CN103701385A

CN103701385A - 感应电机v/f开环控制振荡的抑制方法

Info

Publication number: CN103701385A
Application number: CN201310692016.9A
Authority: CN
Inventors: 陶文涛; 康现伟; 王国强; 王胜勇
Original assignee: Wisdri Wuhan Automation Co Ltd
Current assignee: Wisdri Wuhan Automation Co Ltd
Priority date: 2013-12-17
Filing date: 2013-12-17
Publication date: 2014-04-02
Anticipated expiration: 2033-12-17
Also published as: CN103701385B

Abstract

本发明提供一种感应电机V/F开环控制振荡的抑制方法，包括以下步骤：采集电机三相电流，利用park变换将三相电流变换到以定子电压矢量为d轴的同步旋转坐标上，获得无功电流；对于V/F控制，给定子电压矢量的同步旋转频率增加一个辅助分量输入至常规的电压源型SVPWM调制系统中。本发明通过一个惯性滤波环节，代替了传统的PI控制器，只需要给已知的定子电压矢量的同步旋转频率增加辅助分量，不依赖电机参数即可抑制开环VF控制空载或轻载电机振荡。

Description

感应电机V/F开环控制振荡的抑制方法

技术领域

本发明涉及交流传动控制技术，具体涉及变频器采用V/F控制时系统在空载和轻载情况下振荡进行抑制的方法。

背景技术

近年来，通用变频器作为节约能源的关键设备取得了长足的发展，在风机，水泵驱动应用上应用十分广泛。这类变频器主要采用VVVF控制方式，其算法简单且不依赖电极参数。基于V/F开环控制的电机在空载或者轻载时容易出现电流畸变甚至振荡，当振荡达到一定值时会引起变频器动作，甚至可能会损坏功率器件。为了提高V/F控制系统的稳定性，许多学者对此进行了研究。根据直流母线电压的波动对系统振荡行进行判断进而进行振荡抑制，但这种方法由于太依赖于直流母线电压即直流母线电压的波动不一定是系统振荡一起；有根据定子电压定向进行同步坐标变换，分解出电机的有功电流和无功电流，通过PI调节器使无功电流保持恒定来抑制电机振荡，但这种方式要知道电机无功电流，工程上一般都用电机的空载激磁电流近似电机的无功电流，但空载激磁电流的获得一定要整定电机参数。

发明内容

本发明要解决的技术问题是：提供一种感应电机V/F开环控制振荡的抑制方法，不依赖电机参数即可抑制开环V/F控制空载或轻载电机振荡。

本发明为解决上述技术问题所采取的技术方案为：一种感应电机V/F开环控制振荡的抑制方法，其特征在于：它包括以下步骤：

步骤1、采样三相电流i_a、i_b、i_c，利用park变换将三相电流变换到以定子电压矢量为d轴的同步旋转坐标上，获得无功电流i_q；

步骤2、对于V/F控制系统，对于给定频率f，其输出电压

\{\begin{matrix} U_{s} = V_{e} \frac{f}{f_{e}} & (f < f_{e}) \\ U_{s} = V_{e} & (f &GreaterEqual; f_{e}) \end{matrix};

其中f_e、V_e为电机的额定频率和额定电压，U_S为系统输出电压；

在给定频率f上增加一个辅助分量Δf，系统以输出电压U_S，以输出频率f+Δf作为同步速发波处理；其中：

Δf = K_{p} (1 - \frac{1}{Ts + 1}) i_{q} = K_{p} i_{q} - {Δf}_{1};

式中K_P为比例增益，Δf₁为中间量；

将系统离散化为

Δf [n] = K_{p} i_{q} - \frac{K_{p} \times i_{q} \times ΔT + T \times Δ f_{1} [n - 1]}{T + ΔT}

式中T为滤波时间常数，ΔT为采样时间，Δf[n]为当前拍的给定频率，Δf₁[n-1]为Δf₁上一拍的修正量。

按上述方案，所述无功电流i_q表达式为：

i_{q} = \frac{2}{3} [- i_{a} \sin θ - i_{b} \sin (θ - 2 π / 3) - i_{c} \sin (θ + 2 π / 3)],

式中θ为定子电压矢量的旋转角度，且θ=∫2π(f[n-1]+Δf[n-1])dt，其中f[n-1]为上一拍定子电压矢量的同步旋转频率，Δf[n-1]为上一拍的辅助分量。

按上述方案，它还包括步骤3、对步骤2所述的Δf[n]进行限幅处理。

本发明的有益效果为：本发明通过一个惯性滤波环节，代替了传统的PI控制器，只需要给已知的定子电压矢量的同步旋转频率增加辅助分量，不依赖电机参数即可抑制开环V/F控制空载或轻载电机振荡。本发明控制方法简单实用，具有广泛的应用前景。

附图说明

图1是V/F控制时电压矢量与电流矢量关系图。

图2是V/F开环控制振荡抑制框图。

图3是抑制振荡前后电机定子电流波形图。

具体实施方式

下面结合具体实施例和附图对本发明做进一步说明。

研究表明，V/f控制系统中的振荡与电机电子电阻、漏抗的大小有关系，并与逆变回路的死区设置存在密切的关系。常规的电压源型SVPWM调制系统中，死区时间内，同一相中的上下桥臂均处于关断状态，负载侧能量向主回路电容回馈，因此稳定运行是仍然存在有功与无功能量的波动。这一波动导致转矩波动即电机转速波动，在空轻载等阻尼情况下，激发电机转子持续振荡，变频器输出电流大幅振荡。

在dq旋转坐标系下，将d轴定位在ψ_s矢量方向，则异步电机数学模型可表示为

式中

A_{1} = - (\frac{R_{2} L_{s}}{L_{m}} + \frac{L_{s} L_{r} δ}{L_{m}}) s; A_{2} = \frac{L_{s} L_{r} δ}{L_{m}} (ω_{e} - ω_{e});

A_{3} = - \frac{L_{s} L_{r} δ}{L_{m}} (ω_{e} - ω_{e}); A_{4} = - (\frac{R_{2} L_{s}}{L_{m}} + \frac{L_{s} L_{r} δ}{L_{m}}) s

R₁，R₂为dq坐标下定转子电阻，ω_e，ω_r为电机同步和转子角频率，

L_s，L_r，L_m为dq坐标下定转子自感和互感，

i_sd，i_sq，ψ_sd、ψ_sq为dq坐标下电流与磁链分量，

为电机漏磁系数。在稳在稳态情况下，由上式可得到

ψ_{sd} = - \frac{R_{1}}{ω_{e}} i_{sq} - - - (2),

可知，当频率较大时，定子磁链在d轴上的分量ψ_sd很小，定子磁链主要在q轴上，即ψ_s≈ψ_sq。

根据公式（1）推导，可以得出定子磁链ψ_s与i_sq的关系

ψ_{s} = \frac{{L_{r}}^{2} {ω_{s}}^{2} δ^{2} + {R_{s}}^{2}}{{L_{r}}^{2} {ω_{s}}^{2} δ + {R_{2}}^{2}} L_{s} i_{sq} - - - (3),

由于L_r ²ω_s ²δ<<R₂ ²，则上式可简化为

ψ_s≈L_si_sq （4），

由此可知，系统不稳定时电机磁链必然发生振荡。

由电机输出转矩T_e和定子磁链ψ_s的关系

T_e=Kψ_s ²ω_s （5），

此时电机的输出转矩必然也存在振荡。转矩的波动将引起电机和负载产生受迫振荡，在空载、轻载等阻尼较轻的情况下，将激发电机产生振荡，引起系统共振。

由前面推导可以得到，在系统振荡时，控制电机的无功电流使其保持恒定，则能抑制电机转矩的波动，从而使系统的振荡得到抑制。即图1电压矢量与电流矢量关系图中保持无功电流i_q恒定。设逆变器输入电机的三相电流为i_a、i_b、i_c，通过坐标变换将三相电流变换到以定子电压矢量U_s为d轴的同步旋转坐标上，从而实现有功电流与无功电流的解耦。

i_{q} = \frac{2}{3} [i_{a} \sin θ + i_{b} \sin (θ - 2 π / 3) + i_{c} \sin (θ + 2 π / 3)]

（6），

i_{q} = \frac{2}{3} [- i_{a} \sin θ - i_{b} \sin (θ - 2 π / 3) - i_{c} \sin (θ + 2 π / 3)]

式中θ为定子电压矢量的旋转角度。

在V/f控制中，在频率一定时，由VVVf曲线可以得出当前频率对应的输出电压，即

\begin{matrix} U_{s} = V_{e} \frac{f}{f_{e}} & (f < f_{e}) \end{matrix}

（7），

U_s=V_e (f≥f_e)

其中f_e、V_e为电机的额定频率和额定电压。

由电机数学模型可得，对于V/f控制，定子电压矢量的同步旋转频率f是给定的，通过积分可得到同步坐标系的旋转矢量角θ=∫2πfdt，由上图电压矢量与电流矢量的关系，在电流振荡时，引入图2所示的一反馈，通过在f上引入了一辅助分量即Δf，则θ^*=∫2π(f+Δf)dt，由公式6可得，无功电流i_d迅速趋于稳定。

在调节振荡的过程中，Δf调节的快慢受调节器即图2中上下限幅值大小的影响。可以根据无功电流波动幅度对上下限幅值自动调节。当无功电流波动较大时，说明整个系统振荡较大，这时需增大限幅值，反之亦然。

因此，本发明提供一种感应电机V/F开环控制振荡的抑制方法，包括以下步骤：

步骤2、对于V/F控制系统，对于给定频率f，其输出电压

\{\begin{matrix} U_{s} = V_{e} \frac{f}{f_{e}} & (f < f_{e}) \\ U_{s} = V_{e} & (f &GreaterEqual; f_{e}) \end{matrix}

其中f_e、V_e为电机的额定频率和额定电压。在给定频率f上增加一个辅助分量Δf，系统以输出电压U_S，以输出频率f+Δf作为同步速发波处理。其中

Δf = K_{p} (1 - \frac{1}{Ts + 1}) i_{q} = K_{p} i_{q} - {Δf}_{1}

将系统离散化为

Δf [n] = K_{p} i_{q} - \frac{K_{p} \times i_{q} \times ΔT + T \times Δ f_{1} [n - 1]}{T + ΔT}

式中K_P为比例增益，T为滤波时间常数，ΔT为采样时间，Δf₁[n-1]为Δf₁上一拍的修正量；

步骤3、对步骤2所述Δf[n]限幅处理。

所述无功电流i_q表达式为：

i_{q} = \frac{2}{3} [- i_{a} \sin θ - i_{b} \sin (θ - 2 π / 3) - i_{c} \sin (θ + 2 π / 3)]

采用SVPWM调制的周期和下溢中断实时采样电机定子电流，辅助分量在2ms时隙执行完成，即ΔT=2ms，并对辅助分量上下限幅叠加到定子电压矢量的同步旋转频率上。由于V/f控制的输出电压和矢量角度已知，由SVPWM调制方式则很容易在算法上实现。

整个过程中实时监视无功电流的波动，当波动较大时，需要对上下限幅值进行实时调整。当无功电流波动较大时，说明整个系统振荡较大，这时需增大限幅值；同样当无功电流波动较小时，可以减小限幅值。

采用本方法前后，90KW变频器带90KW电机V/f开环控制，载波频率设置为4K，电机前后定子电流波形如图3所示，其中上半部分为采用本方法前的定子电流波形，下半部分为采用本方法后的定子电流波形，从图中可以看出在频率为30Hz时，电流振荡明显得到抑制。

Claims

1.一种感应电机V/F开环控制振荡的抑制方法，其特征在于：它包括以下步骤：

步骤2、对于V/F控制系统，对于给定频率f，其输出电压

\{\begin{matrix} U_{s} = V_{e} \frac{f}{f_{e}} & (f < f_{e}) \\ U_{s} = V_{e} & (f &GreaterEqual; f_{e}) \end{matrix};

Δf = K_{p} (1 - \frac{1}{Ts + 1}) i_{q} = K_{p} i_{q} - {Δf}_{1};

式中K_P为比例增益，Δf₁为中间量；

将系统离散化为

Δf [n] = K_{p} i_{q} - \frac{K_{p} \times i_{q} \times ΔT + T \times Δ f_{1} [n - 1]}{T + ΔT}

2.根据权利要求1所述的感应电机V/F开环控制振荡的抑制方法，其特征在于：所述无功电流i_q表达式为：

i_{q} = \frac{2}{3} [- i_{a} \sin θ - i_{b} \sin (θ - 2 π / 3) - i_{c} \sin (θ + 2 π / 3)],

3.根据权利要求1所述的感应电机V/F开环控制振荡的抑制方法，其特征在于：它还包括步骤3、对步骤2所述的Δf[n]进行限幅处理。