替利用自身的支路用模式和另一方的支路用模式进行开关。
图19是说明开关模式的替换周期NN＝1的情况下的开关模式替换方法的一例的图。如图所示，在逆变器运转频率下的1个周期内，替换两个开关支路8a、8b的开关模式。
在周期N＝1中，开关支路8a在0～(1/2)π和π～(3/2)π的期间，利用支路8b用开关模式(th1b)进行开关，在(1/2)π～π和(3/2)π～2π的期间，利用自身的支路8a用开关模式(th1a)进行开关。
在周期N＝2中，与周期N＝1的情况相反，开关支路8a在(1/2)π～π和(3/2)π～2π的期间，利用支路8b用开关模式(th1b)进行开关，而在0～(1/2)π和π～(3/2)π的期间，利用自身的支路8a用开关模式(th1a)进行开关。
开关支路8b利用开关支路8a不用的一方的开关模式进行开关。
另外，在利用图15的以上的说明中，基于负载电流、元件电流及元件温度的检测值来切换开关模式的替换周期，但并不限于此。根据作为功率转换装置2的使用条件等，也可基于负载电流、元件电流及元件温度中的1种以上的检测值来切换开关模式，简化切换的相关结构。
在本实施方式4中，也与上述实施方式1同样，不直接限制想要利用脉冲数减少的谐波的次数类别的数量，因此，即使是较少的脉冲数，也可减少输出电压中的、次数的类别数为总脉冲数以上的谐波电压分量或谐波电流分量。此外，栅极信号生成部16A包括开关模式替换部161及栅极信号产生部162，生成栅极信号17，使得以规定的周期替换开关支路8a、8b的开关模式。由此，实现两个开关支路8a、8b的负担的均匀化，相应地延长作为装置的寿命。
另外，也可将本实施方式4应用于上述实施方式3，将各开关支路用的开关模式以两者输出的调制率彼此相等的方式生成，在此基础上以规定的周期替换开关模式，从而两个开关支路8a、8b的负担可进一步均匀化。
实施方式5
图20、图21是表示本发明的实施方式5的功率转换装置的整体结构的电路图。特别是，图20中详细示出作为主电路的逆变器4的结构，图21中详细示出控制部10的结构。本实施方式5中，采用如下对策：将直流电压源1的电压一分为二，将向各开关支路8a、8b提供直流电压的正极侧电容器5a和负极侧电容器5b的电压均等化，消除作为逆变器4的输出电压的正极侧和负极侧之差。其他结构及动作与上述实施方式1的情况相同，此外，谐波减少的相关动作也相同。
下面，以上述对策的相关结构及动作为中心进行说明。
如图20所示，功率转换装置2包括检测正极侧电容器5a和负极侧电容器5b的电压之差以作为中性点电压的中性点电压传感器22a、22b、22c、及检测流入正极侧电容器5a和负极侧电容器5b的连接点的电流ica、icb、icc以作为中性点电流的中性点电流传感器21a、21b、21c。另外，图20中，利用中性点电压传感器的参照标号22a、22b、22c来示出中性点电压。
图22是栅极信号生成部16B的内部结构图。栅极信号生成部16B包括对开关模式进行修正的脉冲修正部163、及基于该修正后的开关模式来生成栅极信号17的栅极信号产生部164。脉冲修正部163根据中性点电压传感器22a、22b、22c或中性点电流传感器21a、21b、21c的检测输出，对从开关模式决定部12读出的开关模式进行修正。
图23是说明利用脉冲修正部163对正极侧电容器5a和负极侧电容器5b的电压的不平衡进行修正的要领的图。此处，举例示出正极侧电容器5a的电压高于负极侧电容器5b的电压，检测出这一情况，通过对U相的开关支路8a的开关模式进行修正来减少其差值的情况。
在正极侧电容器5a的电压vuca比负极侧电容器5b的电压vucb要大，且差值大于设计中预先确定的阈值Thv的情况下，或者，中性点电流ica小于设计中预先确定的阈值-Thi的情况下，进行修正以使得正极侧电容器5a的电压下降。即，在脉冲模式的正极侧(0～π)中，向缩小各脉冲宽度的方向分别对开关相位修正设计中预先确定的“偏移(shift)”的量。然后，在脉冲模式的负极侧(π～2π)，向扩展各脉冲宽度的方向分别对开关相位修正“偏移(shift)”的量。图23中，实线表示修正前的脉冲模式，虚线表示修正后的脉冲模式。
在图23所示的方法的情况下，在使开关导通(脉冲以0→1的方式变化)的相位和使开关截止(脉冲以1→0的方式变化)的相位下，相位的修正方法不同，因此，修正变复杂。
在此情况下，为了简化该修正处理，也可将修正的开关相位仅限定成脉冲波形无变化的、作为最靠近π/2、(3/2)π的中央脉冲、且使开关导通或截止的相位。
此外，也可根据正极侧电容器5a和负极侧电容器5b的电压之差(vcua-vcub)、中性点电流(ica)的大小，使修正量“shift”阶段性变化。此外，也可以利用使两个电容器5a、5b的电压差变成零的、所谓反馈控制计算出最优的修正量。此外，也可根据上述电压差、中性点电流的大小来改变进行修正的频度。
像以上那样，在本发明实施方式5的功率转换装置中，利用中性点电压传感器、中性点电流传感器，消除各相的正极侧电容器的电压与负极侧电容器的电压之差。由此，在上述实施方式1说明的效果的基础上，起到在高负载时也可获得PWM控制下的输出电压的正极侧和负极侧之差较小的高品质的输出特性这一效果。
实施方式6
图24是表示本发明的实施方式6的功率转换装置的整体结构的电路图。功率转换装置2的整体结构与上述实施方式1所示的结构相同，但在此情况下，控制部10中的开关模式决定部12B的内部结构不同。其他结构与上述实施方式1相同。
图25与上述实施方式1的图5所示的同样，表示脉冲数Pnum＝3的情况下五电平逆变器4的单个相相应的输出电压波形和串联连接的两个开关支路8a、8b的输出电压波形的关系。下面，利用图25对本实施方式6的开关模式的决定进行简单说明。
如图25所示，在由五电平逆变器4输出的输出电压波形中，在作为半周期的部分区间的、分别夹持相位(1/2)π、(3/2)π的中央区间，存在作为输出电压波形的部分波形的中央脉冲211。该中央脉冲211根据相位th3a、th3b生成，由将开关支路8a的输出电压VLa的中央脉冲211a和开关支路8b的输出电压VLb的中央脉冲211b相加后得到的中央脉冲序列构成。
而且，在本实施方式中，决定整个输出波形的基波振幅(＝调制率)中所占的中央脉冲211的基波振幅的比率j，进一步设定中央脉冲211中的谐波水平的阈值i，决定开关模式。即，对于整个输出波形和中央脉冲211这双方，确保所希望的基波，并减少各自的各次谐波分量。
图26是表示本发明的实施方式6的开关模式决定部12B的内部结构的图。
如图所示，开关模式决定部12B包括调制率确保部121A、谐波减少部122A、函数合成部123、开关相位计算部124及开关模式存储部125。
调制率确保部121A包括脉冲基波确保部201、中央脉冲比率决定部202、中央脉冲基波确保部203，作为第1函数，设定基本第1函数(函数f)及辅助第1函数(函数fc)。
脉冲基波确保部201生成函数f，以作为用于确保调制率，基于调制率、脉冲数及开关支路级数，将逆变器4的输出电压半周期的基波分量和调制率相关联的基本第1函数。此外，该函数f为与上述实施方式1的函数f相同的函数。
中央脉冲比率决定部202基于调制率、脉冲数、开关支路级数，决定输出电压半周期中的中央脉冲211的基波分量(部分基波分量)的相对于调制率的比率j。中央脉冲基波确保部203基于由中央脉冲比率决定部202决定的比率j，生成作为将中央脉冲211的基波分量与调制率相关联的辅助第1函数的函数fc。
谐波减少部122A包括脉冲谐波减少部204、中央脉冲谐波水平决定部205、中央脉冲谐波减少部206，作为第2函数，设定基本第2函数(函数Y)及辅助第2函数(函数Yc)。
脉冲谐波减少部204作为基本第2函数，生成函数Y，其是用于减少逆变器4的输出波形的谐波分量的函数，其是基于脉冲数及开关支路级数，利用逆变器4的输出电压半周期的各次谐波分量决定的各次谐波要素的相加值。另外，该函数Y为与上述实施方式1的函数Y相同的函数。
中央脉冲谐波水平决定部205基于调制率、脉冲数、开关支路级数，决定输出电压半周期中的中央脉冲211的谐波分量中的谐波水平的阈值i(谐波分量的振幅阈值)。中央脉冲谐波减少部206基于由中央脉冲谐波水平决定部205决定的阈值i，生成作为将由中央脉冲211的各次谐波分量决定的各次谐波要素的相加值与谐波水平的阈值i相关联的辅助第2函数的函数Yc。
函数合成部123设定由作为第1函数的函数f和函数fc、作为第2函数的函数Y和函数Yc、1个以上的追加变量构成的第3函数即评价函数X。开关相位计算部124通过对开关相位及追加变量将评价函数X最小化，从而计算出确保调制率且减少各次谐波要素的相加值的开关相位。然后，开关模式存储部125按照各调制率及各脉冲数存储由开关相位计算部124计算出的开关相位所决定的开关模式。
作为以上的第1函数(基本第1函数f及辅助第1函数fc)、第2函数(基本第2函数Y及辅助第2函数Yc)及评价函数X的具体例，此处，定义以下的式(2)～式(25)所示的五个函数。
[数学式16]
[数学式17]
X(th1a，th2a，th3a，th1b，th2b，th3b，α，β，γ)
＝Y(th1a，th2a，th3a，th1b，th2b，th3b)
+α×f(th1a，th2a，th3a，th1b，th2b，th3b)
+β×fc(th3a，th3b)+γ×Yc(th3a，th3b)
…(25)
由上述式(21)、式(22)定义的函数f、函数fc由调制率确保部121A内的脉冲基波确保部201、中央脉冲基波确保部203生成。
脉冲基波确保部201为了确保将两个开关支路8a、8b串联而得的调制率m，如式(21)所示那样定义以各开关相位thi为变量的函数f(thi)，其规定了所有开关相位(th1a、th2a、th3a、th1b、th2b、th3b：以下也表示为thi)与该调制率m间的关系。另外，式(21)与上述实施方式1的表示函数f(thi)的式(5)相同。
中央脉冲比率决定部202例如像图27所示那样，决定整个输出波形的基波振幅(＝调制率)中所占的中央脉冲211的基波振幅的比率j。在图27所示的示例中，以满足m1＜m2的2个调制率m1、m2为基准值，设满足m≦m1的调制率m的区域为低调制率区域，设满足m1＜m≦m2的调制率m的区域为中调制率区域，设满足m2≦m的调制率m的区域为高调制率区域。而且，在各个区域中，设定中央脉冲211的基波振幅相对于调制率的比率j。
如图27所示，设定成使得越是低调制率，整个输出波形的基波振幅(＝调制率)中所占的中央脉冲的基波振幅的比率j越高。这是由于，一般高调制率时为高负载，低调制率时为低负载，因此，基于该条件进行设定。即，在低调制率下，输出电压波形不易因调制率的变动而变化，提高中央脉冲211的基波振幅以使得控制变稳定，在高调制率下，负载电流在中央脉冲附近变高，因此，减少中央脉冲211的基波振幅以减少损耗。该比率j1、j2、j3也可根据脉冲数、开关支路的级数来改变。
在中央脉冲基波确保部203中，对于根据开关相位th3a、th3b生成的中央脉冲211，如式(22)所示那样定义以开关相位th3a、th3b为变量的函数fc(th3a、th3b)，其规定了开关相位th3a、th3b、与由该调制率m和比率j之积决定的中央脉冲211的基波振幅间的关系。
此外，由上述式(23)、式(24)定义的函数Y(thi)、函数Yc(th3a、th3b)由谐波减少部122A内的脉冲谐波减少部204、中央脉冲谐波减少部206生成。
脉冲谐波减少部204为了减少谐波，如式(23)所示定义以各开关相位thi为变量的函数Y(thi)，其规定了各开关相位thi、与作为各谐波要素的相加值而对逆变器4的输出波形的各次谐波电压分量乘以各次加权系数w(k)(k＝k1～kj)后得到的值的平方和的关系。另外，式(23)与上述实施方式1的表示函数Y(thi)的式(6)相同。即，式(23)中，k表示减少对象的谐波次数，此处，以5次、……、25次的总计8个类别的次数为对象，但并不限于此。此处的加权系数w(k)的定义和设定方法与实施方式1相同。
在中央脉冲谐波水平决定部205中，例如像图28所示那样决定输出电压半周期中的中央脉冲211的谐波分量中的谐波水平的阈值、即谐波振幅的阈值i。在图28所示的示例中，以满足m3＜m4的2个调制率m3、m4为基准值，设满足m≦m3的调制率m的区域为低调制率区域，设满足m3＜m≦m4的调制率m的区域为中调制率区域，设满足m4≦m的调制率m的区域为高调制率区域。而且，在各个区域中，设定中央脉冲211的谐波振幅相对于调制率的比率i。另外，谐波水平由中央脉冲211的各次数的谐波电压的平方和的平方根规定。
如图28所示，设定成使得越是高调制率，谐波振幅的阈值i越低。这是由于，基于在高调制率时为高负载，低调制率时为低负载这一条件来设定的。即，若在低调制率下，半周期的端部的脉冲中谐波较多，则在死区时间等的影响下，输出电压波形破坏，控制容易变得不稳定，因此，在中央脉冲提高谐波水平。反之，在高调制率下，负载电流在中央脉冲附近变高，因此，减少中央脉冲的谐波水平，以减少谐波损耗。该谐波水平的阈值i1、i2、i3也可根据脉冲数、开关支路的级数来改变。
在中央脉冲谐波减少部206中，对于根据开关相位th3a、th3b生成的中央脉冲211，如式(24)所示那样定义以开关相位th3a、th3b为变量的函数Yc(th3a、th3b)，其规定了由各次谐波电压分量的平方和的平方根规定的谐波水平即谐波振幅与阈值i的关系。
式(24)中，k与式(23)同样表示减少对象的谐波次数，此处，以5次、……、13次的总计4个类别的次数为对象。而且，在后述的式(25)、式(26)中，以获得使得式(24)中的5次～13次的谐波分量的平方和为谐波水平的阈值i的平方值以下的开关相位为目的。
此外，如式(25)所示，函数合成部123定义对函数f、函数fc、函数Y及函数Yc的自由度(相当于作为变量的开关相位thi的数量，此处为6个变量)进一步附加追加变量而增加了自由度的评价函数X。该评价函数X定义成在逆变器4的输出波形中确保调制率，减少各次谐波电压分量的平方和，并使中央脉冲211的基波确保由调制率m与比率j之积求出的中央脉冲用基波振幅，且中央脉冲211的各次谐波电压的平方和为决定的阈值(i2)以下。
具体而言，定义以各开关相位thi和加权变量α、β、γ为变量的评价函数X(thi、α、β、γ)，其为式(23)所示的函数Y(thi)和对式(21)、式(22)、式(24)所示的函数f(thi)、函数fc(th3a，th3b)、函数Yc(th3a，th3b)分别乘以加权变量α、β、γ后得到的值之和。
而且，开关相位计算部124取该评价函数X(thi、α、β、γ)的9个变量α、β、γ、th1a～th3b的偏微分，将它们全部置为0或0以下，生成式(26)所示的9元联立方程式。然后，通过利用例如牛顿法来求解该9元联立方程式，可获得确保所要求的调制率m且使得多个次数的谐波电压分量的综合值最小，且中央脉冲211的基波振幅相对于调制率m的比率、中央脉冲211的多个次数的谐波电压分量基于调制率被恰当设定的开关模式。
[数学式18]
像以上那样，在本发明实施方式6的功率转换装置中，开关模式决定部12B内的调制率确保部121A设定基本第1函数(函数f)及辅助第1函数(函数fc)以作为第1函数，谐波减少部122A设定基本第2函数(函数Y)及辅助第2函数(函数Yc)以作为第2函数。然后，利用根据上述函数及追加变量得到的评价函数X，决定开关模式。由此，在上述实施方式1中说明的效果的基础上，还可基于调制率恰当地控制中央脉冲211的基波振幅相对于调制率m的比率、中央脉冲211的多个次数的谐波电压分量。因此，不仅使多个次数的谐波电压分量最小，还能不依赖于负载、输出电压的大小，使开关损耗及其引起的开关元件产生的热量较少，且即使在低电压下也能进行稳定的控制。
因此，可获得不仅使多个次数的谐波电压分量最小，还能不依赖于负载、输出电压的大小，使开关损耗及其引起的开关元件产生的热量较少，且即使在低电压下也能进行稳定的控制的开关模式。
此外，作为逆变器4的输出电压半周期的部分区间的波形，利用夹持相位(1/2)π、(3/2)π的中央脉冲211。中央脉冲211为对输出电压波形的贡献及影响较大的部分，可有效得到所希望的开关模式。
另外，中央脉冲比率决定部202中的调制率的各基准值m1、m2、中央脉冲谐波水平决定部205中的调制率的各基准值m3、m4可以相同，也可以不同。此外，中央脉冲比率决定部202、中央脉冲谐波水平决定部205中利用的各调制率的基准值的个数也并不限于2个，也可为3个以上。
此外，在中央脉冲谐波减少部206中，设减少的谐波次数k的类别如式(24)所示为4个，但也可与脉冲谐波减少部204为相同的次数类别、即5次至25次中的8个，也可使这以上的类别数为减少对象。
此外，在上述实施方式6中，作为逆变器4的输出电压半周期的部分区间的波形，利用了中央脉冲211，但并不限于此。设定基波振幅相对于调制率m的比率的部分区间的相位范围也可自由设定。
实施方式7
接下来，说明本发明的实施方式7中的功率转换装置。在本实施方式7中，与上述实施方式6同样，着眼于中央脉冲来决定开关模式，使多个开关支路的控制平衡。
图29是表示本实施方式7的开关模式决定部12C的内部结构的图。其他结构与上述实施方式1相同。
此外，图30是调制率m、脉冲数Pnum＝5的情况下在1个周期(2π)内的输出电压波形的示例，示出五电平逆变器4的单个相相应的输出电压波形和串联连接的两个开关支路8a、8b的输出电压波形的关系。
如图30所示，在由五电平逆变器4输出的输出电压波形中，在作为半周期的部分区间的、分别夹持相位(1/2)π、(3/2)π的规定的中央区间，存在作为输出电压波形的部分波形的中央脉冲序列212。该中央脉冲序列212将开关支路8a的输出电压VLa中的3个中央脉冲所形成的中央脉冲序列212a和开关支路8b的输出电压VLb中的3个中央脉冲所形成的中央脉冲序列212b相加而构成。
本实施方式中，开关模式决定部12C像以下那样决定开关模式。确保各开关支路8a、8b的整个输出波形的基波，并减少开关支路8a、8b的中央脉冲序列212的基波的振幅差。同时，减少五电平逆变器4的整个输出波形的各次谐波分量，并减少各开关支路8a、8b的中央脉冲序列212的各次谐波分量。
如图29所示，开关模式决定部12C包括调制率确保部121B、谐波减少部122B、函数合成部123、开关相位计算部124及开关模式存储部125。
调制率确保部121B包括各支路脉冲基波确保部221、各支路中央脉冲基波振幅差确保部222，作为第1函数，设定各开关支路8a、8b各自的基本第1函数(函数fa、函数fb)及平衡函数(函数fd)。另外，函数fa、函数fb与上述实施方式4同样地设定。
各支路脉冲基波确保部221是按照各开关支路8a、8b生成函数fa、函数fb，以作为用于对各开关支路8a、8b确保同一调制率，并基于调制率、脉冲数及开关支路级数，将逆变器4的输出电压半周期的基波分量和调制率相关联的基本第1函数。
各支路中央脉冲基波振幅差确保部222生成函数fd，以作为基于调制率、脉冲数、开关支路级数，将输出电压半周期中的2个开关支路8a、8b的中央脉冲序列212的基波分量的振幅差和预先设定的上限值相关联的平衡函数。
谐波减少部122B包括脉冲谐波减少部223、各支路中央脉冲谐波减少部224，作为第2函数，设定基本第2函数(函数Y)及各开关支路8a、8b各自的辅助第2函数(函数Yca、函数Ycb)。
脉冲谐波减少部223作为基本第2函数生成函数Y，其用于减少逆变器4的输出波形的谐波分量，且其为基于脉冲数及开关支路级数，利用逆变器4的输出电压半周期的各次谐波分量决定的各次谐波要素的相加值。另外，该函数Y为与上述实施方式1的函数Y相同的函数。
各支路中央脉冲谐波减少部224按照各开关支路8a、8b生成函数Yca、函数Ycb，以作为将由各开关支路8a、8b的各次谐波分量决定的各次谐波要素的相加值和根据调制率预先设定的谐波水平的阈值i相关联的辅助第2函数。
函数合成部123设定由作为第1函数的函数fa、函数fb和函数fd、作为第2函数的函数Y和函数Yca、函数Ycb、1个以上的追加变量构成的第3函数即评价函数X。开关相位计算部124通过对开关相位及追加变量将评价函数X最小化，从而计算出确保调制率且减少各次谐波要素的相加值的开关相位。然后，开关模式存储部125按照各调制率及各脉冲数存储由开关相位计算部124计算出的开关相位所决定的开关模式。
以下示出以上的第1函数(基本第1函数fa、fb及平衡函数fd)、第2函数(基本第2函数Y及辅助第2函数Yca、Ycb)及评价函数X的具体例。此处，利用式(27)～式(29)所示的三个函数定义第1函数，利用式(30)～式(32)所示的三个函数定义第2函数，式(33)所示的函数定义评价函数。
[数学式19]
[数学式20]
[数学式21]
X(th1a，th2a，th3a，th4a，th5a，th1b，
th2b，th3b，th4b，th5b，α1，α2，β，γ，δ)
＝Y(th1a，th2a，th3a，th4a，th5a，th1b，th2b，th3b，th4b，th5b)
+α1×fa(th1a，th2a，th3a，th4a，th5a)
+α2×fb(th1b，th2b，th3b，th4b，th5b)
+β×fd(th3a，th4a，th5a，th3b，th4b，th5b)
+γ×Yca(th3a，th4a，th5a)+δ×Ycb(th3b，th4b，th5b)
…(33)
调制率确保部121B内的各支路脉冲基波确保部221为了实现开关支路8a、8b的负担的均匀化，按照各开关支路8a、8b，如式(27)、式(28)那样定义以各开关相位为变量的函数fa、函数fb，使输出的调制率m在开关支路8a、8b两者中彼此均等地分担。即，函数fa为规定了开关支路8a的开关相位(th1a、th2a、th3a、th4a、th5a)与调制率m间的关系的、以开关支路8a的开关相位为变量的函数。此外，函数fb为规定了开关支路8b的开关相位(th1b、th2b、th3b、th4b、th5b)与调制率m间的关系的、以开关支路8b的开关相位为变量的函数。
此外，调制率确保部121B内的各支路中央脉冲基波振幅差确保部222如式(29)所示那样定义将2个开关支路8a、8b的中央脉冲序列212的基波分量的振幅差和预先设定的上限值difflim相关联的函数fd。即，函数fd为以开关支路8a、8b的开关相位(th3a、th4a、th5a、th3b、th4b、th5b)为变量的函数，其规定了由开关支路8a的开关相位(th3a、th4a、th5a)定义的中央脉冲序列212a的基波振幅与由开关支路8b的开关相位(th3b、th4b、th5b)定义的中央脉冲序列212b的基波振幅之差、与上限值difflim间的关系。函数fd通过反映到分别由函数合成部123及开关相位计算部124定义的、后面说明的式(33)及式(34)，从而确保开关支路8a、8b的中央脉冲序列212a、212b的基波振幅之差≦上限值difflim。
谐波减少部122B内的脉冲谐波减少部223为了减少谐波，如式(30)所示定义以各开关相位thi为变量的函数Y(thi)，其规定了逆变器4的输出波形的各开关相位(th1a～th5a、th1b～th5b：以下设为thi)、与作为各谐波要素的相加值而对逆变器4的输出波形的各次谐波电压分量乘以各次加权系数w(k)(k＝k1～kj)后得到的值的平方和间的关系。
另外，式(30)设定为与上述实施方式1的表示函数Y(thi)的式(6)相同，但此处设减少对象的谐波次数的类别数为10个。即，式(30)中，k表示减少对象的谐波次数，此处，以5次、……、31次的总计10个类别的次数为对象。此处的加权系数w(k)的定义和设定方法与实施方式1相同。
此外，谐波减少部122B内的各支路中央脉冲谐波减少部224按照各开关支路8a、8b如式(31)、式(32)那样定义函数Yca、函数Ycb，以作为将中央脉冲序列212a、212b的各次谐波要素的相加值和谐波水平的阈值i相关联的辅助第2函数。即，函数Yca定义为以开关支路8a的开关相位(th3a、th4a、th5a)为变量，函数Ycb定义为以开关支路8b的开关相位(th3b、th4b、th5b)为变量。此外，由各次谐波电压分量的平方和的平方根规定的谐波水平即谐波振幅的阈值i按照每一调制率预先设定。
式(31)、式(32)中，k与式(30)同样表示减少对象的谐波次数，此处，以5次、……、13次的总计4个类别的次数为对象。
此外，如式(33)所示，函数合成部123定义对函数fa、函数fb、函数fd、函数Y、函数Yca及函数Ycb的自由度(相当于作为变量的开关相位thi的数量，此处为10个变量)进一步附加追加变量而增加了自由度的评价函数X。该评价函数X设定成在逆变器4的各开关支路8a、8b的输出波形中均等负担调制率，确保基波分量，减少各次谐波电压分量的平方和。此外，同时，定义成确保该基波振幅以使得2个开关支路8a、8b的中央脉冲序列212a、212b的基波振幅之差在上限值以下，且使得各中央脉冲序列212a、212b的各次谐波电压的平方和为决定的阈值(i2)以下。
具体而言，定义以各开关相位thi和加权变量α1、α2、β、γ、δ为变量的评价函数X(thi、α1、α2、β、γ、δ)，其为式(30)所示的函数Y(thi)和对式(27)～式(29)、式(31)、式(32)所示的函数fa、函数fb、函数fd、函数Yca、函数Ycb分别乘以加权变量α1、α2、β、γ、δ后得到的值之和。
而且，开关相位计算部124取该评价函数X(thi、α1、α2、β、γ、δ)的15个变量α1、α2、β、γ、δ、th1a～th5b的偏微分，将它们全部置为0或0以下，生成式(34)所示的15元联立方程式。然后，通过利用例如牛顿法来求解该15元联立方程式，从而可获得所期望的开关模式。即，可确保各开关支路8a、8b等分的负担所要求的调制率m，且使多个次数的谐波电压分量的综合值最小。此外，可获得减少2个开关支路8a、8b的中央脉冲序列212a、212b的基波振幅之差、且减少各中央脉冲序列212a、212b的各次谐波电压分量的开关模式。
[数学式22]
像以上那样，在本发明实施方式7的功率转换装置中，开关模式决定部12C内的调制率确保部121B设定各开关支路8a、8b各自的基本第1函数(函数fa、函数fb)及平衡函数(函数fd)以作为第1函数，谐波减少部122B设定基本第2函数(函数Y)及各开关支路8a、8b各自的辅助第2函数(函数Yca、函数Ycb)以作为第2函数。然后，利用根据上述函数及追加变量得到的评价函数X，决定开关模式。由此，在上述实施方式1中说明的效果的基础上，可使各开关支路8a、8b的负担均匀化，并减少2个开关支路8a、8b的中央脉冲序列212a、212b的基波振幅之差，且减少各中央脉冲序列212a、212b的各次谐波电压分量。
由此，在多个开关支路结构的多电平逆变器中，也可实现不仅能减少开关损耗的不平衡、延长元件的寿命，且减少了开关损耗及谐波导致的电动机损耗的开关。
此外，在上述实施方式4所示的、生成栅极信号17从而以规定周期替换多个开关模式的情况下，若开关支路的级数增加，则替换流程变复杂，且替换周期变长，因此，开关支路间的不平衡难以消除。在本实施方式中，预先决定并使用抑制各开关支路的谐波损耗、减少了各损耗不平衡的开关模式，因此，在开关支路的级数较多的情况下也是有效的。
另外，各开关支路8a、8b的中央脉冲序列212a、212b的基波振幅之差对应的上限值difflim也可按照每一调制率来设定值。此外，也可预先对调制率阶段性地设定、决定多种上限值difflim。
此外，谐波水平即谐波振幅的阈值i也可预先设置与调制率对应的阈值i的表格。此外，也可包括与上述实施方式6同样的中央脉冲谐波水平决定部205，如图31所示，根据调制率来阶段性地进行设定。
实施方式8
接下来，说明本发明的实施方式8中的功率转换装置。功率转换装置的整体结构与上述实施方式1的图1、图2所示的相同。在此情况下，控制部10内的脉冲数决定部13的动作不同。
然而，在功率转换装置2的逆变器4中，若串联连接的三电平开关支路8a、8b的级数增加，则可从逆变器4输出的电压水平增加。若增加基波半周期中从各开关支路8a、8b输出的脉冲数，则开关次数也在1/4周期中增加(脉冲数增加量×2级数)。例如，若在基波半周期中各开关支路8a、8b输出的三电平电压的脉冲数Pnum从3脉冲变化到5脉冲、或从5脉冲变化到3脉冲，则1/4周期的逆变器4中的开关次数增减脉冲增量×2级＝4次。即，由于脉冲数的增减，开关次数的增减量与支路级数成比例增加。
脉冲数决定部13基于逆变器4的输出频率指令值Fc，决定PWM控制下的每基波半周期的脉冲数Pnum。这是由于，即使在开关速度较慢的大容量逆变器中，为了能跟踪开关，在变为高速运转时也减少开关次数。
在本实施方式8中，脉冲数决定部13根据逆变器4的输出频率指令值Fc和调制率，对多个开关支路8a、8b分别决定脉冲数，输出脉冲数的组合。
图32是说明本实施方式中的脉冲数决定部13的动作的图，示出脉冲数决定条件的一例。
如图32所示，根据逆变器4的输出频率指令值(横轴)和与调制率相当的输出电压振幅值Vp(纵轴)，决定开关支路8a、8b的脉冲数的组合。在此情况下，设定频率指令值Fc的基准值F1、F2、F3、F4和电压振幅值Vp的基准值Vp1，利用该条件的组合，决定脉冲数的9种组合。
具体如下。首先，根据频率指令值Fc位于5个区域、即Fc＜F1、F1≦Fc＜F2、F2≦Fc＜F3、F3≦Fc＜F4、F4≦Fc的哪个区域内，来决定基本的脉冲数，基本的脉冲数按顺序为9、7、5、3、1。
然后，在上述5个区域的各区域中，根据电压振幅值Vp为Vp1以上还是小于Vp1，决定各开关支路8a、8b的脉冲数是相同还是不同。在成为不同脉冲数的组合的情况下，成为基本的脉冲数与比基本的脉冲数少2个的脉冲数的组合。
以下说明各开关支路8a、8b的脉冲数不同的情况下的开关模式的决定。例如，示出利用上述实施方式1的图8所示的开关模式决定部12来决定开关模式的示例。
图33是表示由脉冲数决定部13决定的脉冲数的组合为5脉冲+3脉冲的情况下五电平逆变器4的单个相相应的输出电压波形的图。在此情况下，开关支路8a的脉冲数为3，开关支路8b的脉冲数为5，在图33中示出五电平逆变器4的单个相相应的输出电压波形和串联连接的两个开关支路8a、8b的输出电压波形间的关系。
首先，如式(35)、式(36)所示，调制率确保部121对于各开关支路8a、8b，定义作为规定开关相位与调制率间的关系的第1函数的函数fa(th1a、th2a、th3a)及函数fb(th1b、th2b、th3b、th4b、th5b)。在此情况下，为了实现两个开关支路8a、8b的负担的均匀化，设定函数fa、函数fb，以使得输出的调制率m在开关支路8a、8b两者中彼此均等地分担。
[数学式23]
接着，如式(37)所示，谐波减少部122为了减少谐波，定义以各开关相位thi为变量的第2函数Y(thi)，其规定了各开关相位thi、与作为各谐波要素的相加值而对逆变器4的输出波形的各次谐波电压分量乘以各次加权系数w(k)(k＝k1～kj)后得到的值的平方和间的关系。
式(37)中，k表示减少对象的谐波次数，此处，以5次、…、31次的总计10个类别的次数为对象，但并不限于此。
[数学式24]
此外，如式(38)所示，函数合成部123为了确保调制率并减少各次谐波电压分量的上述平方和，定义对第1函数fa、fb和第2函数Y的自由度(相当于作为变量的开关相位thi的数量，此处为8个变量)进一步附加追加变量而增加了自由度的评价函数X。
具体而言，定义以各开关相位thi和加权变量α1、α2为变量的评价函数X(thi、α1、α2)，其为式(37)所示的函数Y(thi)和对式(35)、式(36)所示的函数fa、fb分别乘以加权变量α1、α2后得到的值之和。
[数学式25]
X(th1a，th2a，th3a，th1b，th2b，th3b，th4b，th5b，α1，α2)
＝Y(th1a，th2a，th3a，th1b，th2b，th3b，th4b，th5b)
+α1×fa(th1a，th2a，th3a)
+α2×fb(th1b，th2b，th3b，th4b，th5b)
…(38)
而且，开关相位计算部124取该评价函数X(thi、α1、α2)的10个变量α1、α2、th1a～th5b的偏微分，将它们全部置为0，生成式(39)所示的10元联立方程式。然后，通过利用例如牛顿法来求解该10元联立方程式。由此，可获得利用不同脉冲数的组合来确保所要求的调制率m、且开关支路8a、8b的负担变均匀、使多个次数的谐波电压分量的综合值最小的开关模式。
[数学式26]
像以上那样，在本实施方式中，脉冲数决定部13根据逆变器4的输出频率指令值Fc和调制率，对多个开关支路8a、8b分别决定脉冲数，输出脉冲数的组合。因此，可根据调制率改变脉冲数的组合，减少同一时间内每单位输出电压的开关次数的变动，可不依赖于运转频率、调制率的变动，而减少开关损耗。
另外，本发明可以在该发明的范围内对各实施方式自由地进行组合，或对各实施方式进行适当的变形、省略。

Claims (18)

1.一种功率转换装置，该功率转换装置包括：逆变器，该逆变器具有开关元件，输入直流电压源的直流电压，转换成可变电压可变频率的交流电压并输出到负载；及控制部，该控制部基于输出电压指令值和输出频率指令值，对所述开关元件的导通截止驱动进行PWM控制，其特征在于，
所述控制部包括：
调制率运算器，该调制率运算器基于所述直流电压源的直流电压和所述输出电压指令值，计算所述逆变器的调制率；
脉冲数决定部，该脉冲数决定部基于所述输出频率指令值，决定所述PWM控制中的每基波半周期的脉冲数；
开关模式决定部，该开关模式决定部根据所述调制率及所述脉冲数，预先通过运算求出确定对所述开关元件进行导通截止驱动的定时即开关相位的开关模式，并按照每一所述调制率及所述脉冲数进行存储；及
栅极信号生成部，该栅极信号生成部从所述开关模式决定部读取与来自所述调制率运算器的所述调制率和来自所述脉冲数决定部的所述脉冲数对应的所述开关模式，基于该开关模式，生成对所述开关元件进行导通截止驱动的栅极信号，
所述开关模式决定部包括：
调制率确保部，该调制率确保部生成用于确保所述调制率、将所述逆变器的输出波形的基波分量和所述调制率相关联且以所述开关相位为变量的第1函数；
谐波减少部，该谐波减少部生成用于减少所述逆变器的输出波形的谐波分量且以所述开关相位为变量的第2函数，该第2函数为由所述逆变器的输出波形的各次谐波分量决定的各次谐波要素的相加值；
函数合成部，该函数合成部设定由所述第1函数、所述第2函数及1个以上的追加变量构成且以所述开关相位及所述追加变量为变量的第3函数；
开关相位计算部，该开关相位计算部通过对所述开关相位及所述追加变量将所述第3函数最小化，从而计算出确保所述调制率且减少所述各次谐波要素的相加值的所述开关相位；及
开关模式存储部，该开关模式存储部按照各所述调制率及各所述脉冲数存储由计算出的所述开关相位确定的所述开关模式。
2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述各次谐波要素为各次谐波电压分量或各次谐波电流分量，将该分量的各次平方值的相加值设为所述第2函数。
3.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述各次谐波要素为各次谐波电压分量和各次谐波电流分量的相乘值，将该相乘值的各次相加值设为所述第2函数。
4.如权利要求1至3中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
若利用自然数n，则以所述PWM控制中的基波频率为基准的所述各次谐波要素的次数为6n±1次。
5.如权利要求1至4中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
将所述逆变器构成为按照各相将2个以上的两电平或三电平的开关支路串联连接，并输出所述调制率的电压。
6.如权利要求1至5中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述调制率确保部生成将所述逆变器的输出电压半周期的基波分量和所述调制率相关联的基本第1函数、将所述逆变器的输出电压半周期内的部分区间中的部分基波分量和所述调制率相关联的辅助第1函数，以作为所述第1函数。
7.如权利要求1至6中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述谐波减少部生成所述逆变器的输出电压半周期的所述各次谐波要素的相加值即基本第2函数、将所述逆变器的输出电压半周期内的部分区间中的所述各次谐波要素的相加值和谐波水平的阈值相关联的辅助第2函数，以作为所述第2函数。
8.如权利要求5所述的功率转换装置，其特征在于，
所述调制率确保部生成按照所述多个开关支路将输出电压半周期的基波分量和所述调制率相关联的多个基本第1函数、将所述多个开关支路中的输出电压半周期内的部分区间中的部分基波分量的振幅差和该振幅差的上限值相关联的平衡函数，以作为所述第1函数。
9.如权利要求5或8所述的功率转换装置，其特征在于，
所述谐波减少部生成所述逆变器的输出电压半周期的所述各次谐波要素的相加值即基本第2函数、按照所述多个开关支路将输出电压半周期内的部分区间中的所述各次谐波要素的相加值和谐波水平的阈值相关联的多个辅助第2函数，以作为所述第2函数。
10.如权利要求6至9中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述逆变器的输出电压半周期内的所述部分区间为该输出电压半周期内的中央区间，且为至少包含1个中央脉冲的区间。
11.如权利要求5、8、9中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述脉冲数决定部按照所述多个开关支路决定脉冲数，并输出该脉冲数的组合。
12.如权利要求5、8、9、11中的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述栅极信号生成部包括开关模式替换部，该开关模式替换部以预定周期替换各所述开关支路的开关模式，使得串联连接的各所述开关支路的负担均匀化。
13.如权利要求12所述的功率转换装置，其特征在于，
所述开关模式替换部根据输出到所述负载的电流，切换对所述开关模式进行替换的所述周期。
14.如权利要求12或13所述的功率转换装置，其特征在于，
包括检测所述开关元件中流过的电流的元件电流检测部，所述开关模式替换部根据所述元件电流检测部的输出，切换对所述开关模式进行替换的所述周期。
15.如权利要求12至14中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
包括检测所述开关元件的温度的元件温度检测部，所述开关模式替换部根据所述元件温度检测部的输出，切换对所述开关模式进行替换的所述周期。
16.如权利要求1至15中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述直流电压源被连接到正极侧电容器和负极侧电容器的串联连接体，
所述控制部对所述逆变器进行PWM控制，以基于所述正极侧电容器的电压来输出所述交流电压的正极侧分量，基于所述负极侧电容器的电压来输出所述交流电压的负极侧分量，
所述栅极信号生成部包括脉冲修正部，该脉冲修正部对由所述开关模式确定的所述开关相位进行修正，以使得所述正极侧电容器的电压和所述负极侧电容器的电压均匀化。
17.如权利要求16所述的功率转换装置，其特征在于，
包括检测所述正极侧电容器的电压与所述负极侧电容器的电压之差以作为中性点电压的中性点电压检测部，所述脉冲修正部基于所述中性点电压检测部的输出，对所述开关相位进行修正。
18.如权利要求16所述的功率转换装置，其特征在于，
包括检测流入到所述正极侧电容器与所述负极侧电容器的连接点的电流以作为中性点电流的中性点电流检测部，所述脉冲修正部基于所述中性点电流检测部的输出，对所述开关相位进行修正。
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