CN104980071A - 一种无刷双馈电机独立发电系统的励磁控制装置 - Google Patents

Abstract

一种无刷双馈电机独立发电系统的励磁控制装置，属于无刷双馈电机发电控制装置，克服现有的标量控制方法动态性能差以及双同步旋转坐标系矢量控制方法复杂、成本高且效率低的缺陷。本发明包括PW电压幅值控制器、PW电压频率控制器、CW电流矢量控制器、LC滤波器、转速计算器、CW电流频率前馈量计算器、PW电压锁相环和PW电流变换器。本发明以无刷双馈电机的CW电流矢量控制器为内环，以无刷双馈电机的PW电压幅值控制器和PW电压频率控制器为外环，实现PW电压幅值和频率的独立控制，并在CW电流矢量控制器中引入交叉前馈补偿，使其具有更快的响应速度和更好的稳态精度。实现了无刷双馈电机独立发电系统在变速变载情况下的恒频恒压发电功能。

Description

一种无刷双馈电机独立发电系统的励磁控制装置

技术领域

本发明属于无刷双馈电机发电控制装置，具体涉及一种无刷双馈电机独立发电系统的励磁控制装置。

背景技术

无刷双馈电机是近年来发展起来的一种新型交流感应电机，与有刷双馈电机相比，无刷双馈电机取消了电刷和滑环，具有结构简单且可靠性高的优点，既能实现独立发电也能实现并网发电，在船舶轴带发电、风力发电、水力发电等领域具有显著的应用优势。无刷双馈电机具有两套极对数不同的定子绕组和一个特殊的转子。这两套定子绕组分别称为功率绕组(power winding，以下简称PW)和控制绕组(control winding，以下简称CW)，它们之间没有直接的电联系，而是通过转子实现两者之间的磁耦合。

独立发电系统的控制目标是使发电机输出电压的幅值和频率保持恒定，现有对于无刷双馈电机独立发电系统的控制方法主要包括标量控制方法和双同步旋转坐标系矢量控制方法。标量控制方法见Wu,T.,Wang,X.,and Li,Y.:“The scalar control research based on fuzzy PID of BDFMstand-alone power generation system”(基于模糊PID的无刷双馈电机独立发电系统的标量控制方法研究),Proceedings of International Conference onElectric Information and Control Engineering,Wuhan,China,April 2011,pp.2806-2809.标量控制是一种基于无刷双馈电机稳态模型的控制方法，其动态性能较差。双同步旋转坐标系矢量控制方法见吴涛：《变速恒频无刷双馈发电系统独立运行控制研究》，武汉，华中科技大学博士论文，2009；双同步旋转坐标系矢量控制方法需要建立两个同步旋转坐标系(功率绕组磁链同步旋转坐标系和控制绕组磁链同步旋转坐标系)，该方法的动态性能比标量控制方法的动态性能好，但是计算非常复杂；另外文献中所提出的双同步旋转坐标系矢量控制方法使用了电流源型逆变器，然而电流源型逆变器与广泛使用的电压源型逆变器相比，其成本较高，且效率较低，因此双同步旋转坐标系矢量控制方法不适合实际应用。

以下对本发明中有关概念加以解释：

abc坐标系：为电机控制中常用概念，具有在平面内相交于原点的a轴、b轴和c轴三个坐标轴，这三个坐标轴在空间静止且互差120度对称分布，按逆时针方向，依次为a轴、b轴和c轴；

两相静止坐标系：为电机控制中常用概念，具有在平面内相交于原点的α轴和β轴两个坐标轴，这两个坐标轴在空间静止且互差90度，按逆时针方向，依次为α轴和β轴；

本发明中，α轴和a轴重合；

dq旋转坐标系：为电机控制中常用概念，具有在平面内相交于原点的d轴和q轴两个坐标轴，这两个坐标轴在空间旋转且互差90度，按逆时针方向，依次为d轴和q轴；

电压正序基波分量：当三相电压不平衡时，它可以分解为正序分量、负序分量和零序分量；各分量中均包含基波分量和谐波分量，电压正序基波分量是指电压正序分量中滤除了谐波分量之后的部分；

PI控制器：为电机控制中常用概念，它对控制目标的给定值与反馈值之间的偏差分别进行比例运算和积分运算，然后将比例运算和积分运算的结果相加构成控制量，对被控对象进行控制。

发明内容

本发明提出一种无刷双馈电机独立发电系统的励磁控制装置，克服现有的标量控制方法动态性能差以及双同步旋转坐标系矢量控制方法复杂、成本高且效率低的缺陷，以实现无刷双馈电机独立发电系统在变速变载运行工况下的恒频恒压发电功能。

本发明所提供的一种无刷双馈电机独立发电系统的励磁控制装置，包括PW电压幅值控制器、PW电压频率控制器、CW电流矢量控制器、LC滤波器、转速计算器、CW电流频率前馈量计算器、PW电压锁相环和PW电流变换器；其特征在于：

所述PW电压幅值控制器对PW电压的幅值进行闭环控制，它计算出CW电流幅值的当前给定值送至所述CW电流矢量控制器，其中n为当前运算次数；

所述PW电压频率控制器对PW电压的频率进行闭环控制，它计算出CW电流频率的当前给定值送至所述CW电流矢量控制器；

所述CW电流矢量控制器对CW电流的d轴分量和q轴分量分别进行闭环控制，它计算CW所需的三相励磁电压当前值u′_2a(n)、u′_2b(n)和u′_2c(n)，送至所述LC滤波器；

所述LC滤波器对CW电流矢量控制器输出的三相励磁电压当前值u′_2a(n)、u′_2b(n)和u′_2c(n)进行滤波，得到滤波后的三相励磁电压u_2a(n)、u_2b(n)和u_2c(n)，送至无刷双馈电机的控制绕组(CW)；

所述转速计算器根据无刷双馈电机的当前转子位置θ_r(n)计算当前转速ω_r(n)，并送至所述CW电流频率前馈量计算器；

所述CW电流频率前馈量计算器计算CW电流频率前馈量当前值ω₂(n)： ${\mathrm{\ω}}_2\left(n\right)=-{\mathrm{\ω}}_1^{*}+(p_1+p_2)\×{\mathrm{\ω}}_r\left(n\right),$ 其中，为PW电压频率的给定值，ω_r(n)为无刷双馈电机当前转速，p₁和p₂分别为PW和CW的极对数；

ω₂(n)同时送至所述PW电压频率控制器和PW电压幅值控制器；从而使得PW电压频率控制器具有更快的响应速度；

所述PW电压锁相环计算PW电压幅值的当前反馈值U₁(n)和PW电压频率的当前反馈值ω₁(n)，U₁(n)和ω₁(n)分别被送至所述PW电压幅值控制器和PW电压频率控制器；

所述PW电流变换器将abc坐标系下的PW的a相电流当前反馈值i_1a(n)、b相电流当前反馈值i_1b(n)和c相电流当前反馈值i_1c(n)变换为dq旋转坐标系下的d轴电流分量当前反馈值i_1d(n)和q轴电流分量当前反馈值i_1q(n)，送至所述PW电压幅值控制器和CW电流矢量控制器；

$\left[\begin{array}{c}{i}_{1d}\left(n\right)\\ i_{1q}\left(n\right)\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\cos \[{\mathrm{\θ}}_2^{*}\left(n\right)\]& \cos \[{\mathrm{\θ}}_2^{*}\left(n\right)-2\mathrm{\π}/3\]& \cos \[{\mathrm{\θ}}_2^{*}\left(n\right)-4\mathrm{\π}/3\]\\ -\sin \[{\mathrm{\θ}}_2^{*}\left(n\right)\]& -\sin \[{\mathrm{\θ}}_2^{*}\left(n\right)-2\mathrm{\π}/3\]& -\sin \[{\mathrm{\θ}}_2^{*}\left(n\right)-4\mathrm{\π}/3\]\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{1a}\left(n\right)\\ i_{1b}\left(n\right)\\ i_{1c}\left(n\right)\end{array}\right];$

其中为CW电流矢量控制器中得到的CW电流相位的当前给定值。

所述的无刷双馈电机独立发电系统的励磁控制装置，其特征在于：

所述PW电压幅值控制器包括第一加法器、第一PI控制器、CW电流幅值前馈量计算器、第二加法器和限幅器；

A1.第一加法器计算PW电压幅值的给定值与PW电压幅值的当前反馈值U₁(n)之间的差值，其运算结果送入第一PI控制器，其中n为当前运算次数；

A2.第一PI控制器计算ΔI₂(n)：

${\mathrm{\ΔI}}_2\left(n\right)=k_{p1}\×\[U_1^{*}-U_1\left(n\right)\]+T\×k_{i1}\×\underset{j=1}{\overset{n}{\Σ}}\[U_1^{*}-U_1\left(j\right)\]$

其中，ΔI₂(n)表示第n次计算得到的CW电流幅值增量；为PW电压幅值的给定值、U₁(n)为PW电压幅值的当前反馈值，0＜计算周期T≤1ms，由用户所采用的硬件决定；运算次数j＝1、…、n；U₁(j)表示第j次反馈的PW电压幅值；k_p1、k_i1分别为第一PI控制器的比例增益和积分增益；

每次计算所得到的ΔI₂(n)送至第二加法器，经过限幅器，再由CW电流矢量控制器、LC滤波器处理，使得PW电压幅值的当前反馈值U₁(n)逐渐逼近从而使得为0，计算结果不再变化；

k_p1和k_i1按下述方式调试：先将k_i1设为0，然后逐渐增大k_p1直到PW电压幅值产生震荡，记录此时PW电压幅值震荡的频率f₁，此时的k_p1为k_p1的最大值k_{p1_max}，设定k_p1＝0.45k_{p1_max}，k_i1＝1.2f₁；

A3.CW电流幅值前馈量计算器计算电流幅值前馈量的当前值I_2f(n)，并将其送至第二加法器：

$I_{2f}\left(n\right)=\{\[{\mathrm{\β}}_1{i}_{1d}\left(n\right)+R_1{i}_{1q}\left(n\right)\]+{\[2{\mathrm{\β}}_1{R}_1{i}_{1d}\left(n\right)i_{1q}\left(n\right)-R_1^2{i}_{1d}^2\left(n\right)-{\mathrm{\β}}_1^2{i}_{1q}^2\left(n\right)+U_1^{*}\]}^{1/2}\}/{\mathrm{\β}}_2;$

式中，i_1d(n)为PW电流d轴分量当前反馈值、i_1q(n)为PW电流q轴分量当前反馈值，PW与转子之间的电流耦合系数CW与转子之间的电流耦合系数β₂＝ω₂(n)L_1rL_2r/L_r，ω₂(n)为CW电流频率前馈量的当前值，L_1r为PW和转子之间的互感，L_2r为CW和转子之间的互感，L₁为PW的自感，L_r为转子的自感，R₁为PW的相电阻；

A4.第二加法器计算CW电流初始给定幅值I′₂(n)＝ΔI₂(n)+I_2f(n)，将其送入限幅器；

A5.限幅器比较I′₂(n)和I_2N，得到CW电流幅值的当前给定值

$I_2^{*}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{c}{I}_2^{\&prime;}\left(n\right),I_2^{\&prime;}\left(n\right)<I_{2N}\\ I_{2N},I_2^{\&prime;}\left(n\right)\&GreaterEqual;I_{2N}\end{array}\right.;$

其中I_2N为CW额定电流幅值。

所述的无刷双馈电机独立发电系统的励磁控制装置，其特征在于：

所述PW电压频率控制器由第三加法器、第二PI控制器和第四加法器组成；

B1.第三加法器计算PW电压频率的给定值与PW电压频率的当前反馈值ω₁(n)之间的差值，其运算结果送入第二PI控制器，其中n为当前运算次数；

B2.第二PI控制器计算Δω₂(n)：

${\mathrm{\&Delta;\&omega;}}_2\left(n\right)=k_{p2}\&times;\&lsqb;{\mathrm{\&omega;}}_1^{*}-{\mathrm{\&omega;}}_1\left(n\right)\&rsqb;+T\&times;k_{i2}\&times;\underset{j=1}{\overset{n}{\&Sigma;}}\&lsqb;{\mathrm{\&omega;}}_1^{*}-{\mathrm{\&omega;}}_1\left(j\right)\&rsqb;$

其中，Δω₂(n)表示第n次计算得到的CW电流频率增量；0＜计算周期T≤1mS，由用户所采用的硬件决定；运算次数j＝1、…、n；ω₁(j)表示第j次反馈的PW电压频率；k_p2、k_i2分别为第二PI控制器的比例增益和积分增益；

每次计算所得到的Δω₂(n)送至第四加法器，经过CW电流矢量控制器、LC滤波器处理，使得PW电压频率的当前反馈值ω₁(n)逐渐逼近从而使得为0，计算结果不再变化；

k_p2和k_i2按下述方式调试：先将k_i2设为0，然后逐渐增大k_p2直到PW电压频率产生震荡，记录此时PW电压频率震荡的频率f₂，此时的k_p2为k_p2的最大值k_{p2_max}，设定k_p2＝0.45k_{p2_max}，k_i2＝1.2f₂；

B3.第四加法器计算CW电流频率的给定值送至所述CW电流矢量控制器；式中，ω₂(n)为CW电流频率前馈量的当前值。

所述的无刷双馈电机独立发电系统的励磁控制装置，其特征在于：

所述CW电流矢量控制器包括第五加法器、第六加法器、第七加法器、第八加法器、第三PI控制器、第四PI控制器、CW电压d轴前馈量计算器、CW电压q轴前馈量计算器、第一积分器、CW电压变换器、CW电流变换器、PWM信号发生器和电压源型逆变器；

在所述CW电流矢量控制器中，将CW电流d轴分量的当前给定值设定为将CW电流q轴分量的给定值设定为0；

C1.第五加法器计算CW电流d轴分量的当前给定值与CW电流d轴分量的当前反馈值i_2d(n)之间的差值，将其运算结果送入第三PI控制器,其中n为当前运算次数；

C2.第三PI控制器计算Δu_2d(n)：

${\mathrm{\&Delta;u}}_{2d}\left(n\right)=k_{p3}\&times;\&lsqb;I_2^{*}-i_{2d}\left(n\right)\&rsqb;+T\&times;k_{i3}\&times;\underset{j=1}{\overset{n}{\&Sigma;}}\&lsqb;I_2^{*}-i_{2d}\left(n\right)\&rsqb;$

其中，Δu_2d(n)表示第n次计算得到的CW电压d轴增量；0＜计算周期T≤1ms，由用户所采用的硬件决定；运算次数j＝1、…、n，i_2d(j)表示第j次反馈的CW电流d轴分量；k_p3、k_i3分别为第三PI控制器的比例增益和积分增益；

每次计算所得到的Δu_2d(n)送至第六加法器，经过CW电压变换器、PWM信号发生器、电压源型逆变器和LC滤波器的处理，使得无刷双馈电机CW电流d轴分量的当前反馈值i_2d(n)逐渐逼近从而使得为0，计算结果不再变化；

k_p3和k_i3按下述方式调试：先将k_i3设为0，然后逐渐增大k_p3直到CW电流d轴分量产生震荡，记录此时CW电流d轴分量震荡的频率f₃，此时的k_p3为k_p3的最大值k_{p3_max}，设定k_p3＝0.45k_{p3_max}，k_i3＝1.2f₃；

C3.CW电压d轴前馈量计算器计算CW电压d轴前馈量当前值u_2df(n)，结果送至第六加法器：

u_2df(n)＝α₁i_2q(n)+α₂i_1d(n)+α₃i_1q(n)，

其中，α₁为控制绕组q轴等效阻抗，α₂为功率绕组d轴与控制绕组d轴之间的耦合等效阻抗，α₃为功率绕组q轴与控制绕组d轴之间的耦合等效阻抗，

${\mathrm{\&alpha;}}_1=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_1\left(n\right)\&lsqb;{\mathrm{\&omega;}}_1\left(n\right)-p_2{\mathrm{\&omega;}}_r\left(n\right)\&rsqb;(L_r^2{L}_2+L_{2r}^2{L}_r)-L_{2r}^2{R}_{r}s}{L_r^2\&lsqb;{\mathrm{\&omega;}}_1\left(n\right)-p_2{\mathrm{\&omega;}}_r\left(n\right)\&rsqb;},{\mathrm{\&alpha;}}_2=-\frac{L_{1r}{L}_{2r}s}{L_r},$

${\mathrm{\&alpha;}}_3=-\frac{L_{1r}{L}_{2r}\{R_{r}s+L_r{\mathrm{\&omega;}}_1\left(n\right)\&lsqb;{\mathrm{\&omega;}}_1\left(n\right)-p_2{\mathrm{\&omega;}}_r\left(n\right)\&rsqb;\}}{L_r^2\&lsqb;{\mathrm{\&omega;}}_1\left(n\right)-p_2{\mathrm{\&omega;}}_r\left(n\right)\&rsqb;};$

式中，L_1r为PW和转子之间的互感，L_2r为CW和转子之间的互感，L₂为CW的自感，L_r为转子的自感，R_r是转子的相电阻，p₂为CW的极对数，ω₁(n)为PW电压频率的当前反馈值，ω_r(n)为无刷双馈电机当前转速，s为微分算子；

C4.第六加法器计算CW电压d轴分量给定值并将其送入CW电压变换器；

C5.第七加法器计算CW电流q轴分量的给定值0与CW电流q轴分量当前反馈值i_2q(n)之间的差值，其运算结果-i_2q(n)送入第四PI控制器，其中n为当前运算次数；

C6.第四PI控制器计算Δu_2q(n)：

${\mathrm{\&Delta;u}}_{2q}\left(n\right)=k_{p4}\&times;\&lsqb;-i_{2q}\left(n\right))+T\&times;k_{i4}\&times;\underset{j=1}{\overset{n}{\&Sigma;}}\&lsqb;-i_{2q}\left(j\right)\&rsqb;$

其中，Δu_2q(n)表示第n次计算得到的CW电压q轴增量；0＜运算周期T≤1ms，由用户所采用的硬件决定；运算次数j＝1、…、n，i_2q(j)表示第j次反馈的CW电流q轴分量；k_p4、k_i4分别为第四PI控制器的比例增益和积分增益；

每次计算所得到的Δu_2q(n)送至第八加法器，经过CW电压变换器、PWM信号发生器、电压源型逆变器和LC滤波器的处理，使得无刷双馈电机CW电流q轴分量的当前反馈值i_2q(n)逐渐逼近0，计算结果不再变化；

k_p4和k_i4按下述方式调试：先将k_i4设为0，然后逐渐增大k_p4直到CW电流q轴分量产生震荡，记录此时CW电流q轴分量震荡的频率f₄，此时的k_p4为k_p4的最大值k_{p4_max}，设定k_p4＝0.45k_{p4_max}，k_i4＝1.2f₄；

C7.CW电压q轴前馈量计算器计算CW电压q轴前馈量当前值u_2qf(n)，结果送至第八加法器：

u_2qf(n)＝α₄i_2d(n)+α₅i_1d(n)+α₆i_1q(n)，

其中α₄为控制绕组d轴等效阻抗，α₅为功率绕组d轴与控制绕组q轴之间的耦合等效阻抗，α₆为功率绕组q轴与控制绕组q轴之间的耦合等效阻抗，

${\mathrm{\&alpha;}}_4=-\frac{(L_2{L}_r-L_{2r}^2){\mathrm{\&omega;}}_1\left(n\right)}{L_1},{\mathrm{\&alpha;}}_5=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_1\left(n\right)L_{1r}{L}_{2r}}{L_r},$

${\mathrm{\&alpha;}}_6=\frac{L_{1r}{L}_{2r}\&lsqb;{\mathrm{\&omega;}}_1\left(n\right)R_r-L_r\left({\mathrm{\&omega;}}_1\right(n)-p_2{\mathrm{\&omega;}}_r(n\left)\right)s\&rsqb;}{{L_r}^2\left({\mathrm{\&omega;}}_1\right(n)-p_2{\mathrm{\&omega;}}_r(n\left)\right)};$

式中，L_1r为PW和转子之间的互感，L_2r为CW和转子之间的互感，L₁为PW的自感，L₂为CW的自感，L_r为转子的自感，R_r是转子的相电阻，p₂为CW的极对数，ω₁(n)为PW电压频率的当前反馈值，ω_r(n)为无刷双馈电机当前转速，s为微分算子；

C8.第八加法器计算CW电压q轴分量当前给定值并将其送入CW电压变换器；

C9.第一积分器对CW电流频率的当前给定值进行积分，得到CW电流相位的当前给定值分别送至CW电压变换器和CW电流变换器；

C10.CW电压变换器将dq旋转坐标系下的CW电压d轴分量当前给定值和q轴分量当前给定值变换为abc坐标系下的CW电压a相当前给定值b相当前给定值和c相当前给定值送至PWM信号发生器：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{2a}^{*}\left(n\right)\\ u_{2b}^{*}\left(n\right)\\ u_{2c}^{*}\left(n\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}cos\mathrm{\&theta;}& -sin\mathrm{\&theta;}\\ cos(\mathrm{\&theta;}-2\mathrm{\&pi;}/3)& -sin(\mathrm{\&theta;}-2\mathrm{\&pi;}/3)\\ \cos (\mathrm{\&theta;}-4\mathrm{\&pi;}/3)& -sin(\mathrm{\&theta;}-4\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{2d}^{*}\left(n\right)\\ u_{2q}^{*}\left(n\right)\end{array}\right],$

其中，变换参考角 为CW电流相位的当前给定值，θ_r(n)为无刷双馈电机的转子位置，p₁和p₂分别为PW和CW的极对数；

C11.CW电流变换器将abc坐标系下的CW电流a相当前反馈值i_2a(n)、b相当前反馈值i_2b(n)和c相当前反馈值i_2c(n)变换为dq旋转坐标系下的CW电流d轴分量当前反馈值i_2d(n)和q轴分量当前反馈值i_2q(n)；将i_2d(n)送至第五加法器和CW电压q轴前馈量计算器；将i_2q(n)送至第七加法器和CW电压d轴前馈量计算器：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{2d}\left(n\right)\\ i_{2q}\left(n\right)\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}cos\mathrm{\&theta;}& cos(\mathrm{\&theta;}-2\mathrm{\&pi;}/3)& cos(\mathrm{\&theta;}-4\mathrm{\&pi;}/3)\\ -sin\mathrm{\&theta;}& -sin(\mathrm{\&theta;}-2\mathrm{\&pi;}/3)& -sin(\mathrm{\&theta;}-4\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{2a}\left(n\right)\\ i_{2b}\left(n\right)\\ i_{2c}\left(n\right)\end{array}\right],$

其中，变换参考角 为CW电流相位的当前给定值，θ_r(n)为无刷双馈电机的当前转子位置，p₁和p₂分别为PW和CW的极对数；

C12.PWM信号发生器根据CW电压a相当前给定值b相当前给定值和c相当前给定值生成PWM信号，送至电压源型逆变器；

C13.电压源型逆变器根据PWM信号将直流电逆变为交流电，输出三相励磁电压当前值u′_2a(n)、u′_2b(n)和u′_2c(n)，送至所述LC滤波器。

所述的无刷双馈电机独立发电系统的励磁控制装置，其特征在于：

所述LC滤波器由三相电感和三相电容组成，其中，三相电感的电感值相同，三相电感两端分别连接电压源型逆变器和无刷双馈电机控制绕组的相应相；三相电容的电容值相同，采用星形连接方式，接至相应电感和无刷双馈电机控制绕组之间；

所述电感值L_filter和电容值C_filter通过解以下方程组得到：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_{filter}=(5\%~6\%)U_{VSIN}/\left({\mathrm{\&omega;}}_{2\max }{I}_{2\max }\right)\\ {\mathrm{\&omega;}}_{res}=\sqrt{{\mathrm{\&omega;}}_{2\max }{\mathrm{\&omega;}}_{pwm}}\\ C_{filter}=1/\left({\mathrm{\&omega;}}_{res}^2{L}_{filter}\right)\end{array}\right.;$

其中，U_VSIN是电压源型逆变器的额定输出电压，ω_2max是CW电流频率的最大值，I_2max是CW电流有效值的最大值，ω_res是LC滤波器的谐振频率，ω_pwm是电压源型逆变器的开关频率。

CW电流矢量控制器中的电压源型逆变器会使得CW电压中含有大量的高频谐波，LC滤波器的作用是滤除CW电压中的高频谐波含量，从而尽可能保证CW电压的正弦性，最终使得PW电压的谐波含量尽可能少。

所述的无刷双馈电机独立发电系统的励磁控制装置，其特征在于：

所述转速计算器由微分器和一阶低通滤波器串联组成；微分器对无刷双馈电机的当前转子位置θ_r(n)进行微分运算得到初始转速ω′_r(n)，送至一阶低通滤波器；一阶低通滤波器滤除ω′_r(n)中的高频噪声，得到无刷双馈电机当前转速ω_r(n)：

${\mathrm{\&omega;}}_r\left(n\right)=\frac{2{\mathrm{\&pi;f}}_c{\mathrm{T\&omega;}}_r^{\&prime;}\left(n\right)+{\mathrm{\&omega;}}_r(n-1)}{1+2{\mathrm{\&pi;f}}_{c}T},$

其中，f_c为一阶低通滤波器的截止频率，5Hz≤f_c≤10Hz，f_c越大滤波效果越好，但相位滞后越大，反之，f_c越小滤波效果越差，但相位滞后越小；0＜运算周期T≤1ms，由用户所采用的硬件决定；ω_r(n-1)为第n-1次计算得到无刷双馈电机转速。

所述的无刷双馈电机独立发电系统的励磁控制装置，其特征在于：

所述PW电压锁相环包括Clark变换器、第一广义积分器、第二广义积分器、正序分量计算器、Park变换器、第五PI控制器、第九加法器和第二积分器；

D1.Clark变换器用于将abc坐标系下的PW的a相电压当前反馈值u_1a(n)、b相电压当前反馈值u_1b(n)和c相电压当前反馈值u_1c(n)变换为两相静止坐标系下的α轴电压分量当前反馈值u_1α(n)和β轴电压分量当前反馈值u_1β(n)，分别送至所述第一广义积分器和第二广义积分器；

$\left[\begin{array}{c}{u}_{1\mathrm{\&alpha;}}\left(n\right)\\ u_{1\mathrm{\&beta;}}\left(n\right)\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{1a}\left(n\right)\\ u_{1b}\left(n\right)\\ u_{1c}\left(n\right)\end{array}\right];$

D2.第一广义积分器滤除u_1α(n)中的高次谐波得到α轴当前电压基波分量u_1αf(n)，并对其进行90°的相角偏移，得到α轴当前移相电压基波分量qu_1αf(n)，将u_1αf(n)和qu_1αf(n)送至正序分量计算器；

D3.第二广义积分器滤除u_1β(n)中的高次谐波得到β轴当前电压基波分量u_1βf(n)，并对其进行90°的相角偏移，得到β轴当前移相电压基波分量qu_1βf(n)，将u_1βf(n)和qu_1βf(n)送至正序分量计算器；

D4.正序分量计算器计算PW电压当前正序基波α轴分量和当前正序基波β轴分量并将它们送至Park变换器；

$\begin{array}{c}{u}_{1\mathrm{\&alpha;}f}^{+}\left(n\right)=\frac{1}{2}\&lsqb;{\mathrm{qu}}_{1\mathrm{\&alpha;}f}\left(n\right)-u_{1\mathrm{\&beta;}f}\left(n\right)\&rsqb;\\ u_{1\mathrm{\&beta;}f}^{+}\left(n\right)=\frac{1}{2}\&lsqb;{\mathrm{qu}}_{1\mathrm{\&alpha;}f}\left(n\right)+u_{1\mathrm{\&beta;}f}\left(n\right)\&rsqb;\end{array};$

D5.Park变换器将正序分量计算器输出的和从两相静止坐标系变换到dq旋转坐标系，得到PW电压当前正序基波d轴分量和当前正序基波q轴分量

$\left[\begin{array}{c}{u}_{1df}^{+}\left(n\right)\\ u_{1qf}^{+}\left(n\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}cos\&lsqb;{\mathrm{\&theta;}}_1\left(n\right)\&rsqb;& sin\&lsqb;{\mathrm{\&theta;}}_1\left(n\right)\&rsqb;\\ -sin\&lsqb;{\mathrm{\&theta;}}_1\left(n\right)\&rsqb;& cos\&lsqb;{\mathrm{\&theta;}}_1\left(n\right)\&rsqb;\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{1\mathrm{\&alpha;}f}^{+}\left(n\right)\\ u_{1\mathrm{\&beta;}f}^{+}\left(n\right)\end{array}\right]$ 其中θ₁(n)是第二积分器输出的PW电压相位的当前反馈值；

被送至第五PI控制器，作为PW电压幅值的当前反馈值U₁(n)送至PW电压幅值控制器的第一加法器；

D6.第五PI控制器计算Δω₁(n)并送至第九加法器：

${\mathrm{\&Delta;\&omega;}}_1\left(n\right)=k_{p5}\&times;u_{1qf}^{+}\left(n\right)+T\&times;k_{i5}\&times;\underset{j=1}{\overset{n}{\&Sigma;}}{u}_{1qf}^{+}\left(j\right)$

其中，Δω₁(n)表示第n次计算得到的PW电压频率增量；0＜运算周期T≤1ms，由用户所采用的硬件决定；运算次数j＝1、…、n，表示第j次反馈的PW电压正序基波q轴分量；k_p5、k_i5分别为第五PI控制器的比例增益和积分增益；

每次计算得到的Δω₁(n)送至第九加法器，经过第二积分器与Park变换器的处理，使得PW电压当前正序基波q轴分量逐渐逼近0，计算结果不再变化；

k_p5和k_i5按下述方式调试：先将k_i5设为0，然后逐渐增大k_p5直到PW电压正序基波q轴分量产生震荡，记录此时PW电压正序基波q轴分量震荡的频率f₅，此时的k_p5为k_p5的最大值k_{p5_max}，设定k_p5＝0.45k_{p5_max}，k_i5＝1.2f₅；

D7.第九加法器计算PW电压当前频率反馈值ω₁(n)＝Δω₁(n)+ω_1nom，其中ω_1nom为PW电压的额定频率；ω₁(n)送至第一广义积分器、第二广义积分器以及PW电压频率控制器的第三加法器；

D8.第二积分器对ω₁(n)积分得到PW电压相位的当前反馈值θ₁(n)。

所述的无刷双馈电机独立发电系统的励磁控制装置，其特征在于：

所述第一广义积分器为自适应二阶广义积分器，由第十加法器、第一比例器、第十一加法器、第二比例器、第三比例器、第三积分器和第四积分器构成；

E1.第十加法器对u_1α(n)和u_1αf(n)进行运算，运算结果u_1α(n)-u_1αf(n)送入第一比例器；

E2.第一比例器进行运算：k×[u_1α(n)-u_1αf(n)]；其中，0＜阻尼系数k＜2，k值越大，第一广义积分器的响应越快，但滤波效果越差；折中考虑，一般选取

E3.第三比例器将第四积分器的输出与ω₁(n)相乘，相乘结果为α轴当前移相电压基波分量qu_1αf(n)，送入第十一加法器，同时输出至正序分量计算器；

E4.第十一加法器对第一比例器和第三比例器的输出进行运算，运算结果k×[u_1α(n)-u_1αf(n)]-qu_1α(n)送至第二比例器；

E5.第二比例器进行运算：{k×[u_1α(n)-u_1αf(n)]-qu_1α(n)}×ω₁(n)；运算结果送至第三积分器；

E6.第三积分器对第二比例器的输出进行积分运算，得到α轴当前电压基波分量u_1αf(n)，输出至正序分量计算器，同时送至第四积分器；

E7.第四积分器对u_1αf(n)做积分运算，运算结果送至第三比例器；

所述第二广义积分器与第一广义积分器组成完全相同，区别仅在于以u_1β(n)、u_1βf(n)、qu_1βf(n)分别代替u_1α(n)、u_1αf(n)、qu_1αf(n)。

本发明采用PW电压幅值控制器和PW电压频率控制器分别对PW电压的幅值和频率进行独立的闭环控制，实现了PW电压幅值和频率的解耦控制，增强了系统的鲁棒性。

CW电流矢量控制器实现了CW电流的d轴分量和q轴分量的解耦控制，同时该CW电流矢量控制器还使用PW电流作为前馈补偿，大大改善了负载变化时无刷双馈电机独立发电系统的动态性能；此外，CW电流矢量控制器中的CW电压变换器和CW电流变换器的变换参考角不依赖于电机的电阻和电感参数，因此对电机运行过程中电阻和电感参数的变化具有很强的鲁棒性。

使用LC滤波器滤除CW电压中的高频谐波含量，从而尽可能保证CW电压的正弦性，最终使得PW电压的谐波含量尽可能少。

PW电压锁相环基于自适应二阶广义积分器，检测PW电压的幅值和频率，当PW电压处于三相不对称、含有谐波、幅值突变以及频率突变等情况时，PW电压锁相环均具有良好的稳态和动态性能，能准确检测出PW电压的幅值和频率。

本发明控制方式简单可靠、鲁棒性强，在变速变载情况下实现了无刷双馈电机独立发电系统的恒频恒压发电功能，适用于基于无刷双馈电机的独立船舶轴带发电系统、独立水力发电系统以及独立风力发电系统。

附图说明

图1为本发明实施例结构示意图；

图2为PW电压锁相环的结构示意图；

图3为本发明实施例中第一广义积分器的结构示意图；

图4为本发明实施例的无刷双馈电机转速实验波形；

图5为本发明实施例的CW电流实验波形；

图6为本发明实施例的PW线电压有效值和PW电压频率实验波形。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。

如图1所示，本发明实施例包括PW电压幅值控制器、PW电压频率控制器、CW电流矢量控制器、LC滤波器、转速计算器、CW电流频率前馈量计算器、PW电压锁相环和PW电流变换器；

所述PW电压幅值控制器包括第一加法器、第一PI控制器、CW电流幅值前馈量计算器、第二加法器和限幅器；在本实施例中，第一PI控制器的参数设置为k_p1＝0.05,k_i1＝6；

所述PW电压频率控制器由第三加法器、第二PI控制器和第四加法器组成；在本实施例中，第二PI控制器的参数设置为k_p2＝4.2,k_i2＝1.75；

所述CW电流矢量控制器包括第五加法器、第六加法器、第七加法器、第八加法器、第三PI控制器、第四PI控制器、CW电压d轴前馈量计算器、CW电压q轴前馈量计算器、第一积分器、CW电压变换器、CW电流变换器、PWM信号发生器和电压源型逆变器；第三PI控制器和第四PI控制器的参数设置为k_p3＝k_p4＝10,k_i3＝k_i4＝3；

所述LC滤波器由三相电感和三相电容组成，其中三相电容采用星形连接方式；在本实施例中，LC滤波器的电感值L_filter和电容值C_filter分别为1.46mH和70μF。

所述转速计算器由微分器和一阶低通滤波器组成，在本实施例中，一阶低通滤波器的截止频率f_c为6.5Hz。

如图2所示，所述PW电压锁相环包括Clark变换器、第一广义积分器、第二广义积分器、正序分量计算器、Park变换器、第五PI控制器、第九加法器和第二积分器；在本实施例中，第五PI控制器的参数设置为k_p5＝80,k_i5＝4175，PW电压的额定频率ω_1nom为100×πrad/s。

如图3所示，所述第一广义积分器为自适应二阶广义积分器，由第十加法器、第一比例器、第十一加法器、第二比例器、第三比例器、第三积分器和第四积分器构成；在本实施例中，第一广义积分器的阻尼系数设置为 $k=\sqrt{2}.$

在本实施例中，无刷双馈电机的额定功率为30kw，PW和CW的极对数为分别为1和3，PW和CW的额定电压分别为380V和320V，PW和CW的额定电流分别为45A和40A，同步转速为750r/min，PW和转子之间的互感L_1r为0.1175H，CW和转子之间的互感L_2r为0.3359H，PW的自感L₁为0.4519H，CW的自感L₂为0.4977H，转子的自感L_r为0.0366H，PW的相电阻R₁为2.73Ω，CW的相电阻R₂为1.16Ω，转子的相电阻R_r为0.1822Ω。无刷双馈独立发电系统的负载为一台5.5kw的三相感应电动机，用一台磁粉制动器对其进行加载。

图4为本发明实施例的无刷双馈电机转速实验波形，图4的纵坐标为无刷双馈电机转速，单位为r/min；横坐标为时间，单位为s；

图5为本发明实施例的CW电流实验波形，图5的纵坐标为CW电流，单位为A；横坐标为时间，单位为s；

图6为本发明实施例的PW线电压有效值和PW电压频率实验波形，图6的左侧纵坐标为PW线电压有效值，单位为V；右侧纵坐标为PW电压频率，单位为Hz；横坐标为时间，单位为s；

在图4、图5和图6所示的波形中，在t1时刻，一个星三角启动器将感应电动机接入无刷双馈电机发电系统，此时感应电动机的绕组为星形连接；在t2时刻，星三角启动器将感应电动机的绕组从星形连接切换到三角形连接；t3到t4时间段内，磁粉制动器对感应电动机进行加载；t5到t6时间段内无刷双馈电机的转速发生变化。

从图4可以看出，t5到t6时间段内，无刷双馈电机的转速从675r/min上升到860r/min。

从图5可以看出，在本发明提供的励磁控制方法的控制下，从t1时刻开始，CW电流在100ms内从15A迅速上升到60A，然后又经过约100ms下降到19A，以抑制感应电动机的突然接入对PW电压幅值的影响；从t2时刻开始，CW电流在60ms内从19A迅速上升到54A，然后又经过约60ms下降到25A，以抑制感应电动机的绕组从星形连接切换到三角形连接对PW电压幅值的影响；t3到t4时间段内，CW电流从25A上升到32A，以抑制感应电动机的负载变化对PW电压幅值的影响；t5到t6时间段内，CW电流的频率逐渐改变，以抑制转速变化对PW电压频率的影响。

从图6可以看出，在t1和t2时刻，PW线电压有效值的波动在额定值的-10～+10％以内，PW电压频率的波动在额定值的-2～+2％以内，调节时间均在200ms以内；t3到t4时间段内对感应电动机加载时，PW线电压的有效值和频率均保持稳定；t5到t6时间段内无刷双馈电机的转速变化时，PW线电压的有效值和频率也能保持恒定不变。

实验表明，本发明无刷双馈电机独立发电系统的励磁控制方法在用电负载和电机转速变化的情况下都能很好的保持输出电压幅值与频率恒定。

Claims (8)

1.一种无刷双馈电机独立发电系统的励磁控制装置，包括PW电压幅值控制器、PW电压频率控制器、CW电流矢量控制器、LC滤波器、转速计算器、CW电流频率前馈量计算器、PW电压锁相环和PW电流变换器；其特征在于：

所述PW电压幅值控制器对PW电压的幅值进行闭环控制，它计算出CW电流幅值的当前给定值送至所述CW电流矢量控制器，其中n为当前运算次数；

所述PW电压频率控制器对PW电压的频率进行闭环控制，它计算出CW电流频率的当前给定值送至所述CW电流矢量控制器；

所述CW电流矢量控制器对CW电流的d轴分量和q轴分量分别进行闭环控制，它计算CW所需的三相励磁电压当前值u′_2a(n)、u′_2b(n)和u′_2c(n)，送至所述LC滤波器；

所述LC滤波器对CW电流矢量控制器输出的三相励磁电压当前值u′_2a(n)、u′_2b(n)和u′_2c(n)进行滤波，得到滤波后的三相励磁电压u_2a(n)、u_2b(n)和u_2c(n)，送至无刷双馈电机的控制绕组(CW)；

所述转速计算器根据无刷双馈电机的当前转子位置θ_r(n)计算当前转速ω_r(n)，并送至所述CW电流频率前馈量计算器；

所述CW电流频率前馈量计算器计算CW电流频率前馈量当前值ω₂(n)：其中，为PW电压频率的给定值，ω_r(n)为无刷双馈电机当前转速，p₁和p₂分别为PW和CW的极对数；

ω₂(n)同时送至所述PW电压频率控制器和PW电压幅值控制器；从而使得PW电压频率控制器具有更快的响应速度；

所述PW电压锁相环计算PW电压幅值的当前反馈值U₁(n)和PW电压 频率的当前反馈值ω₁(n)，U₁(n)和ω₁(n)分别被送至所述PW电压幅值控制器和PW电压频率控制器；

所述PW电流变换器将abc坐标系下的PW的a相电流当前反馈值i_1a(n)、b相电流当前反馈值i_1b(n)和c相电流当前反馈值i_1c(n)变换为dq旋转坐标系下的d轴电流分量当前反馈值i_1d(n)和q轴电流分量当前反馈值i_1q(n)，送至所述PW电压幅值控制器和CW电流矢量控制器；

其中为CW电流矢量控制器中得到的CW电流相位的当前给定值。

2.如权利要求1所述的无刷双馈电机独立发电系统的励磁控制装置，其特征在于：

所述PW电压幅值控制器包括第一加法器、第一PI控制器、CW电流幅值前馈量计算器、第二加法器和限幅器；

A1.第一加法器计算PW电压幅值的给定值与PW电压幅值的当前反馈值U₁(n)之间的差值，其运算结果送入第一PI控制器，其中n为当前运算次数；

A2.第一PI控制器计算ΔI₂(n)：

其中，ΔI₂(n)表示第n次计算得到的CW电流幅值增量；为PW电压幅值的给定值、U₁(n)为PW电压幅值的当前反馈值，0＜计算周期T≤1ms，由用户所采用的硬件决定；运算次数j＝1、…、n；U₁(j)表示第j次 反馈的PW电压幅值；k_p1、k_i1分别为第一PI控制器的比例增益和积分增益；

每次计算所得到的ΔI₂(n)送至第二加法器，经过限幅器，再由CW电流矢量控制器、LC滤波器处理，使得PW电压幅值的当前反馈值U₁(n)逐渐逼近从而使得为0，计算结果不再变化；

k_p1和k_i1按下述方式调试：先将k_i1设为0，然后逐渐增大k_p1直到PW电压幅值产生震荡，记录此时PW电压幅值震荡的频率f₁，此时的k_p1为k_p1的最大值k_{p1_max}，设定k_p1＝0.45k_{p1_max}，k_i1＝1.2f₁；

A3.CW电流幅值前馈量计算器计算电流幅值前馈量的当前值I_2f(n)，并将其送至第二加法器：

式中，i_1d(n)为PW电流d轴分量当前反馈值、i_1q(n)为PW电流q轴分量当前反馈值，PW与转子之间的电流耦合系数CW与转子之间的电流耦合系数β₂＝ω₂(n)L_1rL_2r/L_r，ω₂(n)为CW电流频率前馈量的当前值，L_1r为PW和转子之间的互感，L_2r为CW和转子之间的互感，L₁为PW的自感，L_r为转子的自感，R₁为PW的相电阻；

A4.第二加法器计算CW电流初始给定幅值I′₂(n)＝ΔI₂(n)+I_2f(n)，将其送入限幅器；

A5.限幅器比较I′₂(n)和I_2N，得到CW电流幅值的当前给定值

其中I_2N为CW额定电流幅值。

3.如权利要求1所述的无刷双馈电机独立发电系统的励磁控制装置， 其特征在于：

所述PW电压频率控制器由第三加法器、第二PI控制器和第四加法器组成；

B1.第三加法器计算PW电压频率的给定值与PW电压频率的当前反馈值ω₁(n)之间的差值，其运算结果送入第二PI控制器，其中n为当前运算次数；

B2.第二PI控制器计算Δω₂(n)：

其中，Δω₂(n)表示第n次计算得到的CW电流频率增量；0＜计算周期T≤1mS，由用户所采用的硬件决定；运算次数j＝1、…、n；ω₁(j)表示第j次反馈的PW电压频率；k_p2、k_i2分别为第二PI控制器的比例增益和积分增益；

每次计算所得到的Δω₂(n)送至第四加法器，经过CW电流矢量控制器、LC滤波器处理，使得PW电压频率的当前反馈值ω₁(n)逐渐逼近从而使得为0，计算结果不再变化；

k_p2和k_i2按下述方式调试：先将k_i2设为0，然后逐渐增大k_p2直到PW电压频率产生震荡，记录此时PW电压频率震荡的频率f₂，此时的k_p2为k_p2的最大值k_{p2_max}，设定k_p2＝0.45k_{p2_max}，k_i2＝1.2f₂；

B3.第四加法器计算CW电流频率的给定值送至所述CW电流矢量控制器；式中，ω₂(n)为CW电流频率前馈量的当前值。

4.如权利要求1所述的无刷双馈电机独立发电系统的励磁控制装置，其特征在于：

所述CW电流矢量控制器包括第五加法器、第六加法器、第七加法器、 第八加法器、第三PI控制器、第四PI控制器、CW电压d轴前馈量计算器、CW电压q轴前馈量计算器、第一积分器、CW电压变换器、CW电流变换器、PWM信号发生器和电压源型逆变器；

在所述CW电流矢量控制器中，将CW电流d轴分量的当前给定值设定为将CW电流q轴分量的给定值设定为0；

C1.第五加法器计算CW电流d轴分量的当前给定值与CW电流d轴分量的当前反馈值i_2d(n)之间的差值，将其运算结果送入第三PI控制器,其中n为当前运算次数；

C2.第三PI控制器计算Δu_2d(n)：

其中，Δu_2d(n)表示第n次计算得到的CW电压d轴增量；0＜计算周期T≤1ms，由用户所采用的硬件决定；运算次数j＝1、…、n，i_2d(j)表示第j次反馈的CW电流d轴分量；k_p3、k_i3分别为第三PI控制器的比例增益和积分增益；

每次计算所得到的Δu_2d(n)送至第六加法器，经过CW电压变换器、PWM信号发生器、电压源型逆变器和LC滤波器的处理，使得无刷双馈电机CW电流d轴分量的当前反馈值i_2d(n)逐渐逼近从而使得 为0，计算结果不再变化；

k_p3和k_i3按下述方式调试：先将k_i3设为0，然后逐渐增大k_p3直到CW电流d轴分量产生震荡，记录此时CW电流d轴分量震荡的频率f₃，此时的k_p3为k_p3的最大值k_{p3_max}，设定k_p3＝0.45k_{p3_max}，k_i3＝1.2f₃；

C3.CW电压d轴前馈量计算器计算CW电压d轴前馈量当前值u_2df(n)，结果送至第六加法器：

u_2df(n)＝α₁i_2q(n)+α₂i_1d(n)+α₃i_1q(n)，

其中，α₁为控制绕组q轴等效阻抗，α₂为功率绕组d轴与控制绕组d轴之 间的耦合等效阻抗，α₃为功率绕组q轴与控制绕组d轴之间的耦合等效阻抗，

式中，L_1r为PW和转子之间的互感，L_2r为CW和转子之间的互感，L₂为CW的自感，L_r为转子的自感，R_r是转子的相电阻，p₂为CW的极对数，ω₁(n)为PW电压频率的当前反馈值，ω_r(n)为无刷双馈电机当前转速，s为微分算子；

C4.第六加法器计算CW电压d轴分量给定值并将其送入CW电压变换器；

C5.第七加法器计算CW电流q轴分量的给定值0与CW电流q轴分量当前反馈值i_2q(n)之间的差值，其运算结果-i_2q(n)送入第四PI控制器，其中n为当前运算次数；

C6.第四PI控制器计算Δu_2q(n)：

其中，Δu_2q(n)表示第n次计算得到的CW电压q轴增量；0＜运算周期T≤1ms，由用户所采用的硬件决定；运算次数j＝1、…、n，i_2q(j)表示第j次反馈的CW电流q轴分量；k_p4、k_i4分别为第四PI控制器的比例增益和积分增益；

每次计算所得到的Δu_2q(n)送至第八加法器，经过CW电压变换器、PWM信号发生器、电压源型逆变器和LC滤波器的处理，使得无刷双馈电机CW电流q轴分量的当前反馈值i_2q(n)逐渐逼近0，计算结果不再变化；

k_p4和k_i4按下述方式调试：先将k_i4设为0，然后逐渐增大k_p4直到CW电流q轴分量产生震荡，记录此时CW电流q轴分量震荡的频率f₄，此时 的k_p4为k_p4的最大值k_{p4_max}，设定k_p4＝0.45k_{p4_max}，k_i4＝1.2f₄；

C7.CW电压q轴前馈量计算器计算CW电压q轴前馈量当前值u_2qf(n)，结果送至第八加法器：

u_2qf(n)＝α₄i_2d(n)+α₅i_1d(n)+α₆i_1q(n)，

其中α₄为控制绕组d轴等效阻抗，α₅为功率绕组d轴与控制绕组q轴之间的耦合等效阻抗，α₆为功率绕组q轴与控制绕组q轴之间的耦合等效阻抗，

式中，L_1r为PW和转子之间的互感，L_2r为CW和转子之间的互感，L₁为PW的自感，L₂为CW的自感，L_r为转子的自感，R_r是转子的相电阻，p₂为CW的极对数，ω₁(n)为PW电压频率的当前反馈值，ω_r(n)为无刷双馈电机当前转速，s为微分算子；

C8.第八加法器计算CW电压q轴分量当前给定值 并将其送入CW电压变换器；

C9.第一积分器对CW电流频率的当前给定值进行积分，得到CW电流相位的当前给定值分别送至CW电压变换器和CW电流变换器；

C10.CW电压变换器将dq旋转坐标系下的CW电压d轴分量当前给定值和q轴分量当前给定值变换为abc坐标系下的CW电压a相当前给定值b相当前给定值和c相当前给定值送至PWM信号发生器：

其中，变换参考角 为CW电流相位的当前给定值，θ_r(n)为无刷双馈电机的转子位置，p₁和p₂分别为PW和CW的 极对数；

C11.CW电流变换器将abc坐标系下的CW电流a相当前反馈值i_2a(n)、b相当前反馈值i_2b(n)和c相当前反馈值i_2c(n)变换为dq旋转坐标系下的CW电流d轴分量当前反馈值i_2d(n)和q轴分量当前反馈值i_2q(n)；将i_2d(n)送至第五加法器和CW电压q轴前馈量计算器；将i_2q(n)送至第七加法器和CW电压d轴前馈量计算器：

其中，变换参考角 为CW电流相位的当前给定值，θ_r(n)为无刷双馈电机的当前转子位置，p₁和p₂分别为PW和CW的极对数；

C12.PWM信号发生器根据CW电压a相当前给定值b相当前给定值和c相当前给定值生成PWM信号，送至电压源型逆变器；

C13.电压源型逆变器根据PWM信号将直流电逆变为交流电，输出三相励磁电压当前值u′_2a(n)、u′_2b(n)和u′_2c(n)，送至所述LC滤波器。

5.如权利要求1所述的无刷双馈电机独立发电系统的励磁控制装置，其特征在于：

所述LC滤波器由三相电感和三相电容组成，其中，三相电感的电感值相同，三相电感两端分别连接电压源型逆变器和无刷双馈电机控制绕组的相应相；三相电容的电容值相同，采用星形连接方式，接至相应电感和无刷双馈电机控制绕组之间；

所述电感值L_filter和电容值C_filter通过解以下方程组得到：

其中，U_VSIN是电压源型逆变器的额定输出电压，ω_2max是CW电流频率的最大值，I_2max是CW电流有效值的最大值，ω_res是LC滤波器的谐振频率，ω_pwm是电压源型逆变器的开关频率。

6.如权利要求1所述的无刷双馈电机独立发电系统的励磁控制装置，其特征在于：

所述转速计算器由微分器和一阶低通滤波器串联组成；微分器对无刷双馈电机的当前转子位置θ_r(n)进行微分运算得到初始转速ω′_r(n)，送至一阶低通滤波器；一阶低通滤波器滤除ω′_r(n)中的高频噪声，得到无刷双馈电机当前转速ω_r(n)：

其中，f_c为一阶低通滤波器的截止频率，5Hz≤f_c≤10Hz，f_c越大滤波效果越好，但相位滞后越大，反之，f_c越小滤波效果越差，但相位滞后越小；0＜运算周期T≤1ms，由用户所采用的硬件决定；ω_r(n-1)为第n-1次计算得到无刷双馈电机转速。

7.如权利要求1所述的无刷双馈电机独立发电系统的励磁控制装置，其特征在于：

所述PW电压锁相环包括Clark变换器、第一广义积分器、第二广义积分器、正序分量计算器、Park变换器、第五PI控制器、第九加法器和第二积分器；

D1.Clark变换器用于将abc坐标系下的PW的a相电压当前反馈值u_1a(n)、b相电压当前反馈值u_1b(n)和c相电压当前反馈值u_1c(n)变换为两相静止坐标系下的α轴电压分量当前反馈值u_1α(n)和β轴电压分量当前反馈值u_1β(n)，分别送至所述第一广义积分器和第二广义积分器；

D2.第一广义积分器滤除u_1α(n)中的高次谐波得到α轴当前电压基波分量u_1αf(n)，并对其进行90°的相角偏移，得到α轴当前移相电压基波分量qu_1αf(n)，将u_1αf(n)和qu_1αf(n)送至正序分量计算器；

D3.第二广义积分器滤除u_1β(n)中的高次谐波得到β轴当前电压基波分量u_1βf(n)，并对其进行90°的相角偏移，得到β轴当前移相电压基波分量qu_1βf(n)，将u_1βf(n)和qu_1βf(n)送至正序分量计算器；

D4.正序分量计算器计算PW电压当前正序基波α轴分量和当前正序基波β轴分量并将它们送至Park变换器；

D5.Park变换器将正序分量计算器输出的和从两相静止坐标系变换到dq旋转坐标系，得到PW电压当前正序基波d轴分量和当前正序基波q轴分量

其中θ₁(n)是第二积分器输出的PW电压相位的当前反馈值；

被送至第五PI控制器，作为PW电压幅值的当前反馈值 U₁(n)送至PW电压幅值控制器的第一加法器；

D6.第五PI控制器计算Δω₁(n)并送至第九加法器：

其中，Δω₁(n)表示第n次计算得到的PW电压频率增量；0＜运算周期T≤1ms，由用户所采用的硬件决定；运算次数j＝1、…、n，表示第j次反馈的PW电压正序基波q轴分量；k_p5、k_i5分别为第五PI控制器的比例增益和积分增益；

每次计算得到的Δω₁(n)送至第九加法器，经过第二积分器与Park变换器的处理，使得PW电压当前正序基波q轴分量逐渐逼近0，计算结果不再变化；

k_p5和k_i5按下述方式调试：先将k_i5设为0，然后逐渐增大k_p5直到PW电压正序基波q轴分量产生震荡，记录此时PW电压正序基波q轴分量震荡的频率f₅，此时的k_p5为k_p5的最大值k_{p5_max}，设定k_p5＝0.45k_{p5_max}，k_i5＝1.2f₅；

D7.第九加法器计算PW电压当前频率反馈值ω₁(n)＝Δω₁(n)+ω_1nom，

其中ω_1nom为PW电压的额定频率；ω₁(n)送至第一广义积分器、第二广义积分器以及PW电压频率控制器的第三加法器；

D8.第二积分器对ω₁(n)积分得到PW电压相位的当前反馈值θ₁(n)。

8.如权利要求7所述的无刷双馈电机独立发电系统的励磁控制装置，其特征在于：

所述第一广义积分器为自适应二阶广义积分器，由第十加法器、第一比例器、第十一加法器、第二比例器、第三比例器、第三积分器和第四积分器构成；

E1.第十加法器对u_1α(n)和u_1αf(n)进行运算，运算结果u_1α(n)-u_1αf(n)送入第一比例器；

E2.第一比例器进行运算：k×[u_1α(n)-u_1αf(n)]；其中，0＜阻尼系数k＜2，k值越大，第一广义积分器的响应越快，但滤波效果越差；

E3.第三比例器将第四积分器的输出与ω₁(n)相乘，相乘结果为α轴当前移相电压基波分量qu_1αf(n)，送入第十一加法器，同时输出至正序分量计算器；

E4.第十一加法器对第一比例器和第三比例器的输出进行运算，运算结果k×[u_1α(n)-u_1αf(n)]-qu_1α(n)送至第二比例器；

E5.第二比例器进行运算：{k×[u_1α(n)-u_1αf(n)]-qu_1α(n)}×ω₁(n)；运算结果送至第三积分器；

E6.第三积分器对第二比例器的输出进行积分运算，得到α轴当前电压基波分量u_1αf(n)，输出至正序分量计算器，同时送至第四积分器；

E7.第四积分器对u_1αf(n)做积分运算，运算结果送至第三比例器；

所述第二广义积分器与第一广义积分器组成完全相同，区别仅在于以u_1β(n)、u_1βf(n)、qu_1βf(n)分别代替u_1α(n)、u_1αf(n)、qu_1αf(n)。