JPWO2016104370A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

制御部（１０）内のスイッチングパターン決定部（１２）は、変調率確保部（１２１）、高調波低減部（１２２）、および関数合成部（１２３）を備え、各スイッチング位相ｔｈｉと変調率ｍとの関係を規定した関数ｆ（ｔｈｉ）と、各スイッチング位相ｔｈｉと各次高調波成分に各次重み付け係数ｗ（ｋ）を乗算した値の二乗和との関係を規定した関数Ｙ（ｔｈｉ）と、関数Ｙ（ｔｈｉ）と関数ｆ（ｔｈｉ）と重み付け変数αとによる評価関数Ｘ（ｔｈｉ、α）とを設定する。そして、スイッチング位相算出部（１２４）およびスイッチングパターン記憶部（１２５）により、変調率を確保するとともに各次高調波成分の加算値を低減する各変調率ｍおよび各パルス数に応じた各スイッチングパターンを求め記憶する。

Description

この発明は、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御により直流電圧を可変電圧可変周波数の交流電圧に変換して出力する電力変換装置であって、特に、出力電圧における広い範囲の次数の高調波成分を低減する技術に関する。

ＰＷＭ制御方式としては、一般的に、三角波比較ＰＷＭが用いられるが、出力電圧の高調波を低減するためにはＰＷＭキャリアの周波数を大きくする必要がある。しかし、大容量のインバータでは、スイッチング素子として用いられるＧＴＯのスイッチング速度が遅いため、ＰＷＭキャリアの周波数を大きくすることができない。その結果、出力電圧に低次の高調波が残存する問題がある。
そこで、少ないスイッチング回数を有効利用し、特定の低次の高調波を低減するタイミングでスイッチングを行う、低次高調波消去ＰＷＭ制御方式がある（例えば、特許文献１、非特許文献１参照）。

また、いわゆるマルチレベルインバータでの低次高調波消去ＰＷＭのスイッチング方式を説明したものに、例えば、特許文献２がある。特許文献２には、３レベルスイッチングを１段とする２段（２レグ）直列構成の５レベルインバータであって、線間電圧で２倍のスイッチング電圧の発生を防ぎ、かつ、高調波を低減するタイミングでスイッチングを行う低次高調波消去ＰＷＭの設計方法が開示されている。

特開平８−２５６４８３号公報 特開２０１０−２００５３７号公報

「Generalized Techniques of Harmonic Elimination and Voltage Control in Thyristor Inverters：Part I−Harmonic Elimination」（IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS、 VOL．IA−9、NO．3、MAY／JUNE 1973）

インバータを構成する各スイッチング素子のスイッチング位相を特定するスイッチングパターンの如何によって、入力電圧に対する出力電圧の比率に相当する変調率が決定されると同時に出力電圧に含まれる高調波成分も決定される。
そして、所望された変調率を満たすスイッチングパターンが複数存在する場合、その複数のスイッチングパターンの中から所望の次数の高調波成分を低減できるスイッチングパターンを選択することができる。

このスイッチングパターンは、ＰＷＭ制御におけるスイッチングのパルス数に応じて決まるｎ個のスイッチング位相を変数とする関数となるが、具体的には、例えば、特許文献２の式（４）に示されたように、所望の変調率ｍを得るために必要な方程式および所望の次数（５、７、１１、１３次）の高調波成分を個々に低減するために必要な方程式とからなる合計ｎ個の連立方程式を立て、その解からｎ個のスイッチング位相を求め所望のスイッチングパターンを特定することができる。

従来の高調波低減方式では、以上から分かるとおり、低減したい高調波の次数種別の数だけの連立方程式を立てる必要があったため、自ずと、その次数種別の数が限られていた。特に、大容量インバータで、スイッチング速度の遅い素子を使用し、比較的少ないパルス数で運転する場合、その制限が厳しく高調波成分を有効に低減することが出来ないという課題があった。

この発明は、以上のような従来の課題を解決するためになされたもので、パルス数によって低減したい高調波の次数種別の数が直接制限されず、従って、比較的少ないパルス数であっても、出力電圧における広い範囲の次数の高調波成分の低減を可能とする電力変換装置を得ることを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、スイッチング素子を備え直流電圧源の直流電圧を入力し可変電圧可変周波数の交流電圧に変換して負荷に出力するインバータと、出力電圧指令値と出力周波数指令値とに基づき前記スイッチング素子のオンオフ駆動をＰＷＭ制御する制御部とを備える。
前記制御部は、前記直流電圧源の直流電圧と前記出力電圧指令値とに基づき前記インバータの変調率を演算する変調率演算器と、前記出力周波数指令値に基づき前記ＰＷＭ制御における基本波半周期当たりのパルス数を決定するパルス数決定部と、前記変調率および前記パルス数に応じて前記スイッチング素子をオンオフ駆動するタイミングであるスイッチング位相を特定するスイッチングパターンを予め演算により求め前記変調率および前記パルス数毎に記憶するスイッチングパターン決定部と、前記変調率演算器からの前記変調率と前記パルス数決定部からの前記パルス数とに対応する前記スイッチングパターンを前記スイッチングパターン決定部から読み出し、当該スイッチングパターンに基づき前記スイッチング素子をオンオフ駆動するゲート信号を生成するゲート信号生成部とを備える。
前記スイッチングパターン決定部は、前記変調率を確保するための関数であって、前記インバータの出力波形の基本波成分と前記変調率とを関係づける、前記スイッチング位相を変数とする第１関数を生成する変調率確保部と、前記インバータの出力波形の高調波成分を低減するための関数であって、前記インバータの出力波形の各次高調波成分で決まる各次高調波要素の加算値である、前記スイッチング位相を変数とする第２関数を生成する高調波低減部と、前記第１関数と前記第２関数と１以上の追加変数とからなり、前記スイッチング位相および前記追加変数を変数とする第３関数を設定する関数合成部と、前記第３関数を前記スイッチング位相および前記追加変数について最小化することにより前記変調率を確保するとともに前記各次高調波要素の加算値を低減する前記スイッチング位相を算出するスイッチング位相算出部と、算出された前記スイッチング位相で特定される前記スイッチングパターンを前記各変調率および前記各パルス数毎に記憶するスイッチングパターン記憶部とを備えたものである。

以上のように、この発明に係る電力変換装置におけるスイッチングパターン決定部は、前記変調率を確保するための関数であって、前記インバータの出力波形の基本波成分と前記変調率とを関係づける、前記スイッチング位相を変数とする第１関数を生成する変調率確保部と、前記インバータの出力波形の高調波成分を低減するための関数であって、前記インバータの出力波形の各次高調波成分で決まる各次高調波要素の加算値である、前記スイッチング位相を変数とする第２関数を生成する高調波低減部と、前記第１関数と前記第２関数と１以上の追加変数とからなり、前記スイッチング位相および前記追加変数を変数とする第３関数を設定する関数合成部と、前記第３関数を前記スイッチング位相および前記追加変数について最小化することにより前記変調率を確保するとともに前記各次高調波要素の加算値を低減する前記スイッチング位相を算出するスイッチング位相算出部と、算出された前記スイッチング位相で特定される前記スイッチングパターンを前記各変調率および前記各パルス数毎に記憶するスイッチングパターン記憶部とを備えたので、パルス数によって低減したい高調波の次数種別の数が直接制限されず、従って、比較的少ないパルス数であっても、出力電圧における広い範囲の次数の高調波成分を低減することが出来る。

この発明の実施の形態１における電力変換装置の全体構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態１における電力変換装置のインバータの構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態の別例によるインバータの構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態１における電力変換装置のハードウェア構成を示す図である。 この発明の実施の形態１においてパルス数３で制御するインバータの単相分の出力電圧波形の一例を示す図である。 比較例によるスイッチングパターン決定手段の制御構成を示す図である。 比較例による低次高調波消去ＰＷＭ制御方式のスイッチングパターンを示す図である。 この発明の実施の形態１におけるスイッチングパターン決定部の内部構成を示す図である。 この発明の実施の形態１においてパルス数３を適用した場合のスイッチングパターンの一例を示す図である。 この発明の実施の形態１においてパルス数１で制御するインバータの単相分の出力電圧波形の一例を示す図である。 この発明の実施の形態１においてパルス数１を適用した場合のスイッチングパターンの一例を示す図である。 パルス数１、変調率０．７８の条件下、５次から１３次の高調波成分について、この発明の実施の形態１による場合と比較例による低次高調波消去ＰＷＭ制御方式による場合とを比較した図である。 この発明の実施の形態２におけるスイッチングパターン決定部の内部構成を示す図である。 この発明の実施の形態４におけるゲート信号生成部の内部構成を示す図である。 この発明の実施の形態４におけるインバータの２つのスイッチングレグで用いるスイッチングパターンの入れ替え頻度決定手順を示す図である。 この発明の実施の形態４において負荷電流によるスイッチング頻度判定の説明図である。 この発明の実施の形態４におけるスイッチングパターン入れ替えの説明図である。 この発明の実施の形態４におけるスイッチングパターン入れ替えの説明図である。 この発明の実施の形態４におけるスイッチングパターン入れ替えの説明図である。 この発明の実施の形態５における電力変換装置の全体構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態５における電力変換装置の全体構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態５におけるゲート信号生成部の内部構成を示す図である。 この発明の実施の形態５におけるパルス補正部による補正の要領を説明する図である。 この発明の実施の形態６における電力変換装置の全体構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態６においてパルス数３で制御するインバータの単相分の出力電圧波形の一例を示す図である。 この発明の実施の形態６におけるスイッチングパターン決定部の内部構成を示す図である。 この発明の実施の形態６において変調率に対する中央パルスの基本波振幅の比率を示す図である。 この発明の実施の形態６において中央パルスの高調波振幅を示す図である。 この発明の実施の形態７におけるスイッチングパターン決定部の内部構成を示す図である。 この発明の実施の形態７においてパルス数５で制御するインバータの単相分の出力電圧波形の一例を示す図である。 この発明の実施の形態７において中央パルス列の高調波振幅を示す図である。 この発明の実施の形態８におけるパルス数決定部による動作を説明する図である。 この発明の実施の形態８におけるインバータの単相分の出力電圧波形の一例を示す図である。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１における電力変換装置２の全体構成を示す回路図である。図１において、電力変換装置２は、インバータ４とインバータ４を制御する制御部１０とを備え、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の直流電圧源１ａ、１ｂ、１ｃの直流電圧を可変電圧可変周波数の交流電圧に変換して負荷であるモータ３に出力する。また、図２はインバータ４の構成を示す回路図である。

インバータ４は、直流電圧源１ａの直流電圧を分圧する２直列の正極側コンデンサ５ａ、負極側コンデンサ５ｂと、それぞれダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ等から成る複数のスイッチング素子６と、クランプダイオード７とを備えた中性点クランプ式の３レベルインバータを成す２つのスイッチングレグ８ａ、８ｂを、各相毎に直列接続した５レベルインバータを構成している。

なお、上述の通り、３レベルインバータを成す２つのスイッチングレグ８ａ、８ｂを、各相毎に直列接続した５レベルインバータを構成するものとして、以下、スイッチングパターン等について説明するが、この発明の適用上、３レベルのものに限られるものではなく、例えば、２レベルインバータであってもよく、また、必ずしも、２レグの直列体で構成するものに限らずこの発明は適用することができる。図３は、２レベルインバータ４０の例を示すもので、各相が１つのスイッチングレグ８０で構成される。図３で示す２レベルのスイッチングレグ８０を各相毎に２個直列接続して、インバータに用いても良い。

そして、インバータ４は、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御による、スイッチング素子６のオンオフ駆動によって直流電圧源１ａ〜１ｃの直流電圧を任意の大きさおよび周波数の交流電圧に変換して出力する。また、インバータ４は、モータ３との接続部分において、負荷電流ｉＬであるモータ３の電流を検出する負荷電流検出部としての電流センサ１９を備えている。また、インバータ４は、スイッチング素子６を流れる電流を検出する素子電流検出部およびスイッチング素子６の温度を検出する素子温度検出部としての素子電流・温度センサ１８を備えている。

制御部１０は、変調率演算器１１とパルス数決定部１３とスイッチングパターン決定部１２とパルス数切替部１４とゲート信号生成部１６とからなり、以下、これら各構成部分を説明する。
変調率演算器１１は、直流電圧源１ａ〜１ｃの直流電圧Ｖｄｃとインバータ４の出力電圧指令値（相電圧振幅）Ｖｐとに基づき、式（１）により変調率ｍを演算する。

パルス数決定部１３は、インバータ４の出力周波数指令値Ｆｃに基づき、ＰＷＭ制御における基本波半周期当たりのパルス数Ｐｎｕｍを決定する。
大容量インバータのようなスイッチング速度の遅い素子を持つインバータ４では、出力周波数指令値Ｆｃが高くなると半周期あたりのパルス数Ｐｎｕｍを段階的に少なくして、スイッチング回数を減らす必要がある。本実施の形態では、高速運転時はパルス数Ｐｎｕｍを１（半周期に１パルス）にする。

パルス数切替部１４は、パルス数決定部１３で決まるパルス数Ｐｎｕｍが変化すると、切替移行期間を設けて、インバータ４の出力電圧位相（ｔｈ）が所定の位相になった時に、スイッチングパターン決定部１２から読み出すスイッチングパターンを切り替える切替指令１５をスイッチングパターン決定部１２に出力する。

スイッチングパターン決定部１２は、パルス数Ｐｎｕｍ別に、変調率ｍの大きさ毎に、スイッチング素子６をオンオフ駆動するタイミングであるスイッチング位相を特定するスイッチングパターンを予め演算により求め変調率ｍおよびパルス数Ｐｎｕｍ毎に記憶している。
この演算は、要求される変調率ｍを実現し、かつ、高調波成分を低減するスイッチングパターンを求めるもので、この発明の要部を成し、当該スイッチングパターンおよびその演算の要領は後段で詳細に説明する。

ゲート信号生成部１６は、変調率演算器１１からの変調率ｍとパルス数決定部１３からのパルス数Ｐｎｕｍとに対応するスイッチングパターンをスイッチングパターン決定部１２から読み出し当該スイッチングパターンと出力電圧位相（ｔｈ）とに基づきスイッチング素子６をオンオフ駆動するゲート信号１７を生成する。

また図４は、電力変換装置２のハードウェア構成を示す図である。制御部１０はプロセッサ３０１、記憶装置３０２、スイッチングパターン記憶装置３０３を備えている。記憶装置３０２では制御部１０のプログラムが予め記憶される。プロセッサ３０１は記憶装置３０２で記憶される機能プログラムを実施するものである。このプロセッサ３０１により、制御部１０内の変調率演算器１１、スイッチングパターン決定部１２、パルス数決定部１３、パルス数切替部１４およびゲート信号生成部１６は実現される。スイッチングパターン記憶装置３０３は、プロセッサ３０１で実行するプログラムにより、スイッチングパターン決定部１２が決定したスイッチングパターンを記憶するものであり、機能プログラムの実行中に記憶しても良いし、起動時に記憶しても良い。
図に示すように、インバータ４の各部の電圧、電流、素子温度等を検出するセンサ群（センサ１８、１９を含む）である検出部２０からの情報に基づいて、プロセッサ３０１の演算処理により、インバータ４のスイッチング素子６をオンオフ駆動するゲート信号１７が生成される。

次に動作について説明する。スイッチング素子６のオンオフ駆動に基づくインバータ４自体の動作は周知であるのでその説明は省略し、ここでは、制御部１０、特に、この発明では重要な、スイッチングパターンおよびスイッチングパターン決定部１２でのスイッチングパターンの演算要領を中心に説明する。

図５は、パルス数Ｐｎｕｍ＝３の場合における、インバータ４（５レベルインバータ４）の単相分の出力電圧波形と、直列接続された２つのスイッチングレグ８ａ、８ｂの出力電圧波形との関係を示したものである。
図は、１周期（２π）にわたるパルス電圧波形を示し、５レベルインバータ４の単相出力電圧Ｖｓと、スイッチングレグ８ａの出力電圧ＶＬａと、スイッチングレグ８ｂの出力電圧ＶＬｂとを示す。なお、スイッチングレグは省略形でレグと記載した。
図に示すように、２つのスイッチングレグ８ａ、８ｂの出力電圧ＶＬａ、ＶＬｂを加算することで、総パルス数＝Ｐｎｕｍ（３）×レグ直列段数（２）＝６で動作する、５レベルインバータ４の単相出力電圧Ｖｓが得られる。

正負波形の対称性を補償する必要から、スイッチング素子６をオンまたはオフさせるタイミングであるスイッチング位相として、図に示すように、スイッチングレグ８ａでは、ｔｈ１ａ、ｔｈ２ａおよびｔｈ３ａ、スイッチングレグ８ｂでは、ｔｈ１ｂ、ｔｈ２ｂおよびｔｈ３ｂを決める。これにより、それぞれのスイッチングレグ８ａ、８ｂの出力波形、さらに、５レベルインバータ４の出力電圧波形が決定される。
即ち、スイッチングパターンは、これら６個のスイッチング位相ｔｈ１ａ、ｔｈ２ａ、ｔｈ３ａ、ｔｈ１ｂ、ｔｈ２ｂ、ｔｈ３ｂを特定するもので、このスイッチングパターンによりインバータ４の出力電圧波形が特定される訳である。

ここで、この発明によりスイッチングパターンを得るスイッチングパターン決定部１２の構成および動作の理解を容易とするため、先ず、上記特許文献２記載の手法を利用したスイッチングパターンの決定を示す比較例を、図６および図７を用いて以下に説明する。
なお、上記特許文献２では、特に、制御の構成を示す図面に基づく説明はされていないが、ここでは、本願発明との対比を明確にするため、敢えて、この実施の形態１におけるスイッチングパターン決定部１２に相当する制御構成を想定した比較例とする。また、インバータの構成は、この実施の形態１で用いる５レベルインバータ４と同様とする。

図６において、スイッチングパターン決定手段１００は、パルス数と変調率、出力周波数で決まる時系列のスイッチングパターンを周波数変換し、フーリエ級数により出力電圧基本波の振幅とその整数倍の周波数成分の振幅とを三角関数とスイッチング位相（０〜２π）で表現する式を用いて、変調率振幅を確保し、かつ特定次数の高調波を消去するスイッチング位相群(スイッチングパターン)を求める手段である。

そして、スイッチングパターン決定手段１００は、変調率振幅を確保する変調率確保手段１０１と、パルス数と決められたスイッチングレグの直列段数とに基づくスイッチング位相の数から決まる、後述する連立方程式の自由度を計算し、これと変調率確保手段１０１が使用した自由度の数とから消去できる高調波次数の種別数を決定する高調波次数種別数決定手段１０２と、高調波次数種別数決定手段１０２により消去が可能となる高調波次数について、高調波消去を行う高調波消去手段１０３と、変調率確保手段１０１と高調波消去手段１０３とにより設定した式を解いてスイッチングパターンのスイッチング位相を算出するスイッチング位相算出手段１０４と、更に、スイッチング位相算出手段１０４で算出されたスイッチング位相で決まるスイッチングパターンを各変調率および各パルス数毎に記憶するスイッチングパターン記憶手段１０５とから構成される。

次に、フーリエ級数を用いてスイッチングにより出力される電圧波形の周波数と振幅を定義する方法について説明する。各スイッチングレグが出力する出力電圧波形はパルス数に関係なく、各相１２０°対称で、１／４周期、１／２周期で対称性を持つ波形とするため、含有高調波電圧は整数次だけとなり、偶数次と３倍数次は理論上発生しない。そのため、基本波の次数を１とすると、発生する高調波次数は、６ｎ±１で表される。即ち、基本波周波数を基準とする高調波次数は、自然数ｎを用いると６ｎ±１次であり、５、７、１１、１３、１７、１９、２３、２５、２９、３１、３５、３７・・・のような数値を取る。

例えば、パルス数Ｐｎｕｍ＝３で、変調率ｍの確保と、５、７、１１、１３次の高調波成分の消去とを実現するスイッチングパターンを求める場合、式（２）のような連立方程式が成立する。これは、上記特許文献２の式（４）を再録するものである。

式（２）において、第１段目は、スイッチングレグ８ａのスイッチング位相ｔｈ１ａ、ｔｈ２ａ、ｔｈ３ａと変調率ｍとの関係を規定する式、第２段目は、スイッチングレグ８ｂのスイッチング位相ｔｈ１ｂ、ｔｈ２ｂ、ｔｈ３ｂと変調率ｍとの関係を規定する式で、これらは、図６の変調率確保手段１０１によって設定されるものである。

次に、高調波次数種別数決定手段１０２は、パルス数とインバータ４の１相当たりのスイッチングレグの段数から高調波出力電圧基本波半周期のスイッチング位相の数を計算し、消去できる高調波次数の種別数を決定する。ここでは、スイッチング位相の数は、総パルス数＝パルス数Ｐｎｕｍ×２段＝６になり、連立方程式の自由度は６となる。
そして、式（２）の第１、第２段目の式では、変調率確保手段１０１によって、２つのスイッチングレグ８ａ、８ｂで出力する電圧振幅の配分が均等となるようスイッチングレグの段数毎に変調率（基本波振幅）の配分を設定したため、消去できる高調波次数の種別数は６−２＝４となる。

これを受けて、高調波消去手段１０３は、低次から順次、５、７、１１、１３次の４つの高調波成分を０とする、式（２）の第３〜第６段目の式を設定することになる。
スイッチング位相算出手段１０４は、変調率確保手段１０１が設定した、式（２）の第１、第２段目の式、および高調波消去手段１０３が設定した、式（２）の第３〜第６段目の式とからなる、６元の連立方程式を解くことで、スイッチングパターンを特定する６個の変数、即ち、スイッチング位相（ｔｈ１ａ〜ｔｈ３ｂ）を算出する。

図７は、この式（２）により、所定の変調率ｍの範囲にわたって求めた各スイッチング位相の特性を示す図で、図７（Ａ）は、スイッチングレグ８ａのスイッチング位相ｔｈ１ａ、ｔｈ２ａ、ｔｈ３ａ、図７（Ｂ）は、スイッチングレグ８ｂのスイッチング位相ｔｈ１ｂ、ｔｈ２ｂ、ｔｈ３ｂの特性を示す。

以上により、両スイッチングレグ８ａ、８ｂの出力変調率を同じとして両者の負担の均一化を担保するとともに、４種類の次数の高調波を０とするスイッチングパターンが得られる。
但し、図７（Ａ）にあるように、変調率ｍ１を中心とする領域ｍａｒｅａにおいて、一部の、同じスイッチング素子で互いに隣り合うスイッチング位相ｔｈ１ａ、ｔｈ２ａの位相差が、主としてスイッチング速度性能の観点からスイッチング素子で許容される下限位相差ｔｈｌｉｍ未満となっている。

この対策として、変調率確保手段１０１はそのままで、高調波次数種別数決定手段１０２の内容を変え、式（２）において、低減対象とする高調波次数の種別を１個減らし、替わりに、下限位相差ｔｈｌｉｍを確保するための方程式を採用して解を求める方法を採用してもよい。または、上記特許文献２に示すように、変調率確保手段１０１の内容を変更し、変調率ｍ１においては、両スイッチングレグ８ａ、８ｂの負担均一化の条件を緩和することで、位相差（ｔｈ２ａ−ｔｈ１ａ）＝ｔｈｌｉｍの条件を確保するとした、次の式（３）（同文献２の式（５）を再録）で示す連立方程式による解を採用してもよい。

上述した式（２）、式（３）から分かるとおり、比較例によるスイッチングパターン決定手段１００では、スイッチングパターンを演算で求めるために設定する連立方程式において、高調波消去手段１０３により設定する、高調波を低減するための関係式は、高調波次数種別数決定手段１０２により決定した次数種別数だけの式で設定する必要がある。この結果、少ないパルス数Ｐｎｕｍ、仮に、Ｐｎｕｍ＝１の場合は、例えば、式（４）に示すように、スイッチングパターンを特定する変数は、ｔｈ１ａとｔｈ１ｂとの２個となり、変調率ｍを規定するための１個の関係式を設定すると、高調波を低減するために設定できる関係式は残る１個だけとなり、即ち、１種類の次数、ここでは、５次の高調波低減しか望めないことになる。

この発明は、パルス数によって低減したい高調波の次数種別の数が直接制限されず、従って、比較的少ないパルス数Ｐｎｕｍであっても、出力電圧における、次数の種別数が総パルス数以上の高調波成分の低減をも可能とするものであり、以下にその具体的な内容について詳述する。

図８は、この発明の実施の形態１における電力変換装置２で採用するスイッチングパターン決定部１２の内部構成を示す図である。
図８において、スイッチングパターン決定部１２は、変調率確保部１２１と、高調波低減部１２２と、関数合成部１２３と、スイッチング位相算出部１２４と、スイッチングパターン記憶部１２５とから構成される。なお、上述したように、スイッチングパターン決定部１２はプロセッサ３０１にて実現されるものであるが、スイッチングパターン決定部１２内のスイッチングパターン記憶部１２５についてはスイッチングパターン記憶装置３０３にて実現される。

変調率確保部１２１は、変調率を確保するための関数であって、変調率、パルス数およびスイッチングレグ段数に基づき、インバータ４の出力波形の基本波成分と変調率とを関係づける第１関数ｆを生成する。高調波低減部１２２は、インバータ４の出力波形の高調波成分を低減するための関数であって、パルス数およびスイッチングレグ段数に基づき、各次高調波成分で決まる、後述する各次高調波要素の加算値である第２関数Ｙを設定する。関数合成部１２３は、第１関数ｆと第２関数Ｙと１以上の後述する追加変数とからなる第３関数である評価関数Ｘを設定する。スイッチング位相算出部１２４は、評価関数Ｘをスイッチング位相および追加変数について最小化することにより変調率を確保するとともに各次高調波要素の加算値を低減するスイッチング位相を算出する。そしてスイッチングパターン記憶部１２５は、スイッチング位相算出部１２４で算出されたスイッチング位相で決まるスイッチングパターンを各変調率および各パルス数毎に記憶する。

以上の第１関数ｆ、第２関数Ｙおよび評価関数Ｘの具体例として、ここでは、以下の式（５）、式（６）、式（７）に示す３つの関数を定義する。

先ず、変調率確保部１２１は、式（５）に示すように、両スイッチングレグ８ａ、８ｂを直列にして得られる変調率ｍを確保するため、各スイッチング位相（ここでは、ｔｈ１ａ、ｔｈ２ａ、ｔｈ３ａ、ｔｈ１ｂ、ｔｈ２ｂ、ｔｈ３ｂが相当し、以下、ｔｈｉとも表示する）と当該変調率ｍとの関係を規定した、各スイッチング位相ｔｈｉを変数とする第１関数ｆ（ｔｈｉ）を定義する。

次に、高調波低減部１２２は、式（６）に示すように、高調波を低減するため、各スイッチング位相ｔｈｉと、各高調波要素の加算値として、インバータ４の出力波形の各次高調波電圧成分に各次重み付け係数ｗ（ｋ）（ｋ＝ｋ１〜ｋｊ）を乗算した値の二乗和との関係を規定した、各スイッチング位相ｔｈｉを変数とする第２関数Ｙ（ｔｈｉ）を定義する。
式（６）において、ｋは低減対象の高調波次数を表し、ここでは、５次、・・・、２５次の、合計８個の種別の次数を対象としているが、これらに限られることはない。なお、重み付け係数ｗ（ｋ）については更に後述する。

更に、関数合成部１２３は、式（７）に示すように、変調率を確保し各次高調波電圧成分に係る上述した二乗和を低減するため、第１関数ｆと第２関数Ｙの自由度（変数としてのスイッチング位相ｔｈｉの数が相当し、ここでは６個の変数）に更に追加変数を付加して自由度を増やした評価関数Ｘを定義する。
具体的には、式（６）に示す関数Ｙ（ｔｈｉ）と、式（５）に示す関数ｆ（ｔｈｉ）に、追加変数として重み付け変数αを乗算した値との和である、各スイッチング位相ｔｈｉおよび重み付け変数αを変数とする評価関数Ｘ（ｔｈｉ、α）を定義している。
なお、評価関数Ｘは、第２関数Ｙにもさらなる追加変数を乗算した形にしてもよい。

そして、スイッチング位相算出部１２４は、この評価関数Ｘ（ｔｈｉ、α）の７個の変数α、ｔｈ１ａ〜ｔｈ３ｂの偏微分を取り、それらをすべて０と置く、式（８）に示す７元連立方程式を作成する。そして、この７元連立方程式を、例えば、Ｎｅｗｔｏｎ法を用いて解くことにより、要求された変調率ｍを確保するとともに、多くの次数の高調波電圧成分の総合的な値を最小とするスイッチングパターンを得ることができる。

図９は、スイッチング位相算出部１２４で設定した式（８）により、変調率ｍ＝０．３〜１．１５の範囲にわたって求めた各スイッチング位相の特性を示す図である。図９（Ａ）は、スイッチングレグ８ａのスイッチング位相ｔｈ１ａ、ｔｈ２ａ、ｔｈ３ａ、図９（Ｂ）は、スイッチングレグ８ｂのスイッチング位相ｔｈ１ｂ、ｔｈ２ｂ、ｔｈ３ｂの特性を示す。

式（６）、式（８）からも理解されるように、この発明では、上述した比較例による高調波次数種別数決定手段１０２で設定した場合と異なり、パルス数Ｐｎｕｍと低減対象の次数の種別数とは直接関係しない。従って、比較例による、式（２）や式（３）で示した、パルス数＝３の場合よりも、多くの種別の次数に関して高調波電圧成分の低減が可能となる。

なお、図９は、高調波低減部１２２で設定した式（６）の第２関数Ｙにおいて、すべての次数ｋ＝ｋ１〜ｋｊについて各次重み付け係数ｗ（ｋ）＝１と設定した場合である。この各次重み付け係数ｗ（ｋ）について、例えば、特定次数の係数ｗ（ｋ）を大きく設定することで、当該次数の高調波成分低減度合いを他の次数のそれより大きくすることができる。

例えば、効率を重視し、インダクタンス特性や巻線方法を工夫したモータによっては、特定の次数の高調波成分が高く出てしまい、これが原因で、高調波による有害なトルクリプルの発生につながる場合などがある。そのような場合には、当該特定次数の重み付け係数ｗ（ｋ）を他より大きな値に設定することで、有害なトルクリプルの発生を防止することができるとともに、高調波全体を低減可能なスイッチングパターンを得ることができる。

また、上記に説明した方法を用いれば、パルス数＝１の場合においても、式（４）を用いた比較例より高次の次数までの高調波成分を低減できるパルスパターンを得ることができる。
図１０は、パルス数Ｐｎｕｍ＝１の場合における、５レベルインバータ４の単相分の出力電圧波形と、直列接続された２つのスイッチングレグ８ａ、８ｂの出力電圧波形との関係を示したものである。
図は、１周期（２π）にわたるパルス電圧波形を示し、５レベルインバータ４の単相出力電圧Ｖｓと、スイッチングレグ８ａの出力電圧ＶＬａと、スイッチングレグ８ｂの出力電圧ＶＬｂとを示す。図に示すように、２つのスイッチングレグ８ａ、８ｂの出力電圧ＶＬａ、ＶＬｂを加算することで、総パルス数＝Ｐｎｕｍ（１）×レグ直列段数（２）＝２で動作する、５レベルインバータ４の単相出力電圧Ｖｓが得られる。

また、図５の場合と同様、正負波形の対称性を補償する必要から、スイッチング素子６をオンまたはオフさせるタイミングであるスイッチング位相として、図１０に示すように、スイッチングレグ８ａでは、ｔｈ１ａ、スイッチングレグ８ｂでは、ｔｈ１ｂを決める。これにより、それぞれのスイッチングレグ８ａ、８ｂの出力波形、さらに、５レベルインバータの出力電圧波形が決定される。
即ち、スイッチングパターンは、これら２個のスイッチング位相ｔｈ１ａ、ｔｈ１ｂを特定するもので、このスイッチングパターンによりインバータ４の出力電圧波形が特定される。

パルス数Ｐｎｕｍ＝１の場合は、パルス数Ｐｎｕｍ＝３の場合の式（５）、式（６）、式（７）にならって、それぞれ変調率確保部１２１、高調波低減部１２２および関数合成部１２３により、式（９）、式（１０）、式（１１）を定義する。

変調率確保部１２１は、式（９）により、各スイッチング位相（ｔｈ１ａ、ｔｈ１ｂ、以下、ｔｈｉとも表示する）と変調率ｍとの関係を規定した、各スイッチング位相ｔｈｉを変数とする第１関数ｆ（ｔｈｉ）を定義する。
高調波低減部１２２は、式（１０）により、各スイッチング位相ｔｈｉとインバータ４の出力波形の各次高調波電圧成分に各次重み付け係数ｗ（ｋ）を乗算した値の二乗和との関係を規定した、各スイッチング位相ｔｈｉを変数とする第２関数Ｙ（ｔｈｉ）を定義する。
ここでは、ｋ＝５、７、１１、１３次の４個の種別の次数を低減対象としているが、これらに限られることはない。

関数合成部１２３は、式（１１）により、式（１０）に示す第２関数Ｙ（ｔｈｉ）と、式（９）に示す第１関数ｆ（ｔｈｉ）に、追加変数として重み付け変数αを乗算した値との和である、各スイッチング位相ｔｈｉと重み付け変数αとを変数とする評価関数Ｘ（ｔｈｉ、α）を定義する。

そして、この評価関数Ｘ（ｔｈｉ、α）の３個の変数α、ｔｈ１ａ、ｔｈ１ｂの偏微分を取り、それらをすべて０と置く、式（１２）に示す３元連立方程式を作成する。そして、この３元連立方程式を解くことにより、要求された変調率ｍを確保するとともに、ここでは４種類の次数の高調波電圧成分の総合的な値を最小とするスイッチングパターンを得ることができる。

図１１は、この式（１２）により、変調率ｍ＝０．３〜１．１５の範囲にわたって求めたスイッチングレグ８ａのスイッチング位相ｔｈ１ａとスイッチングレグ８ｂのスイッチング位相ｔｈ１ｂの特性を示す図である。スイッチング位相ｔｈ１ａ、ｔｈ１ｂは変調率ｍに応じてなめらかに変化している。

図１２は、パルス数Ｐｎｕｍ＝１において、この実施の形態における式（１２）を用いた演算で得られた、変調率ｍ＝０．７８でのインバータ４の出力電圧と、上述した比較例による式（４）を用いた演算で得られた、同じ変調率ｍ＝０．７８での出力電圧とについて、５次から１３次までの高調波成分を比較したものである。

斜線のハッチングで示す、比較例による低次高調波消去ＰＷＭ方式では、消去対象とした５次以外の、特に、７次と１１次の高調波成分が共に高くなっている。これに対し、ハッチング無しで示す、この実施の形態による式（１２）による場合は、各次数の高調波成分が全体として低くなっている。そして、高調波振幅の合計値が低減しており次数の種別数が（Ｐｎｕｍ×レグ直列段数）以上の範囲で高調波成分を抑制できていることが確認できる。

各次高調波電圧成分の二乗和の平方根を基準波電圧成分で除した値である、電圧総合歪率は、高調波含有率の目安となるもので、５次〜１３次の高調波成分についてこの歪率を求めると、比較例の場合が２５％であるのに対し、この実施の形態では１７％となり、歪率を約１／３の割合で低減できることが確認できる。

以上のように、この発明の実施の形態１による電力変換装置２のスイッチングパターン決定部１２は、以上で詳述した、変調率確保部１２１、高調波低減部１２２、および関数合成部１２３を備え、さらにスイッチング位相算出部１２４とスイッチングパターン記憶部１２５とを備える。
変調率確保部１２１は、変調率を確保するための関数であってインバータ４の出力波形の基本波成分と変調率とを関係づける、スイッチング位相ｔｈｉを変数とする第１関数ｆ（ｔｈｉ）を設定し、高調波低減部１２２は、インバータ４の出力波形の高調波成分を低減するための関数であってインバータ４の出力波形の各次高調波成分で決まる各次高調波要素の加算値である、スイッチング位相ｔｈｉを変数とする第２関数Ｙ（ｔｈｉ）を設定する。そして、関数合成部１２３は、第１関数ｆ（ｔｈｉ）と第２関数Ｙ（ｔｈｉ）と追加変数αとからなり、スイッチング位相ｔｈｉおよび追加変数αを変数とする第３関数としての評価関数Ｘ（ｔｈｉ、α）＝Ｙ（ｔｈｉ）＋α×ｆ（ｔｈｉ）を設定する。更に、評価関数Ｘ（ｔｈｉ、α）をスイッチング位相ｔｈｉおよび追加変数αについて偏微分を取りそれらをすべて０と置く連立方程式を解き評価関数Ｘ（ｔｈｉ、α）を最小化する。 これにより、変調率を確保するとともに各次高調波要素の加算値を低減するスイッチング位相ｔｈｉをスイッチング位相算出部１２４にて算出でき、算出されたスイッチング位相ｔｈｉで特定されるスイッチングパターンを各変調率および各パルス数毎にスイッチングパターン記憶部１２５に記憶する。このため、パルス数によって低減したい高調波の次数種別の数が直接制限されず、従って、比較的少ないパルス数であっても、出力電圧における、次数の種別数が総パルス数以上の高調波電圧成分または高調波電流成分をも低減することが出来る。

実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２における電力変換装置について説明する。電力変換装置２の全体構成は、先の実施の形態１の図１、図２で示したものと同様であるが、この場合、スイッチングパターン決定部の内部構成が異なる。
図１３は、この実施の形態２によるスイッチングパターン決定部１２Ａの内部構成を示す図である。

上述した比較例では、図７で説明したように、所定の変調率ｍの範囲にわたって求めたスイッチングパターンにおいて、変調率ｍ１を中心とする領域ｍａｒｅａにおいて、一部の、同じスイッチング素子で互いに隣り合うスイッチング位相ｔｈ１ａ、ｔｈ２ａの位相差が、スイッチング素子で許容される下限位相差ｔｈｌｉｍ未満となる（図７（Ａ）参照）、という問題点があった。そして、比較例での対策は、既述したとおり、この変調率ｍ１を含む領域ｍａｒｅａの部分については、式（２）に替わり、式（３）で示す連立方程式による解を採用するとしている。

これに対し、上記実施の形態１により求めたスイッチングパターンの特性（図９参照）では、互いに隣り合うスイッチング位相の位相差は、いずれにおいても下限位相差ｔｈｌｉｍ以上となっておりこの問題は生じていない。しかし、演算条件によっては、上記実施の形態１でも、この問題が生じ得ると考えられるため、この実施の形態２では、その場合の対策を実現するものである。

ここでは、パルス数Ｐｎｕｍ＝３の、先の式（５）〜式（８）で説明した方法で求めたスイッチングパターンにおいて、隣り合うスイッチング位相ｔｈ１ａとｔｈ２ａとの位相差が下限位相差ｔｈｌｉｍ未満になったと仮定して説明するものとする。

図１３に示すスイッチングパターン決定部１２Ａにおいて、上記実施の形態１の図６で示したスイッチングパターン決定部１２と異なるのは、新たにスイッチング位相差限定部１２６を設けた点で、以下、この点を中心に説明する。その他の構成は上記実施の形態１と同様である。
スイッチング位相差限定部１２６は、スイッチング位相差の下限値（ｔｈｌｉｍ）を設定するため、新たに、隣り合うスイッチング位相ｔｈ１ａとｔｈ２ａとの位相差を規定する関数Ｐを設定する。
具体的には、この関数Ｐ（ｔｈ１ａ、ｔｈ２ａ）は、式（１３）で定義する。

この関数Ｐは、それぞれ関数合成部１２３およびスイッチング位相算出部１２４により定義される、後段で説明する式（１４）および式（１５）に反映されることで、スイッチング位相ｔｈ１ａとｔｈ２ａとの位相差≧下限位相差ｔｈｌｉｍを確保するものである。 更に、先の式（７）で示す評価関数Ｘ（ｔｈｉ、α）を、以下の式（１４）で示す評価関数Ｘ（ｔｈｉ、α、β）に置き換える。なお、関数ｆ（ｔｈｉ）および関数Ｙ（ｔｈｉ）は、上記実施の形態１と同様である。

この式（１４）では、先の式（７）の右辺に、関数Ｐに重み付け変数βを乗算した項を、追加している。
そして、領域ｍａｒｅａの変調率ｍ１に関しては、評価関数Ｘの合計８個の変数α、β、ｔｈ１ａ〜ｔｈ３ｂの偏微分を取り、それらを０または０以上と置く、式（１５）に示す８元連立方程式を設定する。

そして、この式（１５）を解くことにより、要求された変調率ｍ１と隣り合うスイッチング位相間の必要な位相差ｔｈｌｉｍを確保するとともに、多くの次数の高調波電圧成分の総合的な値を最小とするスイッチングパターンを求めることができる。
従って、スイッチングパターン決定部１２Ａは、領域ｍａｒｅａ以外の変調率であるときは、上記実施の形態１と同様に、先の式（８）で求めたスイッチングパターンを記憶し、領域ｍａｒｅａの変調率に関しては、先の式（８）で求めたスイッチングパターンと置き換えて式（１５）で求めたスイッチングパターンを記憶する。

なお、先の式（８）で求めたスイッチング位相の特性と、領域ｍａｒｅａの変調率に関して式（１５）で求めたスイッチング位相との連続性は、重み付け変数βを適宜調整することで担保することができる。

この実施の形態２においても、上記実施の形態１と同様に、パルス数によって低減したい高調波の次数種別の数が直接制限されず、従って、比較的少ないパルス数であっても、出力電圧における、次数の種別数が総パルス数以上の高調波電圧成分または高調波電流成分をも低減することが出来る。

また、スイッチングパターン決定部１２Ａがスイッチング位相差限定部１２６を備えているため、求めたスイッチングパターンの一部にその互いに隣り合うスイッチング位相の間の位相差が下限位相差未満となってスイッチング素子６のスイッチング動作に支障がある場合に、次のように対処できる。即ち、スイッチング位相差限定部１２６により当該位相差として下限位相差を確保するための関数Ｐ（ｔｈｉ）を設定し、この関数Ｐ（ｔｈｉ）を加味した評価関数Ｘ（ｔｈｉ、α、β）＝Ｙ（ｔｈｉ）＋α×ｆ（ｔｈｉ）＋β×Ｐ（ｔｈｉ）を設定する。そして、スイッチング位相算出部１２４により、この評価関数Ｘ（ｔｈｉ、α、β）をスイッチング位相ｔｈｉおよび追加変数α、βについて偏微分を取りそれらを０または０以上と置く連立方程式を解くことにより求めたスイッチングパターンを当該一部のスイッチングパターンと置き換える。これにより、隣り合うスイッチング位相間の必要な位相差ｔｈｌｉｍを確保してスイッチング動作への支障をなくすことができる。

実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３における電力変換装置について説明する。電力変換装置２の全体構成は、先の実施の形態１の図１、図２で示したものと同様である。この場合、スイッチングパターン決定部１２内の変調率確保部１２１で設定する第１関数が上記実施の形態１と異なる。その他の構成は、上記実施の形態１と同様である。

上記実施の形態１では、各スイッチング位相と変調率との関係を規定する第１関数として、両スイッチングレグ８ａ、８ｂを直列にして得られる変調率を確保するための関数ｆを式（５）にて定義した。この実施の形態３では、両スイッチングレグ８ａ、８ｂの負担の均一化を図るため、出力する変調率をスイッチングレグ８ａ、８ｂの両者で互いに等しいとする条件でスイッチングパターンを求める。要領の概略を以下に説明する。

先ず、式（１６）、式（１７）に示すように、スイッチングレグ８ａ、８ｂのそれぞれについて、スイッチング位相と変調率との関係を規定する第１関数としての、関数ｆａ（ｔｈ１ａ、ｔｈ２ａ、ｔｈ３ａ）および関数ｆｂ（ｔｈ１ｂ、ｔｈ２ｂ、ｔｈ３ｂ）を定義する。この場合、スイッチングレグ８ａ、８ｂの負担の均一化を図るため、出力する変調率ｍをスイッチングレグ８ａ、８ｂの両者で互いに等分に分担するように、関数ｆａ、関数ｆｂを設定する。

これを受けて、上記実施の形態１での式（７）に示す評価関数Ｘに替わり、式（１８）に示す評価関数Ｘ（ｔｈｉ、α１、α２）を第３関数として定義する。なお、関数Ｙ（ｔｈｉ）に関しては、上記実施の形態１と同様であり、上記式（６）、式（１０）で定義した関数Ｙ（ｔｈｉ）を用いる。

そして、式（１９）に示す、評価関数Ｘ（ｔｈｉ、α１、α２）の８個の変数α１、α２、ｔｈｉａ〜ｔｈ３ｂの偏微分を取り、それらをすべて０と置く、式（１９）に示す８元連立方程式を解く。これにより、要求された変調率ｍを確保して、しかも両スイッチングレグ８ａ、８ｂの負担が均一となり、多くの次数の高調波電圧成分の総合的な値を最小とするスイッチングパターンを得ることができる。

この実施の形態３においても、上記実施の形態１と同様に、パルス数によって低減したい高調波の次数種別の数が直接制限されず、従って、比較的少ないパルス数であっても、出力電圧における、次数の種別数が総パルス数以上の高調波電圧成分または高調波電流成分をも低減することが出来る。さらに、スイッチングレグ８ａ、８ｂの両者で出力する変調率を互いに等しくなるようにスイッチングパターンを決定でき、両スイッチングレグ８ａ、８ｂの負担の均一化が図れる。

なお、上記式（６）、式（１０）で定義した関数Ｙ（ｔｈｉ）は、いずれも高調波電圧成分の二乗和を低減することを意図したものである。しかるに、負荷がモータ３の場合では、高調波成分の存在によるモータ３の銅損失の増大が問題となる場合があり、この場合は、高調波電流成分の低減が課題となる。
モータ３に流れる電流は、電圧をインピーダンスで除した値となるが、そのインピーダンスＺは、ほぼモータ３のインダクタンスＬによって決定される。即ち、Ｚ≒２πｆＬであり、電流は、周波数ｆに反比例する。

そこで、高調波電流成分を低減したい場合は、各次高調波要素として、先の式（６）、式（１０）で定義した関数Ｙ（ｔｈｉ）に替わり、各次数成分に更に１／ｋを乗算した、例えば、次の式（２０）に示す関数Ｙ１（ｔｈｉ）を第２関数として定義する。

この関数Ｙ１（ｔｈｉ）を適用してスイッチングパターンを求める要領は、既述した関数Ｙ（ｔｈｉ）を適用した場合と全く同一であるので、再度の説明は省略する。
この際、各次数における電流高調波の二乗和をインバータ４およびインバータ４に接続されたモータの高調波損失総和が低減されるように、次数により重み付け係数ｗ（ｋ）を変更して合計した第２関数Ｙ１（ｔｈｉ）を設定することで、インバータ４およびインバータ４に接続されたモータ３の高調波損失総和を低減することができる。

更に、具体的な数式までの説明は省略するが、各次高調波要素として、各次高調波電圧成分と各次高調波電流成分との乗算値とし、該乗算値の各次加算値を第２関数Ｙ（ｔｈｉ）としてスイッチング位相を求めるようにしてもよい。この場合、各次高調波電力成分の総和を低減することが可能となる。

なお、上記第２関数Ｙ１（ｔｈｉ）は、上記実施の形態３に限らず、上記実施の形態１、２にも適用でき、同様の効果が得られる。

実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４における電力変換装置について説明する。電力変換装置２の全体構成は、先の実施の形態１の図１、図２で示したものと同様である。この場合、ゲート信号生成部の内部構成が上記実施の形態１と異なる。
図１４は、この実施の形態４によるゲート信号生成部１６Ａの内部構成を示す図である。その他の構成は、上記実施の形態１と同様である。
ゲート信号生成部１６Ａは、上記実施の形態１と同様に、変調率演算器１１からの変調率ｍとパルス数決定部１３からのパルス数Ｐｎｕｍとに対応するスイッチングパターンをスイッチングパターン決定部１２から読み出し、当該スイッチングパターンに基づきスイッチング素子６をオンオフ駆動するゲート信号１７を生成するものである。

例えば、パルス数Ｐｎｕｍ＝３の場合、先の図９のスイッチングパターンが示すように、どの変調率においても、２つのスイッチングレグ８ａ、８ｂのスイッチング位相（ｔｈ１ａ、ｔｈ２ａ、ｔｈ３ａとｔｈ１ｂ、ｔｈ２ｂ、ｔｈ３ｂ）は互いに異なっている。そのため、スイッチングレグ８ａが、スイッチングレグ８ａ用のスイッチングパターン（以下、ａレグ用スイッチングパターンと称す）のみを用いて、また、スイッチングレグ８ｂが、スイッチングレグ８ｂ用のスイッチングパターン（以下、ｂレグ用スイッチングパターンと称す）のみを用いてスイッチング動作を続けると、負荷電流やスイッチング位相によって、オン／オフの時間や流れる電流が異なるために、各スイッチング素子の負荷に偏りが生じスイッチング素子の部分的な劣化やスイッチングばらつきを生みやすい。

この実施の形態４では、図１４に示すように、ゲート信号生成部１６Ａは、スイッチングパターン入れ替え部１６１およびゲート信号発生部１６２を備える。
スイッチングパターン入れ替え部１６１は、２つのスイッチングレグ８ａと８ｂとの負担が均一化するよう、出力電圧位相ｔｈ、負荷電流や素子電流、更には素子温度に基づきスイッチングレグ８ａと８ｂとのスイッチングパターンを所定の周期で入れ替える。ゲート信号発生部１６２は、スイッチングパターン入れ替え部１６１により入れ替えたスイッチングパターンに基づきゲート信号１７を生成する。

なお、ここでは、スイッチングレグ８ａとスイッチングレグ８ｂとの２直列構成の場合について説明するが、３以上のスイッチングレグを直列に構成する場合にも、同様の方法を適用することにより、これら直列に接続された各スイッチングレグの負担を均等化することができる。

図１５は、２つのスイッチングレグ８ａ、８ｂのスイッチングパターンの入れ替え頻度を決定する手順例を示す図である。スイッチングパターンの入れ替え頻度である入れ替え周期ＮＮを決定するフローを、図１５に基づいて以下に説明する。なお、入れ替え周期ＮＮは、インバータ運転周波数における周期の数で表す。
まず、電流センサ１９により負荷電流を検出し、負荷電流の実効値Ｒｍｓを計算する（ＳＴ１）。
次に、負荷電流実効値Ｒｍｓとスイッチング頻度の判定閾値Ｃａとを比較して負荷電流によるスイッチング頻度判定を行う（ＳＴ２）。

図１６は、ステップＳＴ２における単相の５レベルインバータ４の出力電圧Ｖｓと負荷電流の一例を示したものである。
波形７１ａ、７１ｂは単相の負荷電流を示し、波形７１ａｒは負荷電流（波形７１ａ）の電流実効値（Ｒｍｓ）、波形７１ｂｒは負荷電流（波形７１ｂ）の電流実効値（Ｒｍｓ）を示し、波形７１は、スイッチング頻度の判定閾値Ｃａを相電流に変換したものを示す。
ステップＳＴ２において、検出した負荷電流が、波形７１ｂ、７１ｂｒに示す状態、即ち、負荷電流の実効値Ｒｍｓが判定閾値Ｃａ以下の場合、スイッチングパターンの入れ替え周期ＮＮを４（インバータ運転周波数における４周期）とする。これは、スイッチングパターンの入れ替え周期ＮＮを大きくして入れ替え頻度を低くするものである（ＳＴ３）。

ステップＳＴ２において、検出した負荷電流が、波形７１ａ、７１ａｒに示す状態、即ち、負荷電流の実効値Ｒｍｓが判定閾値Ｃａより高い場合、素子電流・温度センサ１８により、インバータ４の２つのスイッチングレグ８ａ、８ｂ毎の複数のスイッチング素子６の素子電流を検出し、その平均電流Ｉｅを算出する（ＳＴ４）。
次に、スイッチングレグ８ａ、８ｂ毎のスイッチング素子の平均電流ＩｅとスイッチングレグのＯＮ時間を乗じた値を、設計で予め定めた判定閾値Ｃｂと比較して（ＳＴ５）、判定閾値Ｃｂ以下の場合は、スイッチングパターンの入れ替え周期ＮＮを２に設定する（ＳＴ６）。

ステップＳＴ５において、スイッチングレグ８ａ、８ｂ毎のスイッチング素子の平均電流ＩｅとスイッチングレグのＯＮ時間を乗じた値が、判定閾値Ｃｂより高い場合、素子電流・温度センサ１８により、スイッチングレグ８ａ、８ｂ毎の複数のスイッチング素子６の素子温度を検出し、その平均温度ＴＨｅを算出する（ＳＴ７）。
次に、スイッチングレグ８ａ、８ｂ毎のスイッチング素子の平均温度ＴＨｅを、設計で予め定めた判定閾値Ｃｃと比較して（ＳＴ８）、判定閾値Ｃｃ以下の場合は、ステップＳＴ６に進み、スイッチングパターンの入れ替え周期ＮＮを２に設定する。
ステップＳＴ８において、スイッチングレグ８ａ、８ｂ毎のスイッチング素子の平均温度ＴＨｅが判定閾値Ｃｃより高い場合、スイッチングパターンの入れ替え周期ＮＮを１に設定する（ＳＴ９）。

図１７は、スイッチングパターンの入れ替え周期ＮＮ＝４の場合のスイッチングパターン入れ替え方法を説明する図であり、インバータ運転周波数における４周期に番号Ｎ（＝１〜４）を付して、各スイッチングレグ８ａ、８ｂによりスイッチングするパルス数が１パルスのスイッチングパターンを示した図である。
図１７に示すように、運転周波数の周期Ｎ＝１、２の間は、スイッチングレグ８ａは、自らのスイッチングパターンであるレグ８ａ用パターン（ｔｈ１ａ）を用いてスイッチングを行う。そして、周期Ｎ＝３、４の間は、スイッチングレグ８ａは、スイッチングレグ８ｂ用のスイッチングパターンであるレグ８ｂ用パターン（ｔｈ１ｂ）を用いてスイッチングを行う。
スイッチングレグ８ｂも、同様にして、２周期毎に自らのレグ８ｂ用パターンとレグ８ａ用パターンとを交互に用いてスイッチングを行う。スイッチングパターン入れ替えの位相はそれぞれ各相の０°とする。

図１８は、スイッチングパターンの入れ替え周期ＮＮ＝２の場合のスイッチングパターン入れ替え方法を説明する図である。図に示すように、各スイッチングレグ８ａ、８ｂは、インバータ運転周波数における１周期毎に自らのレグ用パターンと他方のレグ用パターンとを交互に用いてスイッチングを行う。

図１９は、スイッチングパターンの入れ替え周期ＮＮ＝１の場合のスイッチングパターン入れ替え方法の一例を説明する図である。図に示すように、インバータ運転周波数における１周期内で２つのスイッチングレグ８ａ、８ｂのスイッチングパターンを入れ替える。
周期Ｎ＝１では、スイッチングレグ８ａは、０〜（１／２）πとπ〜（３／２）πの間は、レグ８ｂ用スイッチングパターン（ｔｈ１ｂ）を用いてスイッチングを行い、（１／２）π〜πと（３／２）π〜２πの間は、自らのレグ８ａ用スイッチングパターン（ｔｈ１ａ）を用いてスイッチングを行う。

周期Ｎ＝２では、スイッチングレグ８ａは、周期Ｎ＝１の場合と逆に、（１／２）π〜πと（３／２）π〜２πの間は、レグ８ｂ用スイッチングパターン（ｔｈ１ｂ）を用いてスイッチングを行い、０〜（１／２）πとπ〜（３／２）πの間は、自らのレグ８ａ用スイッチングパターン（ｔｈ１ａ）を用いてスイッチングを行う。
スイッチングレグ８ｂは、スイッチングレグ８ａが使わない方のスイッチングパターンを用いてスイッチングを行う。

なお、図１５を用いた以上の説明では、負荷電流、素子電流および素子温度の検出値に基づきスイッチングパターンの入れ替え周期を切り替えるようにしたが、これに限るものではない。電力変換装置２としての使用条件等によっては、負荷電流、素子電流および素子温度の中の１種類以上の検出値に基づいて、スイッチングパターンを切り替えるようにして、切り替えに係る構成を簡便なものとしてもよい。

この実施の形態４においても、上記実施の形態１と同様に、パルス数によって低減したい高調波の次数種別の数が直接制限されず、従って、比較的少ないパルス数であっても、出力電圧における、次数の種別数が総パルス数以上の高調波電圧成分または高調波電流成分をも低減することが出来る。さらに、ゲート信号生成部１６Ａが、スイッチングパターン入れ替え部１６１およびゲート信号発生部１６２を備えて、スイッチングレグ８ａと８ｂとのスイッチングパターンを所定の周期で入れ替えるようにゲート信号１７を生成する。これにより、両スイッチングレグ８ａ、８ｂの負担の均一化が図れ、その分、装置としての寿命が延びる。

なお、この実施の形態４を上記実施の形態３に適用して、各スイッチングレグ用のスイッチングパターンを両者で出力する変調率を互いに等しくなるように生成した上で、所定の周期でスイッチングパターンを入れ替えても良く、両スイッチングレグ８ａ、８ｂの負担は、さらに均一化できる。

実施の形態５．
図２０、図２１は、この発明の実施の形態５における電力変換装置の全体構成を示す回路図である。特に、図２０では主回路であるインバータ４の構成を詳細に示し、図２１では制御部１０の構成を詳細に示した。この実施の形態５では、直流電圧源１の電圧を２分して各スイッチングレグ８ａ、８ｂに直流電圧を供給する正極側コンデンサ５ａと負極側コンデンサ５ｂとの電圧を均等化してインバータ４としての出力電圧の正極側と負極側との差をなくす方策を採用している。その他の構成および動作は、上記実施の形態１の場合と同様であり、また、高調波低減に係る動作も同様である。
以下、上記方策に係る構成および動作を中心に説明する。

図２０に示すように、電力変換装置２は、正極側コンデンサ５ａと負極側コンデンサ５ｂとの電圧の差を中性点電圧として検出する中性点電圧センサ２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、および正極側コンデンサ５ａと負極側コンデンサ５ｂとの接続点に流入する電流ｉｃａ、ｉｃｂ、ｉｃｃを中性点電流として検出する中性点電流センサ２１ａ、２１ｂ、２１ｃを備える。なお、図２０では、中性点電圧を中性点電圧センサの参照符号２２ａ、２２ｂ、２２ｃを用いて示した。

図２２は、ゲート信号生成部１６Ｂの内部構成図である。ゲート信号生成部１６Ｂは、スイッチングパターンを補正するパルス補正部１６３、およびその補正したスイッチングパターンに基づきゲート信号１７を生成するゲート信号発生部１６４を備える。パルス補正部１６３は、スイッチングパターン決定部１２から読み出したスイッチングパターンを、中性点電圧センサ２２ａ、２２ｂ、２２ｃまたは中性点電流センサ２１ａ、２１ｂ、２１ｃの検出出力に応じて補正する。

図２３は、パルス補正部１６３により、正極側コンデンサ５ａと負極側コンデンサ５ｂとの電圧のアンバランスを補正する要領を説明する図である。ここでは、正極側コンデンサ５ａの電圧が負極側コンデンサ５ｂの電圧より高く、これを検出して、Ｕ相のスイッチングレグ８ａのスイッチングパターンを補正することでこの差を低減する場合を例示する。

正極側コンデンサ５ａの電圧ｖｕｃａが負極側コンデンサ５ｂの電圧ｖｕｃｂよりも設計で予め定めた閾値Ｔｈｖより大きい場合、もしくは、中性点電流ｉｃａが設計で予め定めた閾値−Ｔｈｉより小さい場合、正極側コンデンサ５ａの電圧が低下するように補正する。即ち、パルスパターンの正極側（０〜π）において、各パルス幅を縮める方向へ、それぞれスイッチング位相を設計で予め定めた「ｓｈｉｆｔ」分補正する。そして、パルスパターンの負極側（π〜２π）において、各パルス幅を広げる方向へ、それぞれスイッチング位相を「ｓｈｉｆｔ」分補正する。図２３において、実線は補正前、破線は補正後のパルスパターンを示す。

図２３で示す方法の場合は、スイッチングをオンする（パルスが０→１に変化する）位相とオフする（パルスが１→０に変化する）位相で位相の補正方向が異なるため、補正が複雑になる。
その場合、この補正処理を簡単にするため、補正するスイッチング位相を、パルス波形が変化しない、π／２、（３／２）πに最も近い中央パルスの位相で、かつ、スイッチングをオンする位相のみ、もしくは、スイッチングをオフする位相のみに限定してもよい。

また、補正量「ｓｈｉｆｔ」を正極側コンデンサ５ａと負極側コンデンサ５ｂの電圧の差（ｖｃｕａ−ｖｃｕｂ）や中性点電流（ｉｃａ）の大きさによって段階的に変えてもよい。さらにまた、両コンデンサ５ａ、５ｂの電圧差が零となるよう、いわゆるフィードバック制御で最適な補正量を算出してもよい。更に、補正を行う頻度を上記の電圧差や中性点電流の大きさによって変えてもよい。

以上のように、この発明の実施の形態５による電力変換装置においては、中性点電圧センサや中性点電流センサを用いて、各相の正極側コンデンサの電圧と負極側コンデンサの電圧の差をなくす。これにより、上記実施の形態１で説明した効果に加え、高負荷時においてもＰＷＭ制御による出力電圧の正極側と負極側の差が少ない高品質の出力特性が得られるという効果を奏する。

実施の形態６．
図２４は、この発明の実施の形態６における電力変換装置の全体構成を示す回路図である。電力変換装置２の全体構成は、上記実施の形態１で示したものと同様であるが、この場合、制御部１０におけるスイッチングパターン決定部１２Ｂの内部構成が異なる。その他の構成は、上記実施の形態１と同様である。
図２５は、上記実施の形態１の図５で示したものと同様に、パルス数Ｐｎｕｍ＝３の場合における、５レベルインバータ４の単相分の出力電圧波形と、直列接続された２つのスイッチングレグ８ａ、８ｂの出力電圧波形との関係を示したものである。この実施の形態６によるスイッチングパターンの決定について、図２５を用いて、以下に簡単に説明する。

図２５に示すように、５レベルインバータ４で出力される出力電圧波形において、半周期の一部区間である、位相（１／２）π、（３／２）πをそれぞれ挟む中央区間に、出力電圧波形の部分波形である中央パルス２１１がある。この中央パルス２１１は、位相ｔｈ３ａ、ｔｈ３ｂによって生成され、スイッチングレグ８ａの出力電圧ＶＬａの中央パルス２１１ａと、スイッチングレグ８ｂの出力電圧ＶＬｂの中央パルス２１１ｂとを加算した中央パルス列により構成される。
そして、この実施の形態では、出力波形全体の基本波振幅（＝変調率）に占める中央パルス２１１の基本波振幅の比率ｊを決定し、さらに中央パルス２１１における高調波レベルの閾値ｉを設定して、スイッチングパターンを決定する。即ち、出力波形全体と中央パルス２１１との双方について、所望の基本波を確保すると共にそれぞれの各次高調波成分を低減する。

図２６は、この実施の形態６によるスイッチングパターン決定部１２Ｂの内部構成を示す図である。
図に示すように、スイッチングパターン決定部１２Ｂは、変調率確保部１２１Ａと、高調波低減部１２２Ａと、関数合成部１２３と、スイッチング位相算出部１２４と、スイッチングパターン記憶部１２５とから構成される。
変調率確保部１２１Ａは、パルス基本波確保部２０１と、中央パルス比率決定部２０２と、中央パルス基本波確保部２０３とから構成され、第１関数として、基本第１関数（関数ｆ）および補助第１関数（関数ｆｃ）を設定する。

パルス基本波確保部２０１は、変調率を確保するための関数であって、変調率、パルス数およびスイッチングレグ段数に基づき、インバータ４の出力電圧半周期の基本波成分と変調率とを関係づける基本第１関数として関数ｆを生成する。なお、この関数ｆは上記実施の形態１における関数ｆと同じ関数である。
中央パルス比率決定部２０２は、変調率、パルス数、スイッチングレグ段数に基づき、出力電圧半周期における中央パルス２１１の基本波成分（部分基本波成分）における変調率に対する比率ｊを決定する。中央パルス基本波確保部２０３は、中央パルス比率決定部２０２により決定した比率ｊに基づいて、中央パルス２１１の基本波成分と変調率とを関係づける補助第１関数としての関数ｆｃを生成する。

高調波低減部１２２Ａは、パルス高調波低減部２０４と、中央パルス高調波レベル決定部２０５と、中央パルス高調波低減部２０６とから構成され、第２関数として、基本第２関数（関数Ｙ）および補助第２関数（関数Ｙｃ）を設定する。
パルス高調波低減部２０４は、インバータ４の出力波形の高調波成分を低減するための関数であって、パルス数およびスイッチングレグ段数に基づき、インバータ４の出力電圧半周期の各次高調波成分で決まる各次高調波要素の加算値である基本第２関数として関数Ｙを生成する。なお、この関数Ｙは上記実施の形態１における関数Ｙと同じ関数である。
中央パルス高調波レベル決定部２０５は、変調率、パルス数、スイッチングレグ段数に基づき、出力電圧半周期における中央パルス２１１の高調波成分における高調波レベルの閾値ｉ（高調波成分の振幅閾値）を決定する。中央パルス高調波低減部２０６は、中央パルス高調波レベル決定部２０５により決定した閾値ｉに基づいて、中央パルス２１１の各次高調波成分で決まる各次高調波要素の加算値と、高調波レベルの閾値ｉとを関係づける補助第２関数としての関数Ｙｃを生成する。

関数合成部１２３は、第１関数である関数ｆおよび関数ｆｃと、第２関数である関数Ｙおよび関数Ｙｃと、１以上の追加変数とからなる第３関数である評価関数Ｘを設定する。スイッチング位相算出部１２４は、評価関数Ｘをスイッチング位相および追加変数について最小化することにより変調率を確保するとともに各次高調波要素の加算値を低減するスイッチング位相を算出する。そしてスイッチングパターン記憶部１２５は、スイッチング位相算出部１２４で算出されたスイッチング位相で決まるスイッチングパターンを各変調率および各パルス数毎に記憶する。

以上の第１関数（基本第１関数ｆおよび補助第１関数ｆｃ）、第２関数（基本第２関数Ｙおよび補助第２関数Ｙｃ）、および評価関数Ｘの具体例として、ここでは、以下の式（２１）〜式（２５）に示す５つの関数を定義する。

上記式（２１）、式（２２）で定義される関数ｆ、関数ｆｃは、変調率確保部１２１Ａ内のパルス基本波確保部２０１、中央パルス基本波確保部２０３にて生成される。
パルス基本波確保部２０１は、両スイッチングレグ８ａ、８ｂを直列にして得られる変調率ｍを確保するため、全スイッチング位相（ｔｈ１ａ、ｔｈ２ａ、ｔｈ３ａ、ｔｈ１ｂ、ｔｈ２ｂ、ｔｈ３ｂ：以下、ｔｈｉと表示する）と当該変調率ｍとの関係を規定した、各スイッチング位相ｔｈｉを変数とする関数ｆ（ｔｈｉ）を、式（２１）に示すように定義する。なお、式（２１）は、上記実施の形態１における関数ｆ（ｔｈｉ）を表す式（５）と同一である。

中央パルス比率決定部２０２は、出力波形全体の基本波振幅（＝変調率）に占める中央パルス２１１の基本波振幅の比率ｊを、例えば図２７に示すように決定する。図２７に示す例では、ｍ１＜ｍ２となる２つの変調率ｍ１、ｍ２を基準値とし、ｍ≦ｍ１となる変調率ｍの領域を低変調率域、ｍ１＜ｍ≦ｍ２となる変調率ｍの領域を中変調率域、ｍ２≦ｍとなる変調率ｍの領域を高変調率域とする。そして、それぞれの領域において、変調率に対する中央パルス２１１の基本波振幅の比率ｊを設定している。
図２７に示すように、低変調率ほど出力波形全体の基本波振幅（＝変調率）に占める中央パルスの基本波振幅の比率ｊが高くなるように設定している。これは、一般に高変調率の時は高負荷、低変調率の時は低負荷であるため、その条件のもとに設定したためである。即ち、低変調率では変調率の変動で出力電圧波形が変わり難く、制御が安定するように中央パルス２１１の基本波振幅を高くし、高変調率では負荷電流が中央パルス付近で高くなるため、損失を低減するために中央パルス２１１の基本波振幅を低くした。この比率ｊ１、ｊ２、ｊ３はパルス数やスイッチングレグの段数によって変えてよい。

中央パルス基本波確保部２０３では、スイッチング位相ｔｈ３ａ、ｔｈ３ｂにより生成される中央パルス２１１について、スイッチング位相ｔｈ３ａ、ｔｈ３ｂと、当該変調率ｍと比率ｊとの積で決まる中央パルス２１１の基本波振幅との関係を規定した、スイッチング位相ｔｈ３ａ、ｔｈ３ｂを変数とする関数ｆｃ（ｔｈ３ａ、ｔｈ３ｂ）を、式（２２）に示すように定義する。

また、上記式（２３）、式（２４）で定義される関数Ｙ（ｔｈｉ）、関数Ｙｃ（ｔｈ３ａ、ｔｈ３ｂ）は、高調波低減部１２２Ａ内のパルス高調波低減部２０４、中央パルス高調波低減部２０６にて生成される。
パルス高調波低減部２０４は、高調波を低減するため、各スイッチング位相ｔｈｉと、各高調波要素の加算値として、インバータ４の出力波形の各次高調波電圧成分に各次重み付け係数ｗ（ｋ）（ｋ＝ｋ１〜ｋｊ）を乗算した値の二乗和との関係を規定した、各スイッチング位相ｔｈｉを変数とする関数Ｙ（ｔｈｉ）を、式（２３）に示すように定義する。なお、式（２３）は、上記実施の形態１における関数Ｙ（ｔｈｉ）を表す式（６）と同一である。即ち、式（２３）において、ｋは低減対象の高調波次数を表し、ここでは、５次、・・・・２５次の、合計８個の種別の次数を対象としているが、これに限るものではない。ここでの重み付け係数ｗ（ｋ）の定義と設定方法は実施の形態１と同様である。

中央パルス高調波レベル決定部２０５では、出力電圧半周期における中央パルス２１１の高調波成分における高調波レベルの閾値、即ち高調波振幅の閾値ｉを、例えば図２８に示すように決定する。図２８に示す例では、ｍ３＜ｍ４となる２つの変調率ｍ３、ｍ４を基準値とし、ｍ≦ｍ３となる変調率ｍの領域を低変調率域、ｍ３＜ｍ≦ｍ４となる変調率ｍの領域を中変調率域、ｍ４≦ｍとなる変調率ｍの領域を高変調率域とする。そして、それぞれの領域において、変調率に対する中央パルス２１１の高調波振幅の閾値ｉを設定している。なお、高調波レベルは、中央パルス２１１の各次数の高調波電圧の二乗和の平方根で規定される。

図２８に示すように、高変調率ほど高調波振幅の閾値ｉが低くなるように設定している。これは、高変調率の時は高負荷、低変調率の時は低負荷である条件のもとに設定したためである。即ち、低変調率では半周期の端部のパルスで高調波が多いと、デッドタイム等の影響で出力電圧波形が崩れて制御が不安定化し易いため、高調波レベルを中央パルスで高くする。逆に、高変調率では、負荷電流が中央パルス付近で高くなるため、高調波損失を低減するために中央パルスの高調波レベルを低くなるようにする。この高調波レベルの閾値ｉ１、ｉ２、ｉ３は、パルス数やスイッチングレグの段数によって変えてよい。

中央パルス高調波低減部２０６では、スイッチング位相ｔｈ３ａ、ｔｈ３ｂにより生成される中央パルス２１１について、各次高調波電圧成分の二乗和の平方根で規定される高調波レベルである高調波振幅と閾値ｉとの関係を規定した、スイッチング位相ｔｈ３ａ、ｔｈ３ｂを変数とした関数Ｙｃ（ｔｈ３ａ、ｔｈ３ｂ）を、式（２４）に示すように定義する。
式（２４）において、ｋは式（２３）と同様に低減対象の高調波次数を表し、ここでは、５次、・・・・１３次の、合計４個の種別の次数を対象としている。そして、後述する式（２５）、式（２６）において、式（２４）での５次〜１３次の高調波成分の二乗和が高調波レベルの閾値ｉの二乗の値以下となるスイッチング位相を得ることを目的としている。

更に、関数合成部１２３は、式（２５）に示すように、関数ｆ、関数ｆｃ、関数Ｙおよび関数Ｙｃの自由度（変数としてのスイッチング位相ｔｈｉの数が相当し、ここでは６個の変数）に更に追加変数を付加して自由度を増やした評価関数Ｘを定義する。この評価関数Ｘは、インバータ４の出力波形で変調率を確保し、各次高調波電圧成分の二乗和を低減し、また中央パルス２１１の基本波が変調率ｍと比率ｊとの積で求められる中央パルス用基本波振幅を確保し、かつ、中央パルス２１１の各次高調波電圧の二乗和が決定された閾値（ｉ^２）以下となるように定義される。
具体的には、式（２３）に示す関数Ｙ（ｔｈｉ）と、式（２１）、式（２２）、式（２４）に示す、関数ｆ（ｔｈｉ）、関数ｆｃ（ｔｈ３ａ，ｔｈ３ｂ）、関数Ｙｃ（ｔｈ３ａ，ｔｈ３ｂ）にそれぞれ重み付け変数α、β、γを乗算した値との和である、各スイッチング位相ｔｈｉおよび重み付け変数α、β、γを変数とする評価関数Ｘ（ｔｈｉ、α、β、γ）を定義している。

そして、スイッチング位相算出部１２４は、この評価関数Ｘ（ｔｈｉ、α、β、γ）の９個の変数α、β、γ、ｔｈ１ａ〜ｔｈ３ｂの偏微分を取り、それらを０または０以下と置く、式（２６）に示す９元連立方程式を作成する。そして、この９元連立方程式を、例えば、Ｎｅｗｔｏｎ法を用いて解くことにより、要求された変調率ｍを確保するとともに、多くの次数の高調波電圧成分の総合的な値を最小とし、さらに中央パルス２１１の基本波振幅の変調率ｍに対する比率や、中央パルス２１１の多くの次数の高調波電圧成分を、変調率をもとに適切になるように設定したスイッチングパターンを得ることができる。

以上のように、この発明の実施の形態６による電力変換装置では、スイッチングパターン決定部１２Ｂ内の変調率確保部１２１Ａが、第１関数として、基本第１関数（関数ｆ）および補助第１関数（関数ｆｃ）を設定し、高調波低減部１２２Ａが、第２関数として、基本第２関数（関数Ｙ）および補助第２関数（関数Ｙｃ）を設定する。そして、これらの関数と追加変数とから得られる評価関数Ｘを用いてスイッチングパターンを決定する。これにより、上記実施の形態１で説明した効果に加え、中央パルス２１１の基本波振幅の変調率ｍに対する比率や、中央パルス２１１の多くの次数の高調波電圧成分を、変調率をもとに適切に制御できる。このため、多くの次数の高調波電圧成分を最小にするだけでなく、負荷や出力電圧の大きさによらず、スイッチング損失及びそれによるスイッチング素子の熱発生が少なく、かつ低電圧でも安定した制御ができる。

そのため、多くの次数の高調波電圧成分を最小にするだけでなく、負荷や出力電圧の大きさによらず、スイッチング損失及びそれによるスイッチング素子の熱発生が少なく、かつ低電圧でも安定した制御ができるスイッチングパターンを得ることができる。
また、インバータ４の出力電圧半周期の一部区間の波形として、位相（１／２）π、（３／２）πを挟む中央パルス２１１を用いた。中央パルス２１１は、出力電圧波形への貢献および影響が大きい部分であり、所望のスイッチングパターンが効果的に得られる。

なお、中央パルス比率決定部２０２における変調率の各基準値ｍ１、ｍ２と、中央パルス高調波レベル決定部２０５における変調率の各基準値ｍ３、ｍ４とは、同じでもよいし、異なっていてもよい。また、中央パルス比率決定部２０２、中央パルス高調波レベル決定部２０５で用いる各変調率の基準値の個数も２個に限らず、３個以上でも良い。

また、中央パルス高調波低減部２０６では、低減する高調波次数ｋの種別を式（２４）に示すように４個としたが、パルス高調波低減部２０４と同じ次数種別、即ち５次から２５次までの８個としてもよいし、それ以上の種別数を低減対象にしてもよい。

さらにまた、上記実施の形態６では、インバータ４の出力電圧半周期の一部区間の波形として、中央パルス２１１を用いたが、この限りではない。基本波振幅の変調率ｍに対する比率を設定する一部区間の位相範囲は自由に設定してよい。

実施の形態７．
次に、この発明の実施の形態７における電力変換装置について説明する。この実施の形態７では、上記実施の形態６と同様に、中央パルスに着目してスイッチングパターンを決定するものであり、複数のスイッチングレグの制御をバランスさせるものである。
図２９は、この実施の形態７によるスイッチングパターン決定部１２Ｃの内部構成を示す図である。その他の構成は上記実施の形態１と同様である。
また、図３０は、変調率ｍ、パルス数Ｐｎｕｍ＝５の場合における、１周期（２π）にわたる、出力電圧波形の例であり、５レベルインバータ４の単相分の出力電圧波形と、直列接続された２つのスイッチングレグ８ａ、８ｂの出力電圧波形との関係を示したものである。

図３０に示すように、５レベルインバータ４で出力される出力電圧波形において、半周期の一部区間である、位相（１／２）π、（３／２）πをそれぞれ挟む所定の中央区間に、出力電圧波形の部分波形である中央パルス列２１２がある。この中央パルス列２１２は、スイッチングレグ８ａの出力電圧ＶＬａにおける３個の中央パルスから成る中央パルス列２１２ａと、スイッチングレグ８ｂの出力電圧ＶＬｂにおける３個の中央パルスから成る中央パルス列２１２ｂとを加算して構成される。
この実施の形態では、スイッチングパターン決定部１２Ｃが、以下のようにスイッチングパターンを決定する。各スイッチングレグ８ａ、８ｂの出力波形全体の基本波を確保すると共に、スイッチングレグ８ａ、８ｂの中央パルス列２１２の基本波の振幅差を低減する。同時に、５レベルインバータ４の出力波形全体の各次高調波成分を低減し、かつ各スイッチングレグ８ａ、８ｂの中央パルス列２１２における各次高調波成分を低減する。

図２９に示すように、スイッチングパターン決定部１２Ｃは、変調率確保部１２１Ｂと、高調波低減部１２２Ｂと、関数合成部１２３と、スイッチング位相算出部１２４と、スイッチングパターン記憶部１２５とから構成される。
変調率確保部１２１Ｂは、各レグパルス基本波確保部２２１と、各レグ中央パルス基本波振幅差確保部２２２とから構成され、第１関数として、各スイッチングレグ８ａ、８ｂ毎の基本第１関数（関数ｆａ、関数ｆｂ）とバランス関数（関数ｆｄ）とを設定する。なお、関数ｆａ、関数ｆｂは上記実施の形態４と同様に設定されるものである。

各レグパルス基本波確保部２２１は、各スイッチングレグ８ａ、８ｂ毎に同一の変調率を確保するための関数であって、変調率、パルス数およびスイッチングレグ段数に基づき、インバータ４の出力電圧半周期の基本波成分と変調率とを関係づける基本第１関数として、各スイッチングレグ８ａ、８ｂ毎に関数ｆａ、関数ｆｂを生成する。
各レグ中央パルス基本波振幅差確保部２２２は、変調率、パルス数、スイッチングレグ段数に基づき、出力電圧半周期における、２つのスイッチングレグ８ａ、８ｂの中央パルス列２１２の基本波成分の振幅差と、予め設定した上限値とを関係づけるバランス関数として関数ｆｄを生成する。

高調波低減部１２２Ｂは、パルス高調波低減部２２３と、各レグ中央パルス高調波低減部２２４とから構成され、第２関数として、基本第２関数（関数Ｙ）と各スイッチングレグ８ａ、８ｂ毎の補助第２関数（関数Ｙｃａ、関数Ｙｃｂ）とを設定する。
パルス高調波低減部２２３は、インバータ４の出力波形の高調波成分を低減するための関数であって、パルス数およびスイッチングレグ段数に基づき、インバータ４の出力電圧半周期の各次高調波成分で決まる各次高調波要素の加算値である基本第２関数として関数Ｙを生成する。なお、この関数Ｙは上記実施の形態１における関数Ｙと同じ関数である。
各レグ中央パルス高調波低減部２２４は、各スイッチングレグ８ａ、８ｂの中央パルス列２１２の各次高調波成分で決まる各次高調波要素の加算値と、変調率に応じて予め設定された高調波レベルの閾値ｉとを関係づける補助第２関数として、各スイッチングレグ８ａ、８ｂ毎に関数Ｙｃａ、関数Ｙｃｂを生成する。

関数合成部１２３は、第１関数である関数ｆａ、関数ｆｂおよび関数ｆｄと、第２関数である関数Ｙおよび関数Ｙｃａ、関数Ｙｃｂと、１以上の追加変数とからなる第３関数である評価関数Ｘを設定する。スイッチング位相算出部１２４は、評価関数Ｘをスイッチング位相および追加変数について最小化することにより変調率を確保するとともに各次高調波要素の加算値を低減するスイッチング位相を算出する。そしてスイッチングパターン記憶部１２５は、スイッチング位相算出部１２４で算出されたスイッチング位相で決まるスイッチングパターンを各変調率および各パルス数毎に記憶する。

以上の第１関数（基本第１関数ｆａ、ｆｂおよびバランス関数ｆｄ）、第２関数（基本第２関数Ｙおよび補助第２関数Ｙｃａ、Ｙｃｂ）、および評価関数Ｘの具体例を以下に示す。ここでは、式（２７）〜式（２９）に示す３つの関数で第１関数を定義し、式（３０）〜式（３２）に示す３つの関数で第２関数を定義し、式（３３）に示す関数で評価関数を定義する。

変調率確保部１２１Ｂ内の各レグパルス基本波確保部２２１は、スイッチングレグ８ａ、８ｂの負担の均一化を図るため、出力する変調率ｍをスイッチングレグ８ａ、８ｂの両者で互いに等分に分担するように、各スイッチングレグ８ａ、８ｂ毎に、各スイッチング位相を変数とする関数ｆａ、関数ｆｂを、式（２７）、式（２８）に示すように定義する。即ち、関数ｆａは、スイッチングレグ８ａのスイッチング位相（ｔｈ１ａ、ｔｈ２ａ、ｔｈ３ａ、ｔｈ４ａ、ｔｈ５ａ）と変調率ｍとの関係を規定した、スイッチングレグ８ａのスイッチング位相を変数とする関数である。また、関数ｆｂは、スイッチングレグ８ｂのスイッチング位相（ｔｈ１ｂ、ｔｈ２ｂ、ｔｈ３ｂ、ｔｈ４ｂ、ｔｈ５ｂ）と変調率ｍとの関係を規定した、スイッチングレグ８ｂのスイッチング位相を変数とする関数である。

また、変調率確保部１２１Ｂ内の各レグ中央パルス基本波振幅差確保部２２２は、２つのスイッチングレグ８ａ、８ｂの中央パルス列２１２の基本波成分の振幅差と、予め設定した上限値ｄｉｆｆｌｉｍとを関係づける関数ｆｄを、式（２９）に示すように定義する。即ち、関数ｆｄは、スイッチングレグ８ａにおけるスイッチング位相（ｔｈ３ａ、ｔｈ４ａ、ｔｈ５ａ）で定義した中央パルス列２１２ａの基本波振幅と、スイッチングレグ８ｂにおけるスイッチング位相（ｔｈ３ｂ、ｔｈ４ｂ、ｔｈ５ｂ）で定義した中央パルス列２１２ｂの基本波振幅との差と、上限値ｄｉｆｆｌｉｍとの関係を規定した、スイッチングレグ８ａ、８ｂのスイッチング位相（ｔｈ３ａ、ｔｈ４ａ、ｔｈ５ａ、ｔｈ３ｂ、ｔｈ４ｂ、ｔｈ５ｂ）を変数とする関数である。また、関数ｆｄは、それぞれ関数合成部１２３およびスイッチング位相算出部１２４により定義される、後段で説明する式（３３）および式（３４）に反映されることで、スイッチングレグ８ａ、８ｂの中央パルス列２１２ａ、２１２ｂの基本波振幅の差≦上限値ｄｉｆｆｌｉｍを確保するものである。

高調波低減部１２２Ｂ内のパルス高調波低減部２２３は、高調波を低減するため、インバータ４の出力波形の各スイッチング位相（ｔｈ１ａ〜ｔｈ５ａ、ｔｈ１ｂ〜ｔｈ５ｂ：以下ｔｈｉとする）と、各高調波要素の加算値として、インバータ４の出力波形の各次高調波電圧成分に各次重み付け係数ｗ（ｋ）（ｋ＝ｋ１〜ｋｊ）を乗算した値の二乗和との関係を規定した、各スイッチング位相ｔｈｉを変数とする関数Ｙ（ｔｈｉ）を、式（３０）に示すように定義する。
なお、式（３０）は、上記実施の形態１における関数Ｙ（ｔｈｉ）を表す式（６）と同様に設定されるが、ここでは低減対象の高調波次数の種別数を１０個としている。即ち、式（３０）において、ｋは低減対象の高調波次数を表し、ここでは、５次、・・・・３１次の、合計１０個の種別の次数を対象としている。ここでの重み付け係数ｗ（ｋ）の定義と設定方法は実施の形態１と同様である。

また、高調波低減部１２２Ｂ内の各レグ中央パルス高調波低減部２２４は、各スイッチングレグ８ａ、８ｂ毎に、中央パルス列２１２ａ、２１２ｂの各次高調波要素の加算値と、高調波レベルの閾値ｉとを関係づける補助第２関数として、各スイッチングレグ８ａ、８ｂのスイッチング位相を変数とする関数Ｙｃａ、関数Ｙｃｂを、式（３１）、式（３２）に示すように定義する。即ち、関数Ｙｃａは、スイッチングレグ８ａのスイッチング位相（ｔｈ３ａ、ｔｈ４ａ、ｔｈ５ａ）を変数とし、関数Ｙｃｂは、スイッチングレグ８ｂのスイッチング位相（ｔｈ３ｂ、ｔｈ４ｂ、ｔｈ５ｂ）を変数として定義される。また、各次高調波電圧成分の二乗和の平方根で規定される高調波レベルである高調波振幅の閾値ｉは、変調率毎に予め設定される。
式（３１）、式（３２）において、ｋは式（３０）と同様に低減対象の高調波次数を表し、ここでは、５次、・・・・１３次の、合計４個の種別の次数を対象としている。

更に、関数合成部１２３は、式（３３）に示すように、関数ｆａ、関数ｆｂ、関数ｆｄ、関数Ｙ、関数Ｙｃａ、および関数Ｙｃｂの自由度（変数としてのスイッチング位相ｔｈｉの数が相当し、ここでは１０個の変数）に更に追加変数を付加して自由度を増やした評価関数Ｘを定義する。この評価関数Ｘは、インバータ４の各スイッチングレグ８ａ、８ｂによる出力波形で変調率を等分に負担して基本波成分を確保し、各次高調波電圧成分の二乗和を低減するように設定される。また同時に、２つのスイッチングレグ８ａ、８ｂの中央パルス列２１２ａ、２１２ｂの基本波振幅の差が上限値以下となるように該基本波振幅を確保し、かつ、各中央パルス列２１２ａ、２１２ｂの各次高調波電圧の二乗和が決定された閾値（ｉ^２）以下となるように定義される。

具体的には、式（３０）に示す関数Ｙ（ｔｈｉ）と、式（２７）〜式（２９）、式（３１）、式（３２）に示す、関数ｆａ、関数ｆｂ、関数ｆｄ、関数Ｙｃａ、関数Ｙｃｂにそれぞれ重み付け変数α１、α２、β、γ、δを乗算した値との和である、各スイッチング位相ｔｈｉ及び重みづけ変数α１、α２、β、γ、δを変数とする評価関数Ｘ（ｔｈｉ、α１、α２、β、γ、δ）を定義している。

そして、スイッチング位相算出部１２４は、この評価関数Ｘ（ｔｈｉ、α１、α２、β、γ、δ）の１５個の変数α１、α２、β、γ、δ、ｔｈ１ａ〜ｔｈ５ｂの偏微分を取り、それらを０または０以下と置く、式（３４）に示す１５元連立方程式を作成する。そして、この１５元連立方程式を、例えば、Ｎｅｗｔｏｎ法を用いて解くことにより、所望のスイッチングパターンを得ることができる。即ち、各スイッチングレグ８ａ、８ｂが等分の負担により要求された変調率ｍを確保するとともに、多くの次数の高調波電圧成分の総合的な値を最小とできる。さらに２つのスイッチングレグ８ａ、８ｂの中央パルス列２１２ａ、２１２ｂの基本波振幅の差を低減し、かつ各中央パルス列２１２ａ、２１２ｂの各次高調波電圧成分を低減できるスイッチングパターンが得られる。

以上のように、この発明の実施の形態７による電力変換装置では、スイッチングパターン決定部１２Ｃ内の変調率確保部１２１Ｂが、第１関数として、各スイッチングレグ８ａ、８ｂ毎の基本第１関数（関数ｆａ、関数ｆｂ）とバランス関数（関数ｆｄ）とを設定し、高調波低減部１２２Ｂが、第２関数として、基本第２関数（関数Ｙ）と各スイッチングレグ８ａ、８ｂ毎の補助第２関数（関数Ｙｃａ、関数Ｙｃｂ）とを設定する。そして、これらの関数と追加変数とから得られる評価関数Ｘを用いてスイッチングパターンを決定する。これにより、上記実施の形態１で説明した効果に加え、各スイッチングレグ８ａ、８ｂの負担を均一化でき、さらに２つのスイッチングレグ８ａ、８ｂの中央パルス列２１２ａ、２１２ｂの基本波振幅の差を低減し、かつ各中央パルス列２１２ａ、２１２ｂの各次高調波電圧成分を低減できる。

これにより、複数のスイッチングレグ構成によるマルチレベルインバータにおいても、スイッチング損失のアンバランスを低減し、素子の寿命を長くできるだけでなく、スイッチング損失及び高調波によるモータ損失を低減したスイッチングを実現できる。

また、上記実施の形態４で示したような、複数のスイッチングパターンを所定の周期で入れ替えるようにゲート信号１７を生成する場合では、スイッチングレグの段数が増えると入れ替えシーケンスが複雑になり、また入れ替え周期が長くなるため、スイッチングレグ間のアンバランス解消が難しい。この実施の形態では、予め各スイッチングレグの高調波損失を抑え、各損失アンバランスを低減したスイッチングパターンを決定して用いるためスイッチングレグの段数が多い場合にも有効である。

なお、各スイッチングレグ８ａ、８ｂの中央パルス列２１２ａ、２１２ｂの基本波振幅の差に対する上限値ｄｉｆｆｌｉｍは、変調率毎に値を設定してもよい。また、予め変調率に対して上限値ｄｉｆｆｌｉｍを段階的に複数種設定して、決定しても良い。

また、高調波レベルである高調波振幅の閾値ｉは、変調率と対応した閾値ｉのテーブルを予め設けても良い。また、上記実施の形態６と同様の中央パルス高調波レベル決定部２０５を備えて、図３１に示すように、変調率に応じて段階的に設定しても良い。

実施の形態８．
次に、この発明の実施の形態８における電力変換装置について説明する。電力変換装置の全体構成は、上記実施の形態１の図１、図２で示したものと同様である。この場合、制御部１０内のパルス数決定部１３の動作が異なる。
ところで、電力変換装置２のインバータ４において、直列に接続される３レベルスイッチングレグ８ａ、８ｂの段数が増えると、インバータ４から出力できる電圧レベルが増える。基本波半周期での各スイッチングレグ８ａ、８ｂから出力されるパルス数を増やすと、スイッチング回数も１／４周期で（パルス数増加分×段数）分増える。例えば、基本波半周期で各スイッチングレグ８ａ、８ｂが出力する３レベル電圧のパルス数Ｐｎｕｍを３パルスから５パルス、あるいは５パルスから３パルスに変えると、１／４周期のインバータ４でのスイッチング回数はパルス増分×２段＝４回増減する。つまり、パルス数の増減によりスイッチング回数の増減分はレグ段数に比例して増える。

パルス数決定部１３は、インバータ４の出力周波数指令値Ｆｃに基づき、ＰＷＭ制御における基本波半周期当たりのパルス数Ｐｎｕｍを決定する。これは、スイッチング速度が遅い大容量インバータでも、スイッチングが追従できるように、高速運転になるとスイッチング回数を減らすためである。
この実施の形態８では、パルス数決定部１３は、インバータ４の出力周波数指令値Ｆｃと変調率とに応じて、複数のスイッチングレグ８ａ、８ｂ毎にパルス数を決定してパルス数の組み合わせを出力するものとする。

図３２は、この実施の形態におけるパルス数決定部１３による動作を説明する図であり、パルス数決定条件の一例を示したものである。
図３２に示すように、インバータ４の出力周波数指令値Ｆｃ（横軸）と、変調率に相当する出力電圧振幅値Ｖｐ（縦軸）に応じて、スイッチングレグ８ａ、８ｂのパルス数の組み合わせが決定される。この場合、周波数指令値Ｆｃの基準値Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３、Ｆ４と、電圧振幅値Ｖｐの基準値Ｖｐ１を設定し、その条件の組み合わせにより、９通りのパルス数の組み合わせが決定される。

具体的には次のようになる。まず、周波数指令値Ｆｃが、５個の領域、即ち、Ｆｃ＜Ｆ１、Ｆ１≦Ｆｃ＜Ｆ２、Ｆ２≦Ｆｃ＜Ｆ３、Ｆ３≦Ｆｃ＜Ｆ４、Ｆ４≦Ｆｃ、のどの領域内であるかにより基本のパルス数が決定され、基本のパルス数は順に９、７、５、３、１となる。
そして、上記５つの領域のそれぞれにおいて、電圧振幅値Ｖｐが、Ｖｐ１以上か未満かにより、各スイッチングレグ８ａ、８ｂのパルス数が同じか異なるかが決定される。異なるパルス数の組み合わせとなる場合は、基本のパルス数と、基本のパルス数より２個少ないパルス数との組み合わせとなる。

各スイッチングレグ８ａ、８ｂのパルス数が異なる場合のスイッチングパターンの決定について、以下に説明する。例えば、上記実施の形態１の図８で示したスイッチングパターン決定部１２によりスイッチングパターンを決定する例を示す。
図３３は、パルス数決定部１３で決定されるパルス数の組み合わせが、５パルス＋３パルスである場合の、５レベルインバータ４の単相分の出力電圧波形を示す図である。この場合、スイッチングレグ８ａのパルス数が３で、スイッチングレグ８ｂのパルス数が５であり、５レベルインバータ４の単相分の出力電圧波形と、直列接続された２つのスイッチングレグ８ａ、８ｂの出力電圧波形との関係が図３３に示されている。

まず、変調率確保部１２１は、式（３５）、式（３６）に示すように、スイッチングレグ８ａ、８ｂのそれぞれについて、スイッチング位相と変調率との関係を規定する第１関数としての、関数ｆａ（ｔｈ１ａ、ｔｈ２ａ、ｔｈ３ａ）および関数ｆｂ（ｔｈ１ｂ、ｔｈ２ｂ、ｔｈ３ｂ、ｔｈ４ｂ、ｔｈ５ｂ）を定義する。この場合、スイッチングレグ８ａ、８ｂの負担の均一化を図るため、出力する変調率ｍをスイッチングレグ８ａ、８ｂの両者で互いに等分に分担するように、関数ｆａ、関数ｆｂを設定する。

次に、高調波低減部１２２は、式（３７）に示すように、高調波を低減するため、各スイッチング位相ｔｈｉと、各高調波要素の加算値として、インバータ４の出力波形の各次高調波電圧成分に各次重み付け係数ｗ（ｋ）（ｋ＝ｋ１〜ｋｊ）を乗算した値の二乗和との関係を規定した、各スイッチング位相ｔｈｉを変数とする第２関数Ｙ（ｔｈｉ）を定義する。
式（３７）において、ｋは低減対象の高調波次数を表し、ここでは、５次、・・・、３１次の、合計１０個の種別の次数を対象としているが、これに限られることはない。

更に、関数合成部１２３は、式（３８）に示すように、変調率を確保し各次高調波電圧成分に係る上述した二乗和を低減するため、第１関数ｆａ、ｆｂと第２関数Ｙの自由度（変数としてのスイッチング位相ｔｈｉの数が相当し、ここでは８個の変数）に更に追加変数を付加して自由度を増やした評価関数Ｘを定義する。
具体的には、式（３７）に示す関数Ｙ（ｔｈｉ）と、式（３５）、式（３６）に示す関数ｆａ、ｆｂに、それぞれ重み付け変数α１、α２を乗算した値との和である、各スイッチング位相ｔｈｉおよび重み付け変数α１、α２を変数とする評価関数Ｘ（ｔｈｉ、α１、α２）を定義している。

そして、スイッチング位相算出部１２４は、この評価関数Ｘ（ｔｈｉ、α１、α２）の１０個の変数α１、α２、ｔｈ１ａ〜ｔｈ５ｂの偏微分を取り、それらをすべて０と置く、式（３９）に示す１０元連立方程式を作成する。そして、この１０元連立方程式を、例えば、Ｎｅｗｔｏｎ法を用いて解く。これにより、異なるパルス数の組み合わせで、要求された変調率ｍを確保し、かつ、スイッチングレグ８ａ、８ｂの負担が均一となり、多くの次数の高調波電圧成分の総合的な値を最小とするスイッチングパターンを得ることができる。

以上のように、この実施の形態では、パルス数決定部１３は、インバータ４の出力周波数指令値Ｆｃと変調率とに応じて、複数のスイッチングレグ８ａ、８ｂ毎にパルス数を決定してパルス数の組み合わせを出力するものとした。このため、パルス数の組み合わせを変調率に応じて変えることができ、同一時間内での、単位出力電圧あたりのスイッチング回数の変動を小さくし、運転周波数、変調率の変動によらず、スイッチング損失を低減できる。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

Claims (18)

1. スイッチング素子を備え直流電圧源の直流電圧を入力し可変電圧可変周波数の交流電圧に変換して負荷に出力するインバータと、出力電圧指令値と出力周波数指令値とに基づき前記スイッチング素子のオンオフ駆動をＰＷＭ制御する制御部とを備えた電力変換装置において、
   前記制御部は、
   前記直流電圧源の直流電圧と前記出力電圧指令値とに基づき前記インバータの変調率を演算する変調率演算器と、
   前記出力周波数指令値に基づき前記ＰＷＭ制御における基本波半周期当たりのパルス数を決定するパルス数決定部と、
   前記変調率および前記パルス数に応じて前記スイッチング素子をオンオフ駆動するタイミングであるスイッチング位相を特定するスイッチングパターンを予め演算により求め前記変調率および前記パルス数毎に記憶するスイッチングパターン決定部と、
   前記変調率演算器からの前記変調率と前記パルス数決定部からの前記パルス数とに対応する前記スイッチングパターンを前記スイッチングパターン決定部から読み出し、当該スイッチングパターンに基づき前記スイッチング素子をオンオフ駆動するゲート信号を生成するゲート信号生成部とを備え、
   前記スイッチングパターン決定部は、
   前記変調率を確保するための関数であって、前記インバータの出力波形の基本波成分と前記変調率とを関係づける、前記スイッチング位相を変数とする第１関数を生成する変調率確保部と、
   前記インバータの出力波形の高調波成分を低減するための関数であって、前記インバータの出力波形の各次高調波成分で決まる各次高調波要素の加算値である、前記スイッチング位相を変数とする第２関数を生成する高調波低減部と、
   前記第１関数と前記第２関数と１以上の追加変数とからなり、前記スイッチング位相および前記追加変数を変数とする第３関数を設定する関数合成部と、
   前記第３関数を前記スイッチング位相および前記追加変数について最小化することにより前記変調率を確保するとともに前記各次高調波要素の加算値を低減する前記スイッチング位相を算出するスイッチング位相算出部と、
   算出された前記スイッチング位相で特定される前記スイッチングパターンを前記各変調率および前記各パルス数毎に記憶するスイッチングパターン記憶部とを備えた、
   電力変換装置。
2. 前記各次高調波要素は、各次高調波電圧成分または各次高調波電流成分であり、該成分の各次２乗値の加算値を前記第２関数とした、
   請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記各次高調波要素は、各次高調波電圧成分と各次高調波電流成分との乗算値であり、該乗算値の各次加算値を前記第２関数とした、
   請求項１記載の電力変換装置。
4. 前記ＰＷＭ制御における基本波周波数を基準とする前記各次高調波要素の次数は、自然数ｎを用いると６ｎ±１次である、
   請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記インバータを、各相毎に２レベルまたは３レベルのスイッチングレグを２以上直列に接続して前記変調率の電圧を出力する構成とした、
   請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記変調率確保部は、前記第１関数として、前記インバータの出力電圧半周期の基本波成分と前記変調率とを関係づける基本第１関数と、前記インバータの出力電圧半周期内の一部区間における部分基本波成分と前記変調率とを関係づける補助第１関数とを生成する、
   請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記高調波低減部は、前記第２関数として、前記インバータの出力電圧半周期における前記各次高調波要素の加算値である基本第２関数と、前記インバータの出力電圧半周期内の一部区間における前記各次高調波要素の加算値と高調波レベルの閾値とを関係づける補助第２関数とを生成する、
   請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記変調率確保部は、前記第１関数として、前記複数のスイッチングレグ毎に出力電圧半周期の基本波成分と前記変調率とを関係づける複数の基本第１関数と、前記複数のスイッチングレグにおける出力電圧半周期内の一部区間における部分基本波成分の振幅差と該振幅差の上限値とを関係づけるバランス関数とを生成する、
   請求項５記載の電力変換装置。
9. 前記高調波低減部は、前記第２関数として、前記インバータの出力電圧半周期における前記各次高調波要素の加算値である基本第２関数と、前記複数のスイッチングレグ毎に出力電圧半周期内の一部区間における前記各次高調波要素の加算値と高調波レベルの閾値とを関係づける複数の補助第２関数とを生成する、
   請求項５または請求項８に記載の電力変換装置。
10. 前記インバータの出力電圧半周期内の前記一部区間は、該出力電圧半周期内の中央区間であって、少なくとも１つの中央パルスを含む区間である、
    請求項６から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
11. 前記パルス数決定部は、前記複数のスイッチングレグ毎にパルス数を決定して該パルス数の組み合わせを出力する、
    請求項５、請求項８、請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
12. 前記ゲート信号生成部は、前記直列に接続された各スイッチングレグの負担が均等化するように、前記各スイッチングレグのスイッチングパターンを予め定められた周期で入れ替えるスイッチングパターン入れ替え部を備えた、
    請求項５、請求項８、請求項９、請求項１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
13. 前記スイッチングパターン入れ替え部は、前記負荷に出力される電流に応じて、前記スイッチングパターンを入れ替える前記周期を切り替える、
    請求項１２記載の電力変換装置。
14. 前記スイッチング素子に流れる電流を検出する素子電流検出部を備え、前記スイッチングパターン入れ替え部は、前記素子電流検出部の出力に応じて前記スイッチングパターンを入れ替える前記周期を切り替える、
    請求項１２または請求項１３に記載の電力変換装置。
15. 前記スイッチング素子の温度を検出する素子温度検出部を備え、前記スイッチングパターン入れ替え部は、前記素子温度検出部の出力に応じて前記スイッチングパターンを入れ替える前記周期を切り替える、
    請求項１２から請求項１４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
16. 前記直流電圧源が正極側コンデンサと負極側コンデンサとの直列接続体に接続され、
    前記制御部は、前記正極側コンデンサの電圧に基づき前記交流電圧の正極側成分を出力し、前記負極側コンデンサの電圧に基づき前記交流電圧の負極側成分を出力するように前記インバータをＰＷＭ制御し、
    前記ゲート信号生成部は、前記正極側コンデンサの電圧と前記負極側コンデンサの電圧とが均等化するように、前記スイッチングパターンで特定された前記スイッチング位相を補正するパルス補正部を備えた、
    請求項１から請求項１５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
17. 前記正極側コンデンサの電圧と前記負極側コンデンサの電圧との差を中性点電圧として検出する中性点電圧検出部を備え、前記パルス補正部は、前記中性点電圧検出部の出力に基づき前記スイッチング位相を補正する、
    請求項１６記載の電力変換装置。
18. 前記正極側コンデンサと前記負極側コンデンサとの接続点に流入する電流を中性点電流として検出する中性点電流検出部を備え、前記パルス補正部は、前記中性点電流検出部の出力に基づき前記スイッチング位相を補正する、
    請求項１６記載の電力変換装置。

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