JPS62268383A - リフトの交流モ−タに給電する３相インバ−タを制御する装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はリフトの交流モータに給電する３相インバータ
を制御する装置に関するものであって、上記のインバー
タにおいて電力段は半導体スイッチによって実現され、
かつ上記の装置は速度基準値（ｖｅｌｏｃｉｔｙ　ｒｅ
ｆｅｒｅｎｃｅ　ｖａｌｕｅ）を生成するそれ自体技術
上既知の電子制御ユニットおよび速度の実際の値（ａｃ
ｔｕａｌ　ｖａｌｕｅ　ｏｆ　ｖｃｌｏｃｉｔｙ）を生
成する速度計用発電機（ｔａｃｈｏｍｅｔｅｒ　ｇｅｎ
ｅｒａｔｏｒ）　、インバータ出力において位相電圧を
測定する電圧測定素子、それ自体技術上既知のパルス幅
変調器、＄よびパルス幅変調器から得られた制御信号を
用いてインバータの電力段の半導体スイッチを駆動する
駆動器を具えている。

例えばリフトモータ駆動用のような周波数制御交流モー
タは最も進歩した設計である。周波数制御によって、効
率はすべてのモータ速度で高く、力率は１に近い。周波
数制御はギヤ伝達のあるなしにかかわらずリフトに、か
つ任意の速度で適用可能である。その上、簡単かつ適当
な値段の筒形モータ（ｓｈｏｒｔ−ｃｉｒｃｕｉｔ　ｍ
ｏｔｏｒ）が使用できる。リフトの応用では、トランジ
スタで実現されたトランジスタインバータは周波数制御
に最も適しそいる。何故ならば、現在の電力用電子部品
の中で、トランジスタによって最高スイッチング周波数
が達成されるからである。ＧＴＯサイリスタもまた考え
られる。と言うのは、そのスイッチング時間はトランジ
スタとほぼ等しいからであるが、しかしスイッチ保護の
ために主電流回路はトランジスタに比べてより複雑にな
っている。

経験によると、筒形モータを制御する良い戦略は磁束を
一定に保つことであると示されている。

一般にこの磁束はゆっくりした応答と関連している。も
し磁束が変化すると、時定数がシステムに導入される。

磁束の安定化は固定子あるいは回転子あるいは空隙の磁
束を一定に保つことで達成できる。固定子の磁束を一定
に保つことは、その場合にモータの磁束回路の構成要素
が飽和する危険性が最少であると言う理由で最も有利で
ある。

現在のインバータ技術では、電流フィードバックが曲線
形状を改みするのに用いられており、ここでインバータ
出力から得られた位相電流が測定されている。電流フィ
ードバックの不利な点はゆうくりした応答である。これ
は電流フィードバックにおいてモータのインダクタンス
が時定数をひき起こすと言う事実によっている。制御ル
ープは一般に時定数の数が大きいほどゆっくりしている
。

さらに、電流測定素子はそれらが直流もまた測定できる
ことを要求されていると言う理由で高価である。

フィードバック無しの正弦波電圧比較および３角波電圧
比較として比較器によってパルス幅変調がインバータで
実行されるなら、インバータによってモータに給電され
た電流は例えばリフトの使用では十分正弦波的でない。

何故ならば、そこからモータに給電する３相交流電圧が
インバータで整流することによって得られる整流された
中間電圧回路（ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ　ｖｏｌｔａ
ｇｅ　ｃｉｒｃｕｉｔ）において、電圧は一定でなく、
かつ半導体スイッチは遅延無しではその駆動器に従わな
いからである。エラーを生ずる第３のファクタは差分電
圧（ｄｉｆｆｅ−ｒｅｎｔｉａｌ　ｖｏｌｔａｇｅ）で
あり、これは電力用電子素子にかかる残留電圧によって
生じ、半導体スイッチと並列なダイオードが導通してい
る場合に、電流の他の方向で現れる電圧と比較される。

事実、これらのエラーはモータの振動を起こし、これは
例えばリフトの使用ではリフトの動作を害し、かつ乗客
に不快感を生じさせる。

本発明によって、上述の欠点を除去することができる。

交流リフトモータに給電する３相インバータを制御する
本発明の装置は、 回転子電流の出力、および速度の実際の値と速度の基準
値から基準電圧周波数を形成する速度調整器、 回転子電流周波数および基準電圧の周波数から基準電圧
の振幅を形成する曲線族計算器（ｃｕｒｖｅｆａｍｉｌ
ｙ　ｃａｌｃｕｌａｔｏｒ）、基準電圧周波数と振幅か
ら基準電圧を形成する３相発振器、↓よび 基準電圧およびインバータ出力から得られた実際の電圧
値からパルス幅変調器の制御電圧を形成する電圧調整器
、 を具えることを特徴としている。

本発明の装置の有利な実施例は、速度調整器が、実際の
速度値と速度基準との差を形成する差分ユニット、 実際の速度値と基準値との差を制御するＰ制御器（Ｐｒ
ｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ　ｃｏｎｔｒｏ∪ｅｒ　　（比例
制御器〕）と■制御器（Ｉｎｔｅｒｇｒａｔｉｎｇ　ｃ
ｏｎｔｒｏ∪ｅｒ　　［積分制御器］）、 回転子電流周波数を形成するためにＰ制御器およびＩ制
御器からの出力信号と速度基準値と結合する加算ユニッ
ト（ｓｕｍｍｉｎｇ　ｕｎｉｔ）　、ｉ；３よび回転子
電流周波数と実際の速度値から基準電圧の周波数を形成
する加算ユニット、 を具えることを特徴としている。

本発明の装置の有利な実施例は、曲線族計算機が、 インバータ基準電圧の低い周波数を除いて、モータを表
現する一定磁束曲線族によって基準電圧の振幅を形成す
るために、 回転子電流周波数に比例する訂正成分を基準電圧の周波
数と結合する加算ユニット、 負の基準電圧周波数の場合に振幅の絶対値を形成する絶
対値増幅器、および 回転子電流周波数に基づいて訂正成分を制御する制御ユ
ニット、 水平部分によって上記の低い周波数における非線形部分
を近似する目的で、 正基準電圧周波数において曲線の最少値を近似する水平
部分を形成する加算ユニット、負基準電圧周波数におい
て加算ユニットから得られた振幅値に基本曲線の最少値
を加える加算ユニット、 回転子電流周波数に基づいて訂正成分を制御する制御ユ
ニット、および 基本曲線の最少値を制御する制御ユニット、および曲線
の異なる部分に振幅を形成するために、 ダイオードとダイオードしきい値エラー訂正回路、 を具えることをまた特徴としている。

本発明の装置の有利な実施例は、３相発振器が、基準電
圧の周波数の絶対値を形成する絶対値ユニット、 基準電圧の周波数に比例する周波数を有する方形波を生
成する電圧制御発振器、 各基準電圧の曲線形状を蓄積するメモリ回路、ディジタ
ル形式で示される基準電圧をアナログ電圧に変換するデ
ィジタル対アナログ変換器、メモリ回路のアドレスを形
成する上下カウンタ（ｕｐ−ａｎｄ−ｄｏｗｎ　ｃｏｕ
ｎｔｅｒ）、および基準電圧の周波数の符号およびそれ
によりモータの回転方向を検出する比較器、 を具えることを特徴としている。

本発明の装置の有利な実施例は、各電圧調整器が、 インバータ出力において測定された電圧から実際の電圧
値を形成する実電圧値形成回路（ａｃｔｕａｌｖａｌｕ
ｅ　ｆｏｒｍｉｎｇ　ｃｉｒｃｕｉｔ）、および実際の
電圧値および基準電圧からパルス幅変調器の制御電圧を
形成する制御電圧形成回路（ｃｏｎｔｒｏｌｖｏｌｔａ
ｇｅ　ｆｏｒｍｉＯｇｃｉｒｃｕｉｔ）、を具えること
をまた特徴としている。

本発明の有利な実施例は、実電圧値形成回路が、３相電
圧から全波整流された脈動直流電圧の正と負電圧を結合
する加算ユニット、およびインバータ出力において測定
された電圧を説明されたように得られた交流電圧と結合
する加算ユニット、 によって主として実現されたことを特徴としている。

本発明の装置の有利な実施例は、制御電圧形成回路が、 実際の電圧値と基準電圧を比較する差分ユニット、 上記の差を積分する増幅器、および このようにして得られた差が交流モータの一時状態を考
慮する制御電圧になるように基準値に重畳できる加算ユ
ニット、 によって主として実現されていることをまた特徴として
いる。

本発明の装置の有利な実施例は、各駆動器が、半導体ス
イッチのスイッチング遅延のための遅延回路、および 光アイソレータを備える半導体スイッチ駆動器回路、 を具えることをまた特徴としている。

本発明の装置の有利な実施例では、インバータは、電力
段の制御された半導体スイッチがトランジスタであるト
ランジスタインバータであることをまた特徴としている
。

本発明の装置の有利な実施例では、インバータは、電力
段の制御された半導体スイッチがＧＴＯサイリスタであ
るＧＴＯサイリスタインバータであることをまた特徴と
している。

積分制御器のために、速度調整器は高速である。

速度エラーが許容できないと言う理由で、これはリフト
の応用に不可避である。曲線族計算機は所与の固定子磁
束に対する一定固定子磁束特性曲線（ｃｏｎｓｔａｎｔ
　５ｔａｔｏｒ　ｆｌｕｘ　’ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓ
ｔｉｃ　ｃｕｒｖｅ）をほぼ実現するが、しかしその精
度はリフト駆動に適当である。さらに、本発明の曲線族
計算機を同調する仕事は、所与の曲線を正確に実現する
計算機の場合に対応する仕事よりももっと容易である。

３相発振器の代わりに、例えばサーボ技術が基準電圧形
成プロセスで使用できる。しかし、モータ駆動素子の試
験と調査は上記の発振器にょってもっと良く実行可能で
ある。

インバータの制御において、電流調整器の代わりに電圧
調整器が用いられているから、電圧調整器が誘導性現象
によって生じた遅延を免れると言う理由で制御はより早
い。さらに、インバータ出力に高価な電流測定素子を使
うことは回避される。

光アイソレータによってインバータの電力段の分離は主
電流通路から制御回路への干渉を効率的に防いでいる。

本発明を添付の図面を参照して以下に詳細に説明する。

以下において、本発明の装置の動作は第１図に描かれた
リフト駆動を調べることにより説明され、ここで交流モ
ータｌＯは周波数変換器によって給電されている。その
位相電圧がｕＲ，ＬＩＳ、　ＬＩＴである周波数変換器
の電力段８に給電する３相電圧は例え１１ダイオードで
構成されている整流器１６によって整流されて中間電圧
回路の直流電圧となる。中間電圧回路の直流電圧はキャ
パシタＣ１を用いてフィルタされる。トランジスタＴｌ
−Ｔ６およびダイオードＤＩ−Ｄ６からなる電力段１７
は中間回路の直流電圧を整流し交流モータ１０を交流電
圧となり、その位相電圧はＵＡ、　１Ｂ、　ＩＣである
。ダイオードＤＩ−Ｄ６は誘導性電流の直流通路を構成
するゼロダイオードである。

交流モータ１０はつり上げ綱によって平衡重り（ｃｏｕ
ｎｔｅｒｗｅｉｇｈｔ）　１４とリフト箱（ｌｉｆｔ　
ｃａｒ）１５を動かす牽引滑車（ｔｒａｃｔｉｏｎ　５
ｈｅａｖｅ）１３をシャフト１２によって駆動する。エ
ネルギー復帰のために、この例ではブレーキ抵抗Ｒ１と
ブレーキトランジスタＴ７が備えられている。ブレーキ
トランジスタＴ７の制御はこれと関連して取り扱われて
いない。と言うのはそれは中間回路の直流電圧がプリセ
ットされた限界以上になると動作する独立ユニットであ
るからである。

インバータの電力段１７は本発明の装置によって制御さ
れ、これは電子制御ユニットｌ、速度計用発電機１１．
パルス幅変調器６ａ−６ｃ、電圧測定素子９ａ−９ｃ、
速度調整器２、曲線族計算機３．３相発振器４、電圧調
整器５ａ−５，ｃ、およびインバータ電力段１７の半導
体スイッチ用駆動器７ａ−７ｆを具えている。速度調整
器２の入力はモータの回転速度の実際の値Ｖと電子制御
ユニット１から得られた速度基準値Ｖ＊である。速度基
準値Ｖ＊を形成する電子制御ユニット１の動作は当業者
にとってよく知られた技術を表している。速度調整器２
の出力は基準電圧の周波数ｆｓと回転子電流の周波数ｆ
ｒである。基準電圧の周波数ｆｓと回転子電流の周波数
ｆ「は曲線族計算機３の人力であり、ここで基準電圧の
振幅Ａｓが形成される。

基準電圧の周波数［Ｓは、振幅Ａｓと共にまた３相発振
器４に送られ、ここで３つの相の基準電圧Ｖａ＊。

Ｖｂ札Ｖｃ＊が形成される。基準電圧Ｖａ＊、　Ｖｂ＊
、　％ｌｃ＊、および電圧測定素子９ａ、９ｂ、９ｃに
おけるフィードバック量として測定された電圧Ｖａ、　
Ｖｂ、　Ｖｃから、電圧調整器５ａ、５ｂ、５ｃにおい
て、パルス幅変調器（ｉａ、ｆｉｂ、（ｉｃの制御電圧
Ｖａ’。

Ｖｂ′、Ｖｃ’がｌられている。

光アイソレータと浮動電源を備えるトランジスタ駆動器
？ａ、７ｃ、７ｅの人力信号ＡＩ、Ｂｌ。

Ｃ１ならびに各トランジスタ相における第２トランジス
タの駆動器７ｂ、７ｄ、７ｆの制御信号Ａ２、Ｂ２．Ｃ
２がパルス幅変調器５ａ、　６ｂ、（ｉｃから得られ、
上記の制御信号は制御信号ＡＩ、Ｂｌ。

Ｃ１に対し相補信号である。例えば、制御信号Ａ２は例
えば比較器によって制御信号ＡＩの相補信号として得ら
れる。パルス幅変調器６ａ−６ｃの設計は当業者にとっ
てよく知られた技術を表し、その動作についてさらに詳
しくは説明されぬであろう。トランジスタ駆動器７ａ−
７ｆはインバータの電力段１７のトランジスタＴＩ−Ｔ
６を駆動する。

以下において、本発明の装置はさらに詳しく説明されて
いる。速度調整器２の主な特徴は第２図に示されている
。速度基準値Ｖ＊と実際の速度値Ｖは差分ユニット（ｄ
ｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　ｕｎｉｔ）Ｉｇで計算される
。差分信号はＰ　（＝ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ）制御
器１９と１　（−ｉｎｔｅｇｒａｔｉｎｇ）制御器２０
（７）入力に供給される。差分信号のレベルはそれを１
制御器２ｏに加える前にポテンショメータＴＭＩを用い
て適当に調節される。リフトがスタートする場合に、■
制御器２０がその初期値にセットできるために電子スイ
ッチＳ１が必要とされる。Ｐ制御器の出力信号はポテン
ショメークＴＭ２によって調節される。■制御およびＰ
制御成分は加算ユニット２１で速度基準Ｖ＊と結合され
、加算ユニット２１は上記の項の和から回転子電流の周
波数ｆｒを形成する。固定子電圧の周波数がモータのｒ
ｐｍとポール対の数の積と回転子電流の周波数との結合
によって得られることは一般に有効であるから、基準電
圧の周波数ｆｒは実際の速度値Ｖ回転子電流の周波数ｆ
ｒを結合することにより加算ユニット２２で得られる。

インバータの基準電圧の振幅＾Ｓを形成する本発明によ
る処置は、まず第３図ａに示された筒形モータを説明す
る一定磁束曲線族を調べることにより次に説明される。

第３図ａの曲線族はモータの固定子電圧の振幅＾Ｓを表
し、これはすなわちモータの固定子電圧の周波数ｆｓの
関数としてのインバータの基準電圧の振幅＾Ｓであり、
すなわち固定子の磁束が一定の場合に異なる回転子電流
周波数ｆｒＱ−ｆｒ４におけるインバータの基準電圧で
ある。回転子電流周波数ｆｒの値０において、基本曲線
ｆｒＱが得られ、その最少値は制御電圧の振幅の最少値
である。曲線族の実質的にＵ型な曲線は高い正および負
基準電圧周波数によって構成された線形部分と、低い正
および負の周波数ｆｓに関連する非線形部分より構成さ
れている。

本発明の曲線族計算機は第３図すで表された一定曲線族
の線形近似を用いてインバータ基準電圧の振幅Ａｓを計
算する。第３図すでは、曲線０は第１図の基本曲線ｆｒ
Ｑの近似である。曲線０の最少値はＫＯである。回転子
電流周波数ｆｒが０の場合にこの振幅Ａｓが適用される
。基準電圧の負周波数ｆｓが回転の他の方向に一致する
ように水平軸が解釈される場合、電圧がまた負周波数ｆ
ｓによって訂正されるために直線の絶対値が取られなく
てはならない。もし回転子電流の周波数ｆｒに比例する
訂正成分に１が曲線０に付加され、かつそこから絶対値
がとられるなら、低い基準電圧周波数ｆｓを除いて、近
似値が第１図の曲線族に対して得られる。

低い基準電圧周波数ｆｓにおいて、曲線の底の高さは基
本曲線の最少値ＫＯによって増大された回転子電流の周
波数ｆｒに比例している。全体の近似曲線ｌは高い絶対
値を持つ基準電圧の周波数ｆｓの曲線と基準電圧の低い
周波数ｆｓの曲線との結合によって得られる。

第３図Ｃには、第３図すに示されたような一定磁束曲線
族の線形近似を行う曲線族計算機が表されている。その
入力はモータの固定子電圧、すなわちインバータ基準電
圧の周波数ｆｓと、回転子電流周波数ｆｒである。高い
絶対値を持つ基準電圧の周波数ｆｓにおいて、基準電圧
の振幅Ａｓは基準電圧の周波数ｆｓと回転子電流周波数
ｆｒから得られた訂正成分Ｋｌとを結合することによっ
て得られ、そしてそれは加算ユニット２３のトリマＴＭ
３によって調節される。このようにして基準電圧の振幅
は、正の基準電圧周波数ｆｓの場合には、ダイオードＤ
７とダイオードしきい値エラー訂正回路２７に送られ、
その出力から振幅へＳが得られる。そのあと、振幅＾Ｓ
は３相発振器４に送られ、そこでインバータ基準電圧が
形成できる。ダイオードしきい値エラー訂正回路２７は
増幅器２８、ダイオードＤ∪および抵抗Ｒ２からなって
いる。負の基準電圧周波数ｆｓにおいて、振幅はまず絶
対値２４に送られ、そこで負の振幅は正となり、それか
らダイオードＤ８を通ってダイオードしきい値エラー訂
正回路２７に送られる。

低い基準電圧周波数ｆｓにおいて、基準電圧の振幅Ａｓ
は、訂正成分に２と基本曲線の最少値ＫＯとを結合する
ために回転子電流周波数ｆｒから形成された訂正成分に
２をまず加算ユニット２５に送ることにより形成される
。回転子電流周波数ｆｒの正の値において、第３図すに
示されたような訂正成分に２と最少値ＫＯの和から構成
される増幅器から振幅が得られる。振幅Ａｓはダイオー
ドＤ９を通ってダイオードしきい値エラー訂正回路２７
に送られる。回転子電流周波数ｆｒの負の値において、
加算ユニット２５から得られた量は加算ユニッ２６にお
いて基本曲線の最初値ＫＯともう一度結合され、これか
ら得られた振幅は振幅Ａｓを形成するためにダイオード
Ｄ１０を通って訂正回路２７に送られる。回転子電流周
波数「ｒから生成された訂正成分に２はトリマＴＭ４に
よって調整できる。基本曲線の最少値ＫＯはトリマＴＭ
５によって調整できる。

第４図には３相発振器を実現する最近の設計が表されて
いる。人力量は基準電圧の周波数ｆｓと振幅Ａｓとであ
る。絶対値ユニット２９において、基準電圧の周波数ｆ
ｓの絶対値が形成され、そのあとそれは電圧制御発振器
３０に供給される。この発振器の出力は、その周波数が
基準電圧の周波数「Ｓに対応する方形波である。そのカ
ウンティング方向が比較器３４によって決められ、かつ
発振器３０からの方形波を入力するのに用いられる上下
カウンタ３３の並列モード出力は３つのメモ！Ｊ３１ａ
−３１ｃにアドレスとして用いられる。比較器３４は基
準電圧の周波数ｆｓの符号を検出し、かつそれによって
制御されるモータの回転方向を検出する。メモリ回路３
１　ａ　−３１Ｃに１２０度の位相差を持つ各基準電圧
の曲線形状が蓄積され、かつそれによりメモ１Ｊ３１ａ
−３１０の出力に対称なディジタル的に符号化された３
相システムが得られる。各アナログ基準電圧Ｖａ＊、　
Ｖｂ＊、　Ｖｃ本を生成するために、ディジタル語が３
つの同等なディジタル／アナログ変換器３２ａ　−３２
Ｃに送られる。電圧Ｖａ＊、　Ｖｂ札Ｖｃ本の振幅の制
御は、曲線計算機３から出てくる振幅Ａｓの指示により
ディジタル／アナログ変換器３２　ａ　−３２ｃの基準
人力を通してこの段で適宜達成される。最終結果は、対
称３相システムを構成する３つの振幅制御および位相制
御アナログ基準電圧Ｖａ＊、　Ｖｂ＊、　ＶＣ本である
。

第５図ａおよび第５図すには重畳原理によって動作する
凝った電圧調整器の動作と設計が表されている。第５図
ａの調整器は、本発明のインバータ制御装置中でパルス
幅変調を行う１つのフェーズの制御電圧の制御に適用可
能である。以下において、本発明の電圧調整器の動作は
、フェーズＡでは、第５図ａおよび第５図すを援用して
調べられている。電圧調整器の人力は、測定素子９ａに
よってインバータ出力で測定され、フィードバックとし
て得られた電圧Ｖａと基準電圧Ｖａ本とである。

電圧調整器は実電圧値形成回路３５とパルス幅変調器用
の制御電圧Ｖａ　／を形成する回路３６からなっている
。実電圧値形成回路３５において、加算ユニット３７は
第５図すの合成０レベル（ｓｙｎｔｈｅｔｉｃ　ｚｅｒ
。

１ｅｖｅｌ　）　Ｖ　Ｑを形成する。基本周波数の３倍
の周波数を有する合成レベル■０は、整流器１６によっ
て全波整流されて交流電圧■０になるところのキャパシ
タｃｔにかかる脈動直流電圧の正電圧ｐ［１１と負電圧
ｎｉｌを結合することによって得られる。

加算ユニット３８において、合成Ｏレベル交流電圧■０
はインバータ出力で測定された実電圧値Ｖａと結合され
る。

パルス幅変調器制御電圧形成回路３６において、差分ユ
ニット３９は実際の電圧値Ｖａと基準電圧ｖａ本との差
を形成し、この差は積分増幅器４０で制御される。増幅
器４０の利得はトリマＴＭ６によって変更できる。加算
ユニット４１において、基準電圧ｖａ本および基準電圧
Ｖａｔと実際の電圧値との間の差から形成された訂正成
分はパルス幅変調器６ａの制御電圧Ｖａ’を構成するよ
うに結合される。差分ユニット３９はその１つの入力が
負である加算回路に用いられている。他のフェーズにお
ける電圧調整器５ｂと５ｃはフェーズＡにおける電圧調
整器５ａの動作に類似している。

これと関連して、蓄積時間の影響は考慮されねばならな
い。すなわち、トランジスタの伝達電流からベース電流
が取去られると、トランジスタはさらに約２０μｓ導通
しよう。その間、そのペアーとして動作するトランジス
タは解放されず、さもなければ短絡回路が続かなくては
ならぬ。トランジスタはベース電荷が消散されたあとで
のみ導通を止める。第６図に描かれた電力段のトランジ
スタ駆動器は遅延回路４２と駆動器回路４３自体からな
っている。トランジスタ電圧の他のトランジスタ、例え
ばＴ２が、トランジスタＴ１が導通を止める前に導通を
開始しないことを保証するように、トランジスタ制御の
非対称遅延はヒステリシスゲート４４によって達成され
る。このスイッチング遅延は抵抗Ｒ３とキャパシタＣ２
との積によって決定される。ダイオードＤＩ２はスイッ
チオフが遅延側しで起こるために必要とされている。入
力信号Ａは駆動器入力信号Ａｔ、Ａ２．Ｂｌ、Ｂ２．Ｃ
１゜Ｃ２の１つである。

駆動器回路４３は２つの浮動供給電源を有している。負
の供給電源はスイッチングオフを加速するために強力な
負のベース電流を与える必要がある。

これら２つの浮動電圧は整流ダイオードＤ１３−Ｄ２０
およびフィルタリングキャパシタＣ３と０４によって生
成される。駆動器回路４３の供給電源として高周波チョ
ッパ電流源４５が用いられ、必要とされるすべての浮動
電流源をまかなうためにそのトランスＴＲＩの２次側は
十分な数の巻線を有している。光アイソレータ４６は抵
抗Ｒ４を通して駆動器の最終トラレジスフＴ８．Ｔ９に
供電している。

これらのトランジスタは双対エミッタフォロア回路を構
成している。

ダイオードＤ２１はいわゆるベーカーダイオード（Ｂａ
ｋｅｒ　ｄｉｏｄｅ）である。これは蓄積時間を減少し
安定化する。さらに、トランジスタのスイッチオン電力
は上記のダイオードによって少ないであるう。この抵抗
Ｒ４はベーカーダイオードＤ２１を適当に動作させるの
に必要である。点（１／Ｅは発振器電子回路の接地であ
る。ダイオードＤ２２は光アイソレータ４６の保護ダイ
オードである。駆動器の出力信号として、例えばトラン
ジスタＴ１を駆動する信号Ｃ，Ｂ、Ｅが得られている。

本発明の種々の実施例は上記の例に専ら限られず、特許
請求の範囲で変更できることは当業者にとって明らかで
ある。トランジスタによって実現されたトランジスタイ
ンバータに加えて、本発明の装置はＧＴＯサイリスタを
用いて具体化されたＧＴＯサイリスタインバータもまた
使うことができる。

（要約） リフトの交流モータに給電する３相インバータを制御す
る装置であって、上記のインバータにおいて、電力段は
半導体スイッチによって実現され、かつ上記の装置は速
度基準値（Ｖ＊）を生成するそれ自体技術上既知の電子
制御ユニット（１）および実際の速度（Ｖ）を生成する
速度計用発電機（１１）、インバータ出力において位相
電圧を測定する電圧測定素子（９ａ−９−ｃ）、それ自
体技術上既知のパルス幅変調器（６ａ−６ｃ）およびパ
ルス幅変調器（６ａ−６ｃ）から導かれた制御信号（Ａ
１．Δ２．Ｂｌ、Ｂ２．Ｃ１，Ｃ２）によってインバー
タの電力段（１７）の半導体スイッチを制御する駆動器
（７ａ−７ｆ）を備えている。

本発明の装置によって、制御電圧の高速制御が達成され
る。さらに、もっと簡単な電圧測定素子（９ａ−９ｃ）
が電流測定素子の代わりに使用できる。本発明の装置は
、この装置が、 回転子電流周波数（ｆｒ）　、および実際の速度値（Ｖ
）と速度基準値（Ｖ＊）から基準電圧の周波数（ｆｓ）
を生成する速度調整器（２）、回転子電流周波数（ｆｒ
）および基準電圧の周波数（ｆｓ）から基準電圧の振幅
（Ａｓ）を生成する曲線族計算機（３）、 基準電圧の周波数（ｆｓ）　と振幅（Ａｓ）から基準電
圧（Ｖａ＊　、　Ｖｂ＊　、　Ｖｃ＊）を生成する３相
発振器（４）、右よび 基準電圧（Ｖａ＊、　Ｖｂ＊　、　Ｖｃ＊）およびイン
バータ出力において得られた実際の電圧値から得られた
基準電圧（Ｖａ’　、　Ｖｂ’　、　Ｖｃ’）からパル
ス幅変調器（６ａ−６ｃ）（７）制御電圧（Ｖａ’　、
　Ｖｂ’　、　Ｖｃ’　）を生成する電圧変調器（５ａ
−５ｃ）、を具えることを特徴としている。

【図面の簡単な説明】

第１図はリフト駆動を示し、ここで交流モータは周波数
変換器によって給電されている。 第２図は本発明の速度調整器を示し、 第３ａ−３ｃ図は本発明の曲線族計算機の動作と設計を
示し、 第４図は本発明の３相発振器を示し、 第５ａ−５ｂ図は本発明の電圧調整器の動作と設計を示
し、 第６図は本発明の半導体スイッチ駆動器を示している。 １・・・電子制御ユニット　　２・・・速度調整器３・
・・曲線族計算機　　　　４・・・３相発振器５ａ、５
ｂ、５ｃ・・・電圧調整器 （ｉａ、５ｂ、（ｉｃ・・・パルス幅変調器７ａ〜７ｆ
・・・制御器あるいは駆動器８・・・電力段 ９ａ、９ｂ、９ｃ・・・電圧測定素子 １０・・・交流モータ　　　　　１１・・・速度計用発
電機１２・・・シャフト１３・・・牽引滑車１４・・・
平衡重り　　　　　　１５・・・リフト箱１６・・・整
流器　　　　　　　１７・・・電力段１８・・・差分ユ
ニット　　　　　１９・・・Ｐ制御器２０・・・１制御
器 ２１、２２．２３・・・加算ユニット ２４・・・絶対値増幅器　　　　２５．２６・・・加算
ユニット２７・・・ダイオードしきい値エラー訂正回路
２８・・・増幅器　　　　　　　２９・・・絶対値ユニ
ット３０・・・電圧制御発振器 ３１ａ、３１ｂ、３１ｃ・・・メモリ（回路）３２ａ、
３２ｂ、３２ｃｍ−・Ｄ／Ａ変換器３３・・・上下カウ
ンタ　　　　３４・・・比較器３５・・・実電圧値形成
回路　　３６・・・制御電圧形成回路３７．３８・・・
加算ユニット３９・・・差分ユニット４０・・・積分増
幅器　　　　　４１・・・加算ユニット４２・・・遅延
回路 ４３・・・（半導体スイッチ）駆動器回路４４・・・ヒ
ステリシスゲート ４５・・・高周波チョッパ電流源 ４６・・・光アイソレータ 特許出願人　　　コーネ・エレベータ−・ゲーエムペー
ハー−ｍ−ｆｓ Ｆｉｇ、３ｃ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、リフトの交流モータに給電する３相インバータを制
   御する装置であって、上記のインバータにおいて電力段
   は半導体スイッチを用いて実現され、かつ上記の装置が
   速度基準値 （ｖ＊）を生成するそれ自体技術上既知の電子制御ユニ
   ット（１）および実際の速度値 （ｖ）を生成する速度計用発電機（１１）、インバータ
   出力において位相電圧を測定する電圧測定素子（９ａ−
   ９ｃ）、パルス幅変調器（６ａ−６ｃ）から得られた制
   御信号（Ａ１、Ａ２、Ｂ１、Ｂ２、Ｃ１、Ｃ２）によっ
   てインバータの電力段（１７）の半導体スイッチを制御
   するそれ自体技術上既知のパルス幅変調器（６ａ−６ｃ
   ）および制御器（７ａ−７ｆ）を具えるものにおいて、 この装置が、 回転子電流の周波数（ｆｒ）、および実際の速度値（ｖ
   ）と速度基準値（ｖ＊）から基準入力電圧の周波数（ｆ
   ｓ）を形成する速度調整器（２）、 回転子電流周波数（ｆｒ）および基準電圧の周波数（ｆ
   ｓ）から基準電圧の振幅を形成する曲線族計算機（３）
   、 基準電圧の周波数（ｆｓ）と振幅（Ａｓ）から基準電圧
   （Ｖａ＊、Ｖｂ＊、Ｖｃ＊）を形成する３相発振器（４
   ）、および 基準電圧（Ｖａ＊、Ｖｂ＊、Ｖｃ＊）およびインバータ
   出力から得られた実際の電圧値（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）か
   らパルス幅変調器（６ａ−６ｃ）の制御電圧（Ｖａ′、
   Ｖｂ′、Ｖｃ′）を生成する電圧調整器（５ａ−５ｃ）
   、 を具えることを特徴とする装置。 ２、速度調整器（２）が、 実際の速度値（ｖ）と速度基準値（ｖ＊） との差を形成する差分ユニット（１８）、 実際の速度値（ｖ）と速度基準値（ｖ＊） との差を制御するＰ制御器（１９）とＩ制御器（２０）
   、 回転子電流周波数（ｆｒ）を生成するために、Ｐ制御器
   （１９）およびＩ制御器（２０）の出力信号を速度基準
   値（ｖ＊）と結合する加算ユニット（２１）、および 回転子電流周波数（ｆｒ）と実際の速度値 （ｖ）から基準電圧の周波数（ｆｓ）を生成する加算ユ
   ニット（２２）、 であることを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の
   装置。 ３、曲線族計算機（３）は、 インバータの基準電圧の低い周波数（ｆｓ）を除いて、
   モータを表現する一定磁束曲線族によって基準電圧の振
   幅（Ａｓ）を生成するために、 回転子電流周波数（ｆｒ）に比例する訂正成分（Ｋ１）
   を基準電圧の周波数（ｆｓ）と結合する加算ユニット（
   ２３）、 基準電圧の負周　数（ｆｒ）において振幅の絶対値を生
   成する絶対値増幅器（２４）、および、 回転子電流周波数（ｆｒ）に基づいて訂正成分（Ｋ１）
   を調整する制御部材（ＴＭ３）、水平線形部分によって
   上記の低い周波数 （ｆｓ）において非線形部分を近似するために、基準電
   圧の正周波数（ｆｓ）において曲線の最少値を近似する
   水平部分を生成する加算ユニット（２５）、 基準電圧の負周波数（ｆｓ）において加算ユニット（２
   ５）から得られた振幅値（Ａ２）に基本曲線の最少値（
   Ｋ０）を加える加算ユニット（２６）、 回転子電流周波数（ｆｒ）に基づいて訂正成分（Ｋ２）
   を調整する制御部材（ＴＭ４）、および 基本曲線の最少値（Ｋ０）を調整する制御 部材（ＴＭ４）、 および曲線の異なる部分に振幅（Ａｓ）を生成するため
   に、 ダイオード（Ｄ７−Ｄ１０）、および ダイオードしきい値エラー訂正回路（２７）、を具える
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項もしくは第２項
   に記載の装置。 ４、３相発振器（４）が、 基準電圧の周波数（ｆｓ）の絶対値を生成する絶対値ユ
   ニット（２９）、 基準電圧の周波数（ｆｓ）に比例する方形波を生成する
   電圧制御発振器（３０）、 各基準電圧の曲線形状を蓄積するメモリ回 路（３１ａ−３１ｃ）、 ディジタル形式の基準電圧をアナログ電圧 （Ｖａ＊、Ｖｂ＊、Ｖｃ＊）に変換するディジタル／ア
   ナログ変換器（３２ａ−３２ｃ）、 メモリ回路（３１ａ−３１ｃ）のアドレスを生成する上
   下カウンタ（３３）、および 基準電圧の周波数（ｆｓ）の符号およびそれによりモー
   タの回転方向を検出する比較器 （３４）、 を具えることを特徴とする特許請求の範囲第１項ないし
   第３項のいずれか１つに記載の装置。 ５、各電圧調整器（５ａ−５ｃ）が、 インバータ出力において測定された電圧 （Ｖａ）から実際の電圧値を形成する実電圧値形成回路
   （３５）、および 実際の電圧値および基準電圧（Ｖｓ＊）からパルス幅変
   調器に対する制御電圧（Ｖａ′）を形成する制御電圧形
   成回路（３６）、 を具えることを特徴とする特許請求の範囲第１項ないし
   第４項のいずれか１つに記載の装置。 ６、実電圧値形成回路（３５）が、 ３相電圧から全波整流された脈動直流電圧 の正電圧（ｐ∪１）と負電圧（ｎ∪１）を結合する加算
   ユニット（３７）、および インバータ出力において測定された電圧 （Ｖａ）をこのようにして得られた交流電圧（Ｖｏ）に
   加える加算ユニット（３８）、 によって主として実現されることを特徴とする特許請求
   の範囲第５項に記載の装置。 ７、制御電圧形成回路（３６）が、 実際の電圧値と基準電圧（Ｖａ＊）を比較する差分ユニ
   ット（３９）、 上記の差分を積分する増幅器（４０）、および 加算ユニット（４１）、 によって主として実現され、 それによって、得られた差分量が交流モー タの一時状態を考慮する制御電圧（Ｖａ′）になるよう
   に基準値（Ｖａ＊）に重畳できること、を特徴とする特
   許請求の範囲第５項に記載の装置。 ８、各駆動器（７ａ−７ｆ）が、 半導体スイッチのスイッチング遅延のため の遅延回路（４２）、および 光アイソレータ（４６）を備える半導体スイッチ駆動器
   回路（４３）、 を具えることを特徴とする特許請求の範囲第１項ないし
   第７項のいずれか１つに記載の装置。 ９、インバータは、電力段（１７）の制御された半導体
   スイッチがトランジスタ（Ｔ１−Ｔ６）であるようなト
   ランジスタインバータであることを特徴とする特許請求
   の範囲第１項ないし第８項のいずれか１つに記載の装置
   。 １０、インバータは、電力段（１７）の制御された半導
   体スイッチがＧＴＯサイリスタであるようなＧＴＯサイ
   リスタインバータであることを特徴とする特許請求の範
   囲第１項ないし第８項のいずれか１つに記載の装置。