DE3708261C2

DE3708261C2 -

Info

Publication number: DE3708261C2
Application number: DE3708261A
Authority: DE
Inventors: Matti Hyvinkaeae Fi Kaehkipuro
Original assignee: Kone Elevator GmbH
Current assignee: Kone Elevator GmbH
Priority date: 1986-03-19
Filing date: 1987-03-13
Publication date: 1993-02-25
Also published as: FI861146A0; US4804067A; GB2188802B; HK10792A; GB8705961D0; BR8701244A; IT1218794B; DE3708261A1; IT8712439A0; AU592836B2; FI861146A; JPH0340594B2; GB2188802A; CA1280156C; AU6497386A; SG46490G; FI79209C; JPS62268383A; FI79209B

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Regeln eines Wechselrichters gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Ein frequenzgesteuerter Wechselstrommotor stellt z. B. für die Antriebsmotoren von Aufzugsanlagen die fortschrittlichste Technik dar. Bei der Steuerung der Frequenz ist für alle Motorgeschwindigkeiten der Wirkungsgrad hoch, und der Netzstromfaktor ist nahezu 1. Die Frequenzsteuerung ist für Aufzüge mit und ohne Übertragungsgetriebe und für beliebige Geschwindigkeiten anwendbar. Außerdem kann ein einfacher Kurzschlußläufermotor benutzt werden, der zu günstigen Preisen zu haben ist. Bei Anwendung in einem Aufzug ist ein Wechselrichter, der mit Transistoren bestückt ist, für die Frequenzsteuerung am besten geeignet, da mit Transistoren unter den gegenwärtig zur Verfügung stehenden Bauelementen der Leistungselektronik die höchste Schaltfrequenz erreicht wird. Es sind auch GTO-Thyristoren (Vollsteuer-Gatt-Thyristoren) denkbar, da bei ihnen die Schaltzeiten etwa von gleicher Länge sind. Wegen der Schaltsicherungen ist in diesem Fall jedoch der Hauptstromschaltkreis komplizierter als bei Transistoren.

Die Erfahrung hat gezeigt, daß eine gute Strategie zur Steuerung eines Kurzschlußläufermotors darin besteht, den Magnetfluß konstant zu halten. Im allgemeinen geht mit dem Magnetfluß ein langsames Ansprechen einher. Wenn sich der Magnetfluß ändert, wird eine Zeitkonstante in das System eingeführt. Ein Stabilisieren des Magnetflusses kann dadurch erzielt werden, daß der Magnetfluß des Stators, Rotors oder Luftspaltes gleichbleibend gehalten wird. Am vorteilhaftesten ist es, den Magnetfluß des Stators konstant zu halten, da in diesem Fall die Gefahr am geringsten ist, daß Bauelemente des Magnetschaltkreises des Motors gesättigt werden.

Wenn im Wechselrichter eine Impulsbreitenmodulation mit Hilfe einer Vergleichsschaltung als sinusförmiger oder dreieckiger Spannungsvergleich ohne Rückkopplung durchgeführt wird, ist der vom Wechselrichter dem Motor zugeleitete Strom nicht ausreichend sinusförmig beispielsweise bei Anwendung in einer Aufzugsanlage, weil in dem gleichgerichteten Zwischenspannungsschaltkreis, aus dem die den Motor speisende dreiphasige Wechselspannung durch Gleichrichten mit dem Wechselrichter erhalten wird, die Spannung nicht konstant ist, und weil der Halbleiterschalter seiner Treiberstufe nicht ohne Verzögerung folgt. Ein dritter Faktor, der Fehler einführt, besteht in der durch die Restspannung am Leistungselektronikbauelement verursachte Differenzspannung im Vergleich zu der Spannung, die bei der anderen Stromrichtung auftritt, wenn die dem Halbleiterschalter parallelgeschaltete Diode leitend ist. In der Praxis führen diese Fehler zum Schwingen des Motors, wodurch beispielsweise bei einem Aufzug die Leistung beeinträchtigt wird und Unannehmlichkeiten für die Benutzer entstehen.

Aus der dem Oberbegriff des Anspruchs 1 zugrundeliegenden DE 33 36 945 A1 ist eine Amplitudenregelung für einen Mehrphaseninduktionsmotor einer Aufzugsanlage bekannt, bei der der Schlupf konstant gehalten und die Kabinenbelastung des Aufzugs als Eingangsgröße für die Regelung gemessen wird, um die Schleifen- oder Regelverstärkung in Abhängigkeit von der Kabinenbelastung einzustellen. Die Pulsbreitenmodulation erfolgt dort durch Stromregler. Dieser spricht relativ langsam an, was darauf zurückzuführen ist, daß bei der Stromrückkopplung die Induktivitäten des Motors Zeitkonstanten einführen. Die Steuerschleife ist im allgemeinen um so langsamer, je größer die Anzahl der Zeitkonstanten ist.

In der DE-OS 19 16 626 ist ein Regelverfahren für eine drehzahlgeregelte Asynchronmaschine beschrieben, bei der nachteilige Einflüsse aufgrund der temperaturbedingten Änderung der Widerstände der Maschine auf das Drehzahlmomentverhalten dadurch verringert werden sollen, daß die Primärspannung als auch die Primärfrequenz entsprechend dem jeweils verlangten Moment bei einer bestimmten Drehzahl in Abhängigkeit von der Läuferfrequenz verändert werden und daß der magnetische Fluß im gesamten Drehzahlbereich wenigstens annähernd konstant gehalten wird. Hierbei steuert die Ausgangsgröße eines Drehzahlreglers die Läuferfrequenz, und in einem Funktionswandler wird die Läuferfrequenz temperaturabhängig über eine Primärstrom- Kennlinienschar mit der Temperatur als Parameter in einen Strom-Sollwert umgewandelt.

In BBC-Nachrichten, Dezember 1964, S. 699, wird ein Regelverfahren für einen Kurzschlußläufermotor beschrieben, bei dem die Pulsbreitenmodulation ("Unterschwingungsverfahren") durch Spannungsregler erfolgt und eine obere Frequenzbegrenzung vorgesehen ist, die dafür gedacht ist, einen eingeleiteten Kommutierungsvorgang, der eine endliche Zeit dauert, nicht zu unterbrechen.

Die DE 23 29 583 B2 beschreibt eine Regelung für einen Wechselstrommotor, bei der eine kapazitive Anordnung zwischen den Gleichstromleitungen innerhalb einer Filterschaltung als empfindlicher Fühler für Drehzahlpendelungen des Motors verwendet wird. Eine Stabilisierungseinrichtung erzeugt zusammen mit einer Leistungswandlersteuerung eine Phasenverschiebung von etwa 180 Grad, wodurch die Ausgangsspannung des Leistungswandlers gleichphasig mit Drehzahlpendelung des Motors ansteigt bzw. abfällt.

Bühler beschreibt in seinem Buch: "Einführung in die Theorie geregelter Drehstromantriebe", Bd. 1, 1977, Birkhäuser-Verlag Basel, eine mathematische Darstellung eines Asynchronmotors unter der Verwendung der Schlupffrequenz als Parameter. Er erhält eine Kurvenlinienschar, aus der sich die Statorspannung in Abhängigkeit von der Statorspannungsfrequenz und der Schlupffrequenz ermitteln läßt.

In der DE 15 13 851 B2 ist eine Spannungsregelungseinrichtung mit einer Stromrichteranordnung zur Speisung von elektrischen Maschinen beschrieben. Diese Einrichtung ist derart ausgebildet, daß der Oberwellengehalt am Ausgang der Stromrichteranordnung gering ist. Hierfür wird bei jedem Wechselrichter der Differenzspannung zwischen Spannungs-Ist- und Spannungs-Sollwert jeweils eine Hilfswechselspannung überlagert, die eine relativ zur von der Stromrichteranordnung erzeugten Ausgangswechselgröße hohe Frequenz aufweist. Die Schnittpunkte der Hilfswechselspannung mit der Differenzspannung bestimmen die Zündeinsätze des betreffenden Wechselrichters. Die Phasenlage der Hilfswechselspannungen wird in Bezug auf die Ausgangswechselgröße des zugehörigen Wechselrichters so gewählt, daß der Oberwellengehalt der Ausgangswechselgröße der Stromrichteranordnung minimal ist.

Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Vorrichtung der eingangs genannten Art zu schaffen, bei der störende Frequenzen in der Ausgangsspannung des Wechselrichters vermieden und der Magnetfluß mit guter Dynamik auf einen konstanten Wert gehalten werden kann.

Diese Aufgabe wird bei einer Vorrichtung der gattungsgemäßen Art erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand der Unteransprüche.

Der integrierende Drehzahlregler arbeitet ohne stationären Fehler. Das ist für die Anwendung in Aufzügen unerläßlich, weil kein Geschwindigkeitsfehler hingenommen werden kann. Mit dem Kurvenscharrechner werden die Kurven für gegebenen, konstanten Statorfluß bei angemessener Genauigkeit nachgebildet. Die Abstimmung des Kurvenscharrechners gemäß der Erfindung ist so leichter als bei einem Rechner, der die gegebenen Kurven exakt verwirklicht.

Da für die Steuerung des Wechselrichters Spannungsregler statt Stromregler benutzt werden, ist die Steuerung schneller, weil Spannungsregler von durch Induktionserscheinungen verursachte Verzögerung frei sind. Ferner ist die Verwendung teuerer Bauelemente zum Messen des Stroms im Ausgang des Wechselrichters vermieden. Die Isolierung der Leistungsstufe des Wechselrichters mit Hilfe eines Optokopplers sorgt wirksam dafür, daß keine Störung vom Hauptstrompfad in die Steuerschaltungen gelangen kann.

Im folgenden ist die Erfindung mit weiteren vorteilhaften Einzelheiten anhand eines schematisch dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. In den Zeichnungen zeigt:

Fig. 1 einen Antrieb einer Aufzugsanlage mit einem Asynchronmotor, der von einem Frequenzwandler versorgt wird;

Fig. 2 einen Drehzahlregler gemäß der Erfindung;

Fig. 3a-3c den Betrieb und Aufbau eines Kurvenscharrechners gemäß der Erfindung;

Fig. 4 einen Dreiphasenoszillator gemäß der Erfindung;

Fig. 5a und 5b Aufbau und Betrieb eines Spannungsreglers gemäß der Erfindung;

Fig. 6 eine Treiberstufe für einen Halbleiterschalter gemäß der Erfindung.

Die Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Einrichtung wird nachfolgend unter Hinweis auf einen in Fig. 1 gezeigten Aufzugsantrieb erläutert, bei dem ein Asynchronmotor (10) von einem Umrichter versorgt wird. Die einer Leistungsstufe 8 des Umrichters (Frequenzwandlers) zugeführte Dreiphasenspannung, deren Phasenspannungen mit UR, US und UT bezeichnet sind, wird von einem beispielsweise Dioden aufweisenden Gleichrichter 16 zu einer Gleichspannung für einen Zwischenkreis gleichgerichtet. Die Gleichspannung des Zwischenkreises wird mit Hilfe eines Kondensators C1 gefiltert. Die Gleichspannung des Zwischenkreises wird in einer Leistungsstufe 17, die Transistoren T1 bis T6 und Dioden D1 bis D6 aufweist, in eine Wechselspannung umgeformt, die an den Motor 10 angelegt wird und deren Phasenspannungen mit UA, UB und UC bezeichnet sind. Bei den Dioden D1 bis D6 handelt es sich um Freilaufdioden, welche die Strompfade für induktive Ströme bilden.

Der Motor 10 treibt über eine Welle 12 eine Antriebsscheibe 13, um ein Gegengewicht 14 und einen Fahrkorb 15 mit Hilfe von Seilen zu bewegen. Für die rückgeführte Energie im Bremsbetrieb ist hier ein Bremswiderstand R1 und ein Bremstransistor T7 vorgesehen. Die Steuerung des Bremstransistors T7 wird in diesem Zusammenhang nicht näher erläutert, da es sich hierbei um eine unabhängige Einheit handelt, die in Betrieb gesetzt wird, wenn die Gleichspannung des Zwischenkreises eine im voraus eingestellte Grenze übersteigt.

Die Leistungsstufe 17 des Wechselrichters wird mittels der Einrichtung gemäß der Erfindung gesteuert. Hierzu gehört als Einheit eine Steuerelektronik 1, ferner ein Drehzahlgeber 11, Impulsbreitenmodulatoren 6a bis 6c, Spannungsmeßglieder 9a bis 9c, ein Drehzahlregler 2, ein Kurvenscharregler 3, ein Dreiphasenoszillator 4, Spannungsregler 5a bis 5c und Treiberstufen 7a bis 7f für die Halbleiterschalter der Leistungsstufe 17 des Wechselrichters. An den Eingängen des Drehzahlreglers 2 liegt der Drehzahl-Istwert v sowie der von der Steuerelektronik 1 erhaltene Sollwert v* an. Die Ausgangswerte, die der Drehzahlregler 2 liefert, sind einmal die Statorfrequenz fs und die Schlupffrequenz fr. Die Statorfrequenz fs und die Schlupffrequenz fr gehen als Eingangswerte in den Kurvenscharrechner 3 ein, der die Amplitude As der Sollspannungen bildet.

Die Statorfrequenz fs wird ebenso wie die Amplitude As an den Dreiphasenoszillator 4 angelegt, der die Sollspannungen Va*, Vb* und Vc* für die drei Phasen bildet. Aus den Sollspannungen Va*, Vb* und Vc* und den als Istwerte von Spannungsmeßgliedern 9a, 9b und 9c gemessenen Spannungen Va, Vb und Vc werden in den Spannungsreglern 5a, 5b und 5c die Steuerspannungen Va′, Vb′ und Vc′ für die Impulsbreitenmodulatoren 6a, 6b und 6c gebildet.

Die Impulsbreitenmodulatoren 6a, 6b und 6c enthalten Vergleicher und liefern nicht nur Steuersignale A1, B1 und C1 zur Eingabe in die Treiberstufen 7a, 7c und 7e für die Transistoren, die mit Optokopplern und unabhängigen Stromquellen versehen sind, sondern auch Steuersignale A2, B2 und C2 für die Treiberstufen 7b, 7d und 7f des jeweils zweiten Transistors im jeweiligen Brückenzweig, wobei diese Signale zu den Steuersignalen A1, B1 und C1 komplementär sind. Mit der Auslegung der Impulsbreitenmodulatoren 6a bis 6c ist der Fachmann vertraut, und deren Arbeitsweise wird nicht weiter im einzelnen beschrieben. Die Treiberstufen 7a bis 7f treiben die Transistoren T1 bis T6 der Leistungsstufe 17 des Wechselrichters.

Die erfindungsgemäße Einrichtung wird nachfolgend detailliert beschrieben. Fig. 2 zeigt die wesentlichen Bauteile des Drehzahlreglers 2. Der Unterschied zwischen dem Drehzahlsoll-v* und -istwert v wird in einer Einheit 18 errechnet. Das Differenzsignal wird an die Eingänge einer P(Proportional)-Steuereinheit 19 und einer I(Integrier)-Steuereinheit 20 angelegt. Vor der Eingabe in die I-Steuereinheit 20 wird die Höhe des Differenzsignals mittels eines Potentiometers TM1 auf das richtige Niveau eingestellt. Ein elektronischer Schalter S1 ist nötig, um die I-Steuereinheit 20 auf den Ausgangswert einzustellen, wenn der Aufzug sich zu bewegen beginnt. Das Ausgangssignal der P-Steuereinheit 19 wird mittels eines Potentiometers TM2 eingestellt. Die von der I- und P-Steuereinheit gelieferten Werte werden mit dem Sollwert v* in einer Summiereinheit 21 kombiniert, welche aus der Summe dieser Ausdrücke die Schlupffrequenz fr bildet. Da allgemein gilt, daß die Frequenz der Statorspannung durch Kombinieren des Produktes der Motordrehzahl und der Anzahl der Polpaare mit der Frequenz des Rotorstroms erhalten wird, erhält man durch Kombinieren des Drehzahl-Istwerts v mit der Schlupffrequenz fr in einer Summiereinheit 22 die Statorspannungsfrequenz fs.

Die Vorrichtung gemäß der Erfindung zum Bilden der Amplitude As der Sollspannungen für den Wechselrichter soll unter Hinweis auf die in Fig. 3a gezeigte Kurvenschar für konstanten Fluß bei einem Kurzschlußluntermotor näher erläutert werden. Die Kurvenschar gemäß Fig. 3a gibt die Amplitude As der Statorspannung des Motors wieder, d. h. die Amplitude As der Sollspannungen des Wechselrichters als Funktion der Frequenz fs der Statorspannung des Motors, d. h. der Sollspannungen des Wechselrichters bei verschiedenen Schlupffrequenzen fr0 bis fr4, wenn der Magnetfluß des Stators gleichbleibend ist. Wenn die Schlupffrequenz fr den Wert null hat, wird die Basiskurve fr0 erhalten, deren Minimum der Mindestwert der Amplitude der Steuerspannungen ist. Die im wesentlichen U-förmigen Kurven der Kurvenschar bestehen aus linearen Teilen, die von den hohen positiven und negativen Statorspannungsfrequenzen gebildet werden, sowie aus nichtlinearen Teilen, die sich auf niedrige positive und negative Frequenzen fs beziehen.

Der Kurvenscharrechner gemäß der Erfindung berechnet die Amplitude As der Sollspannungen des Wechselrichters unter Anwendung der linearen Näherung der konstanten Kurvenschar gemäß Fig. 3b. In Fig. 3b ist die Kurve 0 die Näherung der Basiskurve fr0 aus Fig. 1. Das Minimum der Kurve 0 ist K0. Diese Amplitude As gilt, wenn die Schlupffrequenz fr den Wert null hat. Wenn die horizontale Achse interpretiert wird, so daß negative Statorspannungsfrequenzen fs der anderen Drehrichtung entsprechen, dann muß der absolute Wert der Geraden benutzt werden, damit die Spannung auch bei negativen Statorspannungsfrequenzen fs korrekt ist. Wenn zu der Kurve 0 eine Korrekturkomponente K1 hinzu addiert wird, die zur Schlupffrequenz fr proportional ist, und wenn davon der absolute Wert genommen wird, dann wird mit Ausnahme von niedrigen Bezugsspannungsfrequenzen fs der angenäherte Wert für die Kurvenschar gemäß Fig. 1 erhalten.

Bei niedrigen Statorspannungsfrequenzen fs ist die Bodenhöhe der Kurven proportional zur Schlupffrequenz fr, erhöht um den Mindestwert K0 der Basiskurve. Die gesamte Annäherungskurve i wird durch Kombinieren der Kurve der Statorspannungsfrequenzen fs mit einem hohen absoluten Wert mit der Kurve niedriger Statorspannungsfrequenzen fs erhalten.

Fig. 3c zeigt einen Kurvenscharrechner, der die lineare Näherung der Kurvenschar für den konstanten Fluß gemäß Fig. 3b durchführt. Die Eingabewerte sind die Frequenzen fs der Statorspannungen des Motors, d. h. der Sollspannungen des Wechselrichters und die Schlupffrequenz fr. Bei Statorspannungsfrequenzen fs mit einem hohen absoluten Wert wird die Amplitude As der Sollspannungen durch Kombinieren der Statorspannungsfrequenzen fs mit der von der Schlupffrequenz fr abgeleiteten Korrekturkomponente K1 erhalten, wobei eine Pegelanpassung mittels eines Trimmers TM3 in einer Summiereinheit 23 möglich ist. Die resultierende Amplitude der Sollspannungen wird bei positiven Statorspannungsfrequenzen fs an eine Diode D7 und eine Diodenschwellenfehlerkorrekturschaltung 27 angelegt, deren Ausgang die Amplitude As liefert. Die Amplitude As wird anschließend an den Dreiphasenoszillator 4 weitergegeben, wo die Wechselrichtersollspannungen gebildet werden können. Die Diodenschwellenfehlerkorrekturschaltung 27 besteht aus einem Verstärker 28, einer Diode D11 und einem Widerstand R2. Bei negativen Statorspannungsfrequenzen fs wird die Amplitude zunächst in einen Umkehrverstärker 24 eingegeben, in welchem die negative Amplitude positiv wird, und anschließend über eine Diode D8 in die Diodenschwellenfehlerkorrekturschaltung 27.

Bei niedrigen Statorspannungsfrequenzen fs wird die Amplitude As der Sollspannungen dadurch gebildet, daß eine Korrekturkomponente K2, die von der Schlupffrequenz fr gebildet ist, zunächst einer Summiereinheit 25 zugeleitet wird, um die Korrekturkomponente K2 mit dem Mindestwert K0 der Basiskurve zu kombinieren. Bei positiven Werten der Schlupffrequenzen fr wird vom Verstärker eine Amplitude geliefert, die aus der Summe der Korrekturkomponente K2 und dem Mindestwert K0 zusammengesetzt ist, wie Fig. 3b zeigt. Die Amplitude As gelangt über eine Diode D9 in die Diodenschwellenfehlerkorrekturschaltung 27. Bei negativen Werten der Schlupffrequenz fr wird der von der Summiereinheit 25 erhaltene Wert wiederum mit dem Mindestwert K0 der Basiskurve in einer Summiereinheit 26 kombiniert und die dann erhaltene Amplitude zum Bilden der Amplitude As über eine Diode D10 an die Diodenschwellenfehlerkorrekturschaltung 27 angelegt. Die Korrekturkomponente K2, die aus der Schlupffrequenz fr erzeugt wird, kann mittels eines Trimmers TM4 eingestellt werden. Der Mindestwert K0 der Basiskurve kann mittels eines Trimmers TM5 eingestellt werden.

Fig. 4 zeigt eine Schaltung zur Verwirklichung des Dreiphasenoszillators. Die Eingabewerte sind die Statorspannungsfrequenz fs und die Amplitude As. Der absolute Wert der Statorspannungsfrequenz fs wird in einer Absolutwerteinheit 29 gebildet und anschließend an einen spannungsgesteuerten Oszillator 30 geliefert. Der Ausgang dieses Oszillators ist eine Rechteckwelle, deren Frequenz der Frequenz der Statorspannungen entspricht. Die Rechteckwelle des Oszillators 30 dient als Eingabewert für einen Aufwärts/Abwärts-Zähler 33, dessen Zählrichtung von einer Vergleichsschaltung 34 bestimmt wird und dessen Ausgabe im Parallelmodus als Adresse für drei Speicher 31a bis 31c benutzt wird. Die Vergleichsschaltung 34 stellt das Vorzeichen der Statorspannungsfrequenz fs und damit die Drehrichtung des zu steuernden Motors fest. In den Speichern 31a bis 31c wird der Kurvenverlauf jeder Sollspannung mit 120° Phasendifferenzen gespeichert und daraus ein symmetrisches, digital codiertes Dreiphasensystem an den Ausgängen der Speicher 31a bis 31c erhalten. die digitalen Daten werden in drei identische D/A-Umsetzer 32a bis 32c eingegeben, damit entsprechende analoge Sollspannungen Va*, Vb* bzw. Vc* erzeugt werden können. Die Steuerung der Amplitude der Sollspannungen Va*, Vb* und Vc* erfolgt zweckmäßigerweise auf dieser Stufe über Bezugseingänge der D/A-Umsetzer 32a bis 32c mit Hilfe des vom Kurvenscharrechner 3 kommenden Amplitudensollwert As. Die Endergebnisse sind folglich drei amplituden- und phasengesteuerte, analoge Sollspannungen Va*, Vb* und Vc*, die ein symmetrisches Dreiphasensystem bilden.

In Fig. 5a und 5b ist die Arbeitsweise und der Aufbau eines anmeldungsgemäßen Spannungsreglers dargestellt, der nach dem Überlagerungsprinzip arbeitet. Der Regler gemäß Fig. 5a ist in der erfindungsgemäßen Einrichtung zum Steuern eines Wechselrichters benutzbar, um die Steuerspannung einer in die Impulsbreitenmodulation eingehenden Phase zu steuern. Nachfolgend soll der Betrieb des Spannungsreglers gemäß der Erfindung unter Hinweis auf Fig. 5a und 5b für die Phase A näher erläutert werden. In den Spannungsregler geht die als Rückkopplungswert erhaltene, mit dem Meßglied 9a am Wechselrichterausgang gemessene Spannung Va und die Sollspannung Va* ein. Der Spannungsregler besteht aus einem Schaltkreis 35 zum Bilden der Istwertspannung und einem Schaltkreis 36 zum Bilden der Steuerspannung Va′ für den Impulsbreitenmodulator. In dem Schaltkreis 35 zum Bilden der Istwertspannung bildet eine Summiereinheit 37 ein synthetisches Nullniveau V0 gemäß Fig. 5b. Das synthetische Nullniveau V0, dessen Frequenz dem Dreifachen der Basisfrequenz entspricht, wird dadurch erhalten, daß der Mittelwert der positiven Spannung pU 1 und der negativen Spannung nU1 im Zwischenkreis gebildet wird, wodurch eine Wechselspannungskomponente, deren Mittelwert V0 so erfaßt werden kann. In einer Summiereinheit 38 wird dann die Wechselspannung V0 des synthetischen Nullniveaus mit der am Ausgang des Wechselrichters gemessenen tatsächlichen Spannung Va kombiniert. Sie taucht dann in den verketteten Wechselrichter-Ausgangsspannungen nicht mehr auf.

Im Schaltkreis 36 zum Bilden der Steuerspannung wird von einer Einheit 39 die Differenz zwischen der Istwertspannung und der Sollspannung Va* gebildet, und diese Differenz wird von einem integrierenden Verstärker 40 gesteuert. Die Verstärkung des Verstärkers 40 kann mit Hilfe eines Trimmers TM6 geändert werden. Die Sollwertspannung Va* wird mit einer Korrekturkomponente, die aus der Differenz zwischen der Sollspannung Va* und der Istwertspannung gebildet wurde, in einer Summiereinheit 41 kombiniert und bildet die Steuerspannung Va′ für den Impulsbreitenmodulator 6a. Als Einheit 39 dient eine Summierschaltung, deren einer Eingang negativ ist. Die Spannungsregler 5b und 5c für die anderen Phasen arbeiten ähnlich wie der Spannungsregler 5a in Phase A.

In diesem Zusammenhang ist der Einfluß der Speicherzeit zu beachten. Das bedeutet, daß bei der Wegnahme des Basisstroms von einem stromführenden Transistor dieser noch etwa weitere 20 Mikrosekunden leitend bleibt. Während dieser Zeit darf der paarweise mit ihm arbeitende Transistor nicht geöffnet werden, da es sonst zu einem Kurzschluß käme. Der Transistor hört erst dann zu leiten auf, wenn die Basisladung aufgehoben ist. Die in Fig. 6 für die Leistungsstufe gezeigte Treiberstufe des Transistors besteht aus einer Verzögerungsschaltung 42 und der eigentlichen Treiberschaltung 43. Der asymmetrischen Verzögerung ist ein Verzögerungsglied 44 nachgeschaltet. Die Schaltungsverzögerung wird bestimmt durch das Produkt eines Widerstandes R3 und eines Kondensators C2. Eine Diode D12 ist nötig, um ein Abschalten ohne Verzögerung zu ermöglichen. Damit ist sichergestellt, daß der andere Transistor am Transistoranschluß, z. B. T2 nicht durchgesteuert wird, ehe der Transistor T1 aufgehört hat, zu leiten. Das in Fig. 6 gezeigte Eingabesignal A ist eines von Steuersignalen A1, A2, B1, B2, C1 oder C2, die in die Treiberstufen eingegeben werden.

Die Treiberschaltung 43 hat zwei potentialfreie Stromquellen, von denen eine negative erforderlich ist, um einen starken negativen Basisstrom zur Beschleunigung des Abschaltens zu erzielen. Die zwei entsprechenden Spannungen werden mit Hilfe gleichrichtender Dioden D13 bis D20 und Filterkondensatoren C3 und C4 erhalten. Als Stromquelle für die Treiberschaltung 43 dient ein hochfrequenter Schaltwandler 45, bei dem die Sekundärwicklung seines Transformators TR1 eine ausreichend große Anzahl von Wicklungen hat, um alle nötigen Stromquellen zu versorgen. Zu der Treiberstufe gehört ein Optokoppler 46, welcher am Ende vorgesehene Transistoren T8 und T9 über einen Widerstand R4 versorgt. Die genannten Transistoren bilden eine Doppelemitter-Folgeschaltung.

Eine Sättigung des eigentlichen Leistungstransistors wird mittels einer Diode D21 verhindert, die eine sogenannte Baker-Diode ist. Hierdurch wird die Speicherzeit verringert und stabilisiert. Außerdem ist wegen dieser Diode weniger Abschaltleistung für den Transistor erforderlich. Damit die Baker-Diode D21 ordnungsgemäß arbeiten kann, ist ein Widerstand R4 nötig. Mit O/E ist die Erde der Oszillatorelektronik bezeichnet. Der Optokoppler 46 hat zum Schutz eine Diode D22. Die Treiberstufe liefert beispielsweise Signale C, B und E als Ausgangssignale zum Antrieb des Transistors T1.

Für den Fachmann liegt auf der Hand, daß die Erfindung über die hier beschriebenen Ausführungsbeispiele hinaus abgewandelt werden kann. So kann z. B. der Wechselrichter statt mit Transistoren auch mit GTO-Thyristoren ausgerüstet werden.

Claims

1. Vorrichtung zum Regeln eines Wechselrichters, der den Asynchronmotor (10) einer Aufzugsanlage versorgt, mit folgenden Komponenten:

a) einer Steuerelektronik (1) zur Erzeugung eines Drehzahlsollwertes (v*)
b) einen Drehzahlgeber (11) zur Erzeugung eines Drehzahlistwertes (v),
c) einem Drehzahlregler (2), der die Schlupffrequenz (f_r) aus dem Drehzahlsollwert (v*) und dem Drehzahlistwert (v) und die Statorfrequenz (f_s) durch Summation der Schlupffrequenz (f_r) und der Drehzahl bildet,
d) einem Dreiphasenoszillator (4) zum Erzeugen von Sollspannungen (V_a*, V_b*, V_c*),
e) Impulsbreitenmodulatoren (6a-6c), zur Erzeugung von Schaltimpulsen (A₁, A₂. B₁, B₂, C₁, C₂),
f) Treiberstufen (7a-7f) zum Ansteuern der Leistungsstufe (17),
g) eine Leistungsstufe (17) mit Halbleiterschaltern,
h) Spannungsmeßglieder (9a-9c) zum Messen der Phasenspannungen (V_a, V_b, V_c) am Wechselrichterausgang,

dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung außerdem enthält:

i) einem Kurvenscharrechner (3), der mit den Eingangsgrößen Schlupffrequenz (f_r) und Statorfrequenz (f_s) aus Kurven konstanten magnetischen Flusses die Amplitude (A_s) der Bezugsspannungen (V_a*, V_b*, V_c*) erzeugt,
k) Spannungsreglern (5a-5c), die aus den am Wechselrichterausgang erhaltenen Istspannungen (V_a, V_b, V_c), denen ein aus Spannungen (pU₁, nU₁) am Gleichrichter (16) des Gleichspannungszwischenkreises gebildetes künstliches Nullpotential überlagert wird und den Bezugsspannungen (V_a*, V_b*, V_c*) die Steuerspannungen (V_a′, V_b′, V_c′) für die Impulsbreitenmodulatoren (6a-6c) liefern,
l) Verzögerungsschaltungen (42) mit asymmetrischer Verzögerung, die den Einschaltpuls verzögern und den Abschaltimpuls unverzögert lassen, und die jeder Treiberstufe (7a-7f) vorgeschaltet sind.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kurvenscharrechner (3) aufweist:

1. für hohe Statorfrequenzen (f_s):
1.1 eine Summiereinheit (23), die eine Korrekturkomponente (K1) proportional zur Schlupffrequenz (f_r) zu einer der Statorfrequenz (f_s) proportionalen Größe hinzuaddiert,
1.2 einen Umkehrverstärker (24), der den negativen Wert der Summe erzeugt,
1.3 eine Einstelleinrichtung (TM3), mittels der die zur Schlupffrequenz (f_r) proportionale Korrekturkomponente (K1) einstellbar ist,
2. für niedrige Statorfrequenzen (f_s):
2.1 eine Einstelleinrichtung (TM4), mittels der eine zur Schlupffrequenz (f_r) proportionale Korrekturkomponente (K2) einstellbar ist,
2.2 eine Einstelleinrichtung (TM5), mittels der ein Mindestwert (K0) einstellbar ist,
2.3 eine Summiereinheit (25), die die Korrekturkomponente (K2) und den Mindestwert (K0) addiert
2.4 eine Summiereinheit (26), die den Mindestwert (K0) zu dem von der Summiereinheit (25) erhaltenen Amplitudenwert (K2) addiert und die Summe negativ bewertet,
3. zum Bilden der Amplitude (A_s):
3.1 Dioden (D7-D10), die als Maximalwertgatter für die positiven und negativen Summen bei hohen und niedrigen Statorfrequenzen verschaltet sind, und
3.2 eine Diodenschwellen-Korrekturschaltung (27).

3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Regler (5a-5c) jeweils einen Integrator (40) aufweisen, und daß ihnen jeweils ein Summierer (41), der die Regler- Ausgangsgröße mit den Sollspannungen (V_a*) überlagert, um die Steuerspannung (V_a′, V_b′, V_c′) zu erzeugen, nachgeschaltet ist.

4. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jede Verzögerungsschaltung (42) mit asymmetrischer Verzögerung aus einem Verzögerungsglied (R₃, C₂) besteht, welche den Einschaltspannungspegel für den jeweiligen Endstufentransistor um eine Zeitkonstante (R₃, C₂) verzögert und den Ausschaltspannungspegel mittels einer Diode (D₁₂) prompt weiterleitet, und daß zur Wiederherstellung der Schaltflanken dem Verzögerungsglied ein Hysteresegatter (44) nachgeschaltet ist.

5. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jede Treiberstufe (7a-7f) eine mit einem Optokoppler (46) versehene Treiberschaltung (43) und eine erdfreie Spannungsversorgung mit einem Zerhacker (45) und einem Transformator (TR1) aufweist, zur galvanischen Trennung der Leistungsstufe (17) von den Regelschaltungen.

6. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Wechselrichter ein Transistor-Wechselrichter ist.

7. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Wechselrichter ein GTO-Thyristor-Wechselrichter ist.