JPS62277064A - 電圧形アクティブフィルタ装置 - Google Patents
電圧形アクティブフィルタ装置Info
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- JPS62277064A JPS62277064A JP61119025A JP11902586A JPS62277064A JP S62277064 A JPS62277064 A JP S62277064A JP 61119025 A JP61119025 A JP 61119025A JP 11902586 A JP11902586 A JP 11902586A JP S62277064 A JPS62277064 A JP S62277064A
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Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
３、発明の詳細な説明
〔産業上の利用分野〕
この発明はＰＷＭインバータで構成されるアクティブフ
ィルタ装置に関するものである。
ィルタ装置に関するものである。
第４図は例えば「昭和６０年 電気・情報関連学会連合
大会」の〔屋外自冷電圧形 アクティブフィルタ〕 （
昭和６０年４月発行に示された従来のアクティブフィル
タ装置を示す回路図である。
大会」の〔屋外自冷電圧形 アクティブフィルタ〕 （
昭和６０年４月発行に示された従来のアクティブフィル
タ装置を示す回路図である。
同図においてｌａ、ｌｂ、、ｌｃは３相交流電源、２ａ
、２ｂ、２ｃはリアクトル、３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、
３ｅ、３１はトランジスタスイッチ、４はコンデンサ、
５はトランジスタスイッチ３ａ〜３ｆとコンデンサ４と
で構成されるアクティブフィルタで、このアクティブフ
ィルタ５はリアクトル２ａ、 ２ｂ、２Ｃを介して３
相交流電ｔｐ、１ａ。
、２ｂ、２ｃはリアクトル、３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、
３ｅ、３１はトランジスタスイッチ、４はコンデンサ、
５はトランジスタスイッチ３ａ〜３ｆとコンデンサ４と
で構成されるアクティブフィルタで、このアクティブフ
ィルタ５はリアクトル２ａ、 ２ｂ、２Ｃを介して３
相交流電ｔｐ、１ａ。
ｌｂ、ｌｃに接続される。６ａ、６ｂ、６ｃはアクティ
ブフィルタ５の入力電流検出用電流変成器、７は高調波
電流発生負荷、８ａ、８ｂ、８ｃは高調波電流発生負＠
７に流入する電流を検出する電流変成器、９ａ、９ｂ、
９ｃは基本波除去回路、１０ａ、１０ｂ、ｌＯｃは加算
回路、１１２．１１ｂ、ｌｌｃはゲインに倍に増巾する
増巾回路、１２ａ、１２ｂ、１２ｃは加算回路、１３は
ＰＷ、Ｖ［波形作成回路であり、上記電／ｉｔ変成器６
ａ〜６ｃ。
ブフィルタ５の入力電流検出用電流変成器、７は高調波
電流発生負荷、８ａ、８ｂ、８ｃは高調波電流発生負＠
７に流入する電流を検出する電流変成器、９ａ、９ｂ、
９ｃは基本波除去回路、１０ａ、１０ｂ、ｌＯｃは加算
回路、１１２．１１ｂ、ｌｌｃはゲインに倍に増巾する
増巾回路、１２ａ、１２ｂ、１２ｃは加算回路、１３は
ＰＷ、Ｖ［波形作成回路であり、上記電／ｉｔ変成器６
ａ〜６ｃ。
８ａ〜８Ｃ１負荷７、基本波除去回路、加算回路１０ａ
〜１０ｃ、１２ａ 〜１２ｃ、増巾回路１１ａ〜ＩＩ
ＣおよびＰＷＭ波形作成回路により制御回路を構成して
いる。そして、上記ＰＷＭ波形作成回路１３はトランジ
スタスイッチ３に０Ｎ１０ＦＦ指令を与えている。
〜１０ｃ、１２ａ 〜１２ｃ、増巾回路１１ａ〜ＩＩ
ＣおよびＰＷＭ波形作成回路により制御回路を構成して
いる。そして、上記ＰＷＭ波形作成回路１３はトランジ
スタスイッチ３に０Ｎ１０ＦＦ指令を与えている。
次に動作について説明する。
動作の内容を明確にするために第５図の波形を用いて説
明する。第５図（ａｌは３相交流電源ｌａ。
明する。第５図（ａｌは３相交流電源ｌａ。
ｌｂ、ｌｃのうちの１相分Ｅａを示している。負荷７に
同図（ｂｌに示すような基本波電流（破線で示す）ＩＦ
−に高調波電流ＩＨｍを重畳された負荷電流■ｔ、ａが
流れた場合を考える。なお、第５図（ｂｌには１相分の
負荷電流■、のみを図示したが、実際には３相分の負荷
電流Ｉい、■い、ＩＬｃが負荷７に流れている。これら
の３相負荷電流Ｉ Ｌｉ、Ｉ Ｉｊ。
同図（ｂｌに示すような基本波電流（破線で示す）ＩＦ
−に高調波電流ＩＨｍを重畳された負荷電流■ｔ、ａが
流れた場合を考える。なお、第５図（ｂｌには１相分の
負荷電流■、のみを図示したが、実際には３相分の負荷
電流Ｉい、■い、ＩＬｃが負荷７に流れている。これら
の３相負荷電流Ｉ Ｌｉ、Ｉ Ｉｊ。
ＩＬＣは電流変成器３ａ、 ８ｂ、３ｃにより検出さ
れ、その検出信号Ｉ Ｌｌｌ” ＋ ＩＬｂ” ＋
ＩＬｃ＊は基本波除去回路９ａ、９ｂ、９ｃにそれぞ
れ入力されて高調波成分Ｉ□ ＋ ｌｌ１ｂ”＋
Ｉｏｃ のみを出力、させる。基本波除去回路９ａ、
９ｃ、９ｃは例えばバイパス形フィルタで構成されてお
り、第５図（Ｃ１に示すように基本波成分をカットし、
高調波成分Ｉ Ｈｚ のみを通過させるように作成す
る。
れ、その検出信号Ｉ Ｌｌｌ” ＋ ＩＬｂ” ＋
ＩＬｃ＊は基本波除去回路９ａ、９ｂ、９ｃにそれぞ
れ入力されて高調波成分Ｉ□ ＋ ｌｌ１ｂ”＋
Ｉｏｃ のみを出力、させる。基本波除去回路９ａ、
９ｃ、９ｃは例えばバイパス形フィルタで構成されてお
り、第５図（Ｃ１に示すように基本波成分をカットし、
高調波成分Ｉ Ｈｚ のみを通過させるように作成す
る。
一方、アクティブフィルタ５の入力端子ＩＣ１＋Ｉ Ｃ
ｂ＋ Ｉ ＣＣは電流変成器６ａ、６ｂ、６ｃにより
検出される。その検出信号Ｉ ＣＩ” ＋ ＩＣｂ”
＋ ｒｃどと前述の高調波成分１ ）ｌａ” ｌ
ＩＨｂ” ＋ ＩＮどとはそれぞれ加算回路１０ａ
、１０ｂ、１０ｃに入力され ΔＩ ＠ ＝ Ｉｏｎ” Ｉ ＣｍΔＩｂ ＝ １
．、” Ｉｃｂ” （１）ΔＩ、＝
Ｉｎざ−ｒｃど なる演算がなされる。加算回路１０ａ、１０ｂ。
ｂ＋ Ｉ ＣＣは電流変成器６ａ、６ｂ、６ｃにより
検出される。その検出信号Ｉ ＣＩ” ＋ ＩＣｂ”
＋ ｒｃどと前述の高調波成分１ ）ｌａ” ｌ
ＩＨｂ” ＋ ＩＮどとはそれぞれ加算回路１０ａ
、１０ｂ、１０ｃに入力され ΔＩ ＠ ＝ Ｉｏｎ” Ｉ ＣｍΔＩｂ ＝ １
．、” Ｉｃｂ” （１）ΔＩ、＝
Ｉｎざ−ｒｃど なる演算がなされる。加算回路１０ａ、１０ｂ。
１０ｃよりの出力電流Δ１１．Δ■１．Δ■、は増１１
回路１１ａ、ｌｌｂ、ｌｌｃにおいてに倍され、次段の
加算回路１２ａ、１２ｂ、１２ｃに入力され、次の演算
が行なわれる。ここでＥ、、Ｅｂ。
回路１１ａ、ｌｌｂ、ｌｌｃにおいてに倍され、次段の
加算回路１２ａ、１２ｂ、１２ｃに入力され、次の演算
が行なわれる。ここでＥ、、Ｅｂ。
Ｅ６は３相交流電源１ａ〜ＩＣの各相電圧を示す。
Ｍａ ＝Ｅ、 ＋Ｋ ・ Δ Ｉ。
Ｍｂ ＝Ｅｂ ＋Ｋ ・ Δ Ｉ ｂ
（２）ＭＣ＝ＥＣ＋Ｋ −ΔＩｃ 加算回路１２ａの出力Ｍ１の波形を代表例として第５図
（ｄ）に図示している。
（２）ＭＣ＝ＥＣ＋Ｋ −ΔＩｃ 加算回路１２ａの出力Ｍ１の波形を代表例として第５図
（ｄ）に図示している。
上記出力Ｍ−、Ｍｂ 、ＭｃはＰＷＭ波形作成回路１３
に入力される。ＰＷＭ波形作成回路１３は第４図には図
示していないが搬送波としての三角波信号と比較してト
ランジスタスイッチ３ａ〜３ｆへ０Ｎ１０ＦＦ指令を出
力する。その結果、搬送波によるリップルを無視すると
加算回路１２ａ、１２ｂ、１２ｃの出力Ｍ、、Ｍ、、Ｍ
ｅと相似な出力電圧Ｍｙｉ、 Ｍｒｂ、 ＭＦＣをア
クティブフィルタ５が発生することになる。従って、ア
クティブフィルタ５に流入する電流Ｉ Ｃｉ＋ Ｃｂ
＋ Ｉ ｃｅは次式で表■ 現される。
に入力される。ＰＷＭ波形作成回路１３は第４図には図
示していないが搬送波としての三角波信号と比較してト
ランジスタスイッチ３ａ〜３ｆへ０Ｎ１０ＦＦ指令を出
力する。その結果、搬送波によるリップルを無視すると
加算回路１２ａ、１２ｂ、１２ｃの出力Ｍ、、Ｍ、、Ｍ
ｅと相似な出力電圧Ｍｙｉ、 Ｍｒｂ、 ＭＦＣをア
クティブフィルタ５が発生することになる。従って、ア
クティブフィルタ５に流入する電流Ｉ Ｃｉ＋ Ｃｂ
＋ Ｉ ｃｅは次式で表■ 現される。
ｔ
ここでＬはりアクドル２ａ〜２Ｃのインダクタンスを示
している。
している。
（２）式においてゲインＫを（３）に選ぶとΔＩａ。
Δｌｂ＋ ΔＩｃは０となり従って（１）式より■ロ
ーＩＣａ ＩＨｂ＝［ｃｂ （４）１１１
ｅ＝Ｉｃｅ が成立し、負荷７に流れる高調波電流１□３゜１１１ｂ
＋ Ｉｏｃはアクティブフィルタ５から供給されるこ
とになるため、交流型ｊ！Ａ１ａ〜ＩＣから流入する高
調波電流分は低減される。
ーＩＣａ ＩＨｂ＝［ｃｂ （４）１１１
ｅ＝Ｉｃｅ が成立し、負荷７に流れる高調波電流１□３゜１１１ｂ
＋ Ｉｏｃはアクティブフィルタ５から供給されるこ
とになるため、交流型ｊ！Ａ１ａ〜ＩＣから流入する高
調波電流分は低減される。
今、負荷電流ＩＬ□＋ Ｉｃｂ、 ＩＬｃが次式で
表わされる場合を考える。
表わされる場合を考える。
Ｉ Ｌ１１＝ Ｉ Ｆｌ ｓｉｎ ωｔ ＋ ＩＨＩｓ
ｉｎ ｎ ｃｌＪｔＩ ｒｂ ＝ Ｉ ｒｌｓｉｎ（ω
ｔ ＋ −ｎ ）＋ Ｉ ｎ＋ ｓｉｎ ｎ（ωＬ
−−ｒｃ ） （５］Ｉ ＬＣ＝ Ｉ ｒ＋
５ｉｎ（ω（−□π）＋ Ｉ Ｎｌ ｓｉｎ ｎ（
ωｔ ｒｃ ）アクティブフィルタ５によ
り上記高調波電流分を完全に補償する場合を考えると次
式が成立する。
ｉｎ ｎ ｃｌＪｔＩ ｒｂ ＝ Ｉ ｒｌｓｉｎ（ω
ｔ ＋ −ｎ ）＋ Ｉ ｎ＋ ｓｉｎ ｎ（ωＬ
−−ｒｃ ） （５］Ｉ ＬＣ＝ Ｉ ｒ＋
５ｉｎ（ω（−□π）＋ Ｉ Ｎｌ ｓｉｎ ｎ（
ωｔ ｒｃ ）アクティブフィルタ５によ
り上記高調波電流分を完全に補償する場合を考えると次
式が成立する。
Ｔ ｃｍ＝ Ｉ ｕｓ ｓｉｎ ｎ ｃＬＩｔＩ
ｃｂ＝ Ｉ Ｈｂ ｓｉｎ ｎ（ｃｕｔ−□π）（６
）Ｉ ｃｃ＝ Ｉ Ｈｃ ｓｉｎ ｎ（ωｔ−−π）（
３）式と（６）式からアクティブフィルタ５の発生すべ
き出力電圧はＥ Ｆｌｌ＋ Ｅ Ｆｂ＋ Ｅ ＦＣ
は次式で表わすことができる。
ｃｂ＝ Ｉ Ｈｂ ｓｉｎ ｎ（ｃｕｔ−□π）（６
）Ｉ ｃｃ＝ Ｉ Ｈｃ ｓｉｎ ｎ（ωｔ−−π）（
３）式と（６）式からアクティブフィルタ５の発生すべ
き出力電圧はＥ Ｆｌｌ＋ Ｅ Ｆｂ＋ Ｅ ＦＣ
は次式で表わすことができる。
ＥＦａ＝ Ｅｓ ＋ｎｃ＋、＋Ｌ ５１ Ｍｌ °ｃｏ
ｓ ｎ ｃｕｔＥｒｂ−Ｅｂ ＋ｎｃｕＬ ・Ｉ＋＋
＋ ・ｃｏｓ ｎ（ｃｃ＋ｔ −−ｙｃ）Ｅ、ｃ＝Ｅ
、 ＋ｎωＬ−１＋＋＋ −ｃｏｓ ｎ（ωｔ −□
π）即ち第５図（ｄｌに示すようにアクティブフィル
タ５は電源電圧Ｅ１に等しい基本波電圧に高調波電圧を
重畳した電圧を発生する必要があり、そのピーク電圧は Ｅｐ ＝ Ｅ＋ ＋ｎωＬ ・ｒ Ｉｌｌ
（８１となる。
ｓ ｎ ｃｕｔＥｒｂ−Ｅｂ ＋ｎｃｕＬ ・Ｉ＋＋
＋ ・ｃｏｓ ｎ（ｃｃ＋ｔ −−ｙｃ）Ｅ、ｃ＝Ｅ
、 ＋ｎωＬ−１＋＋＋ −ｃｏｓ ｎ（ωｔ −□
π）即ち第５図（ｄｌに示すようにアクティブフィル
タ５は電源電圧Ｅ１に等しい基本波電圧に高調波電圧を
重畳した電圧を発生する必要があり、そのピーク電圧は Ｅｐ ＝ Ｅ＋ ＋ｎωＬ ・ｒ Ｉｌｌ
（８１となる。
従来のアクティブフィルタ装置は以上のように構成され
ているためアクティブフィルタ５より出力する電圧は（
８）式に示すように電源電圧Ｅ１のピーク値Ｅ１に比べ
て高調波電圧骨ｎωＬ・１１１１だけ高くしておく必要
があり、特に高次の高調波を補償する場合はｎの値が大
きくなりアクティブフィルタ５の出力電圧Ｅｒａ Ｅ
ｙｂ ＥＦ（は電源電圧のピーク値Ｅ１に比べ３〜４
倍に達する場合がある。
ているためアクティブフィルタ５より出力する電圧は（
８）式に示すように電源電圧Ｅ１のピーク値Ｅ１に比べ
て高調波電圧骨ｎωＬ・１１１１だけ高くしておく必要
があり、特に高次の高調波を補償する場合はｎの値が大
きくなりアクティブフィルタ５の出力電圧Ｅｒａ Ｅ
ｙｂ ＥＦ（は電源電圧のピーク値Ｅ１に比べ３〜４
倍に達する場合がある。
このためコンデンサ４の充電電圧は電源電圧のピーク値
Ｅ、の３〜４倍にしておく必要があり、その結果、トラ
ンジスタスイッチ３３〜３ｆの耐圧も充電電圧に相応し
て上げてお（必要があるためアクティブフィルタ５の容
量が大きくなり不経済となるという問題点があった。
Ｅ、の３〜４倍にしておく必要があり、その結果、トラ
ンジスタスイッチ３３〜３ｆの耐圧も充電電圧に相応し
て上げてお（必要があるためアクティブフィルタ５の容
量が大きくなり不経済となるという問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、アクティブフィルタの補償能力を変えること
なく出力相電圧のピーク値を低く抑えてアクティブフィ
ルタの容量を小さくし、よって安価にして小形化可能と
したアクティブフィルタ装置を得ることを目的としてい
る。
たもので、アクティブフィルタの補償能力を変えること
なく出力相電圧のピーク値を低く抑えてアクティブフィ
ルタの容量を小さくし、よって安価にして小形化可能と
したアクティブフィルタ装置を得ることを目的としてい
る。
この発明に係るアクティブフィルタ装置は、アクティブ
フィルタの各相の出力電圧制御回路にリミッタ回路と、
このリミッタ回路のリミット値から超過した電気量を他
の２相に重畳させる演算手段とを設け、アクティブフィ
ルタの線間出力電圧を変えることなくアクティブフィル
タの各相の出力相電圧を低減するようにしたものである
。
フィルタの各相の出力電圧制御回路にリミッタ回路と、
このリミッタ回路のリミット値から超過した電気量を他
の２相に重畳させる演算手段とを設け、アクティブフィ
ルタの線間出力電圧を変えることなくアクティブフィル
タの各相の出力相電圧を低減するようにしたものである
。
この発明におけるアクティブフィルタ装置は、３相電源
系統における制御対象としての電気量を検出した任意の
相の検出値がリミット値を超過した場合には、当該相の
出力相電圧をリミット値に制限し、超過分を他の相の出
力電圧に重畳させて出力電流を制御させる。
系統における制御対象としての電気量を検出した任意の
相の検出値がリミット値を超過した場合には、当該相の
出力相電圧をリミット値に制限し、超過分を他の相の出
力電圧に重畳させて出力電流を制御させる。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図はこの発明の一実施例を示す回路図であり、第１図の
制御回路は第４図に示す制御回路に加えてリミッタ回路
１４ａ、１４ｂ、１４ｃ。
図はこの発明の一実施例を示す回路図であり、第１図の
制御回路は第４図に示す制御回路に加えてリミッタ回路
１４ａ、１４ｂ、１４ｃ。
減算回路１５ａ、１５ｂ、１５ｃ、Ｊ算回路１６ａ、１
６ｂ、１６ｃおよび加算回路１７ａ、１７ｂ、１７ｃを
有する。なお、第１図において第４図と同一構成部分に
は同一符号を付してその説明を省略する。
６ｂ、１６ｃおよび加算回路１７ａ、１７ｂ、１７ｃを
有する。なお、第１図において第４図と同一構成部分に
は同一符号を付してその説明を省略する。
次に動作原理について説明する。
前述したように負荷７の負荷電流Ｉ Ｌａ＋ Ｉ Ｌ
ｂ＋ＩＬ。のうち高調波電流分に見合った高調波電流を
アクティブフィルタ５が流すには（７）弐に示すＥｒ５
＝ Ｅａ ＋ｎｗＬ ・Ｉ ｓ、・ｃｏｓ ｎ ωｔＥ
ｒｂ−Ｅｂ ＋ｎωＬ ＨＩ ｎ＋ ・ｃｏｓ ｎ（ω
乞−□π）ＥＦ（＝ ＥＣ＋ｒ＋ｃｕＬ °ｒ ＫＩ
Ｈｃｏｓ ｎ（ω仁−□π）の出力相電圧を出力する必
要があることは本発明の装置においても同一である。
ｂ＋ＩＬ。のうち高調波電流分に見合った高調波電流を
アクティブフィルタ５が流すには（７）弐に示すＥｒ５
＝ Ｅａ ＋ｎｗＬ ・Ｉ ｓ、・ｃｏｓ ｎ ωｔＥ
ｒｂ−Ｅｂ ＋ｎωＬ ＨＩ ｎ＋ ・ｃｏｓ ｎ（ω
乞−□π）ＥＦ（＝ ＥＣ＋ｒ＋ｃｕＬ °ｒ ＫＩ
Ｈｃｏｓ ｎ（ω仁−□π）の出力相電圧を出力する必
要があることは本発明の装置においても同一である。
しかしながら、第１図の回路においてアクティブフィル
タ５には零相回路が無いので実際にアクティブフィルタ
５に流れる電流は線間電圧に従って流れることになる。
タ５には零相回路が無いので実際にアクティブフィルタ
５に流れる電流は線間電圧に従って流れることになる。
第１図の回路を基に（７）式を線間電圧によって書き直
すと次のようになる。
すと次のようになる。
（Ｅｙ）ｉ−ｂ＝ （Ｅｘ十Ｅｌ（、） ＣＥｂ＋Ｅｎ
ｂ）（Ｅｒ）ｂ−ｅ＝ （Ｅｂ＋Ｅｕｂ）−（Ｅｃ＋Ｅ
Ｈｃ） （ｓｌ（Ｅｒ）ｅ−ｓ＝ （Ｅｃ”Ｅ、ｌｃ
） （Ｅａ十Ｅｌ（ｍ）但しくＥｙ）ａ−ｂ＋ （
Ｅｒ）ｂ−ｃ、 （ＥＦ）ｃ−、はアクティブフィルタ
５のそれぞれａ−ｂ相間、ｂ−Ｃ相間、Ｃ−Ｃ相間の線
間電圧であり、又、高調波相電圧ＥＨ１１＋ Ｅｌ（
ｂ＋ ＥＨｃは次式で示される。
ｂ）（Ｅｒ）ｂ−ｅ＝ （Ｅｂ＋Ｅｕｂ）−（Ｅｃ＋Ｅ
Ｈｃ） （ｓｌ（Ｅｒ）ｅ−ｓ＝ （Ｅｃ”Ｅ、ｌｃ
） （Ｅａ十Ｅｌ（ｍ）但しくＥｙ）ａ−ｂ＋ （
Ｅｒ）ｂ−ｃ、 （ＥＦ）ｃ−、はアクティブフィルタ
５のそれぞれａ−ｂ相間、ｂ−Ｃ相間、Ｃ−Ｃ相間の線
間電圧であり、又、高調波相電圧ＥＨ１１＋ Ｅｌ（
ｂ＋ ＥＨｃは次式で示される。
Ｅ、、ａ＝ｎＬＪＪＬ °Ｉ Ｍ、 ３ｃｏｓ ｎ ｔ
ＪＪＬＥＨｂ＝ｎωＬ ・Ｉ ）＋１ ・ｃｏｓ ｎ（
ωｔ−□π）（９）ＥＨｃ＝ｎｃｌＪＬ −１＋ｕ ・
ｃｏｓ ｎ（ω（−□π）（７）弐と（９）式よりアク
ティブフィルタ５の出力相電圧は次式で表わされる。
ＪＪＬＥＨｂ＝ｎωＬ ・Ｉ ）＋１ ・ｃｏｓ ｎ（
ωｔ−□π）（９）ＥＨｃ＝ｎｃｌＪＬ −１＋ｕ ・
ｃｏｓ ｎ（ω（−□π）（７）弐と（９）式よりアク
ティブフィルタ５の出力相電圧は次式で表わされる。
Ｅｙａ＝ Ｅａ ＋ ＩＥＦａ
Ｅｙｂ＝ Ｅｂ ＋ Ｅ、Ｉｂ
ＱＯＩＥＦｅ＝ＥＣ＋ＥＨに こで、出力相電圧ＥＦｓのピーク電圧を制限するために
（Ｅ、）□８のリミット値を設けた場合を考えると００
１式は次式で表現できる。
ＱＯＩＥＦｅ＝ＥＣ＋ＥＨに こで、出力相電圧ＥＦｓのピーク電圧を制限するために
（Ｅ、）□８のリミット値を設けた場合を考えると００
１式は次式で表現できる。
ＥＦ−＝ （ＥＦ）ＷＡＸ ＋ΔＥｌｆｍＥｙｂ” Ｅ
ｂ ＋ ＥＨｂ αυＢＦＣ
＝ ＥＣ＋ Ｂｏｃ 上式で相電圧ＥＦｂ＋ Ｅｙｅに（Ｅ、）□８を用い
てぃないのは相電圧Ｅｒａ＋ Ｅｒｂ＋ Ｅｖｅは
それぞれ１２０＠づつ位相がずれているため第２図に示
すように出力相電圧ＥＦＭがリミッタ回路１４ａのリミ
ット値により制限される時は他の２相の電圧ＥＦｂ＋
ＥＦｃはリミッタ回路１４ｂ、１４Ｃのリミット値以
内に入っているためである。
ｂ ＋ ＥＨｂ αυＢＦＣ
＝ ＥＣ＋ Ｂｏｃ 上式で相電圧ＥＦｂ＋ Ｅｙｅに（Ｅ、）□８を用い
てぃないのは相電圧Ｅｒａ＋ Ｅｒｂ＋ Ｅｖｅは
それぞれ１２０＠づつ位相がずれているため第２図に示
すように出力相電圧ＥＦＭがリミッタ回路１４ａのリミ
ット値により制限される時は他の２相の電圧ＥＦｂ＋
ＥＦｃはリミッタ回路１４ｂ、１４Ｃのリミット値以
内に入っているためである。
前述したようにアクティブフィルタ５の電流は零相回路
が無い場合には線間電圧（Ｅｒ）−ｂ。
が無い場合には線間電圧（Ｅｒ）−ｂ。
（ＥＦ）−−０，（Ｅｒ）ｃ−に従って流れると考える
ことができるのでαυ弐に基づく線間電圧を（８）式に
等しくしておけばリミッタ回路１４ａ、１４ｂ、１４Ｃ
が無い場合と全（同一の電流が流れることになる。
ことができるのでαυ弐に基づく線間電圧を（８）式に
等しくしておけばリミッタ回路１４ａ、１４ｂ、１４Ｃ
が無い場合と全（同一の電流が流れることになる。
従って、Ｑｌ）式において
ＥＦ−＝ （ＥＦ）Ｍ＾Ｘ
Ｅ、ｂ＝Ｅｂ ＋Ｅ＋＋ｂ＋ΔＥ、、 ａ
乃Ｅ Ｆ ｃ ＝ Ｅ ｃ ＋Ｅ Ｍｃ−ΔＥ、ｌｌと
することにより線間電圧の大きさを（８）弐と全く同一
にすることができリミッタ回路１４ａ、１４ｂ、１４ｃ
による影響を相殺することができる。
乃Ｅ Ｆ ｃ ＝ Ｅ ｃ ＋Ｅ Ｍｃ−ΔＥ、ｌｌと
することにより線間電圧の大きさを（８）弐と全く同一
にすることができリミッタ回路１４ａ、１４ｂ、１４ｃ
による影響を相殺することができる。
同様に出力電圧ＥＦｂに（Ｅ、）□やのリミット値を設
けた場合には次式となる。
けた場合には次式となる。
Ｅｒａ”Ｅａ ＋Ｅ、ｌｂ−ΔＥＦｂ
Ｅｐｂ＝ （ＥＦ）ＭＡＸ ０３
１Ｅ ｖｃ ＝ Ｅ ｃ ＋Ｅ Ｈｃ−ΔＥＦｂ但し、
ΔＥ ｐｂ ＝ Ｅ ｒｂ −（Ｅ Ｆ）、４ＡＸ同様
に出力電圧ＥＦｃに（巳Ｆ）、４ＡＸのりミント値を設
けた場合には Ｅ Ｆｌ ＝ Ｅ ａ ” Ｅ 、Ｉｈ−ΔＥＦＣＥｙ
ｂ＝Ｅｂ ＋ＥＨｂ−ΔＥｙＣ０４）ＥＦｃ＝（ＥＦ）
１．ＩＡＸ 但し、八ＥＦｃ＝ ＥＦ−（ＥＦ）ＭＡＸＵ式〜０旬弐
をまとめると次のように表現できる。
１Ｅ ｖｃ ＝ Ｅ ｃ ＋Ｅ Ｈｃ−ΔＥＦｂ但し、
ΔＥ ｐｂ ＝ Ｅ ｒｂ −（Ｅ Ｆ）、４ＡＸ同様
に出力電圧ＥＦｃに（巳Ｆ）、４ＡＸのりミント値を設
けた場合には Ｅ Ｆｌ ＝ Ｅ ａ ” Ｅ 、Ｉｈ−ΔＥＦＣＥｙ
ｂ＝Ｅｂ ＋ＥＨｂ−ΔＥｙＣ０４）ＥＦｃ＝（ＥＦ）
１．ＩＡＸ 但し、八ＥＦｃ＝ ＥＦ−（ＥＦ）ＭＡＸＵ式〜０旬弐
をまとめると次のように表現できる。
Ｅ、、＝ｓ、−（ΔＥＦｂ＋ΔＥ４．）ＥＦｂ＝Ｓｈ
（ΔＥＦｃ＋ΔＥＦ−） ＱＳＩＥ、ｃ＝ＳＣ
−（ΔＥＦ＋ｔ＋ΔＢｐｂ ）但し、 Ｓａ＝ Ｅｘ ＋ Ｅｌｌｓ（ｌ Ｓａ ｌ ＜ （Ｅ
Ｆ）ＭＡＸの場合）＝ （ＥＦ）ＭＡＸ （ｌ Ｓ−１
≧（Ｅ Ｆ）ＭＡＸの場合）Ｓｂ−Ｅｂ ＋ ＥｓｂＣ
Ｉ Ｓｂ ｌ ＜ （ＥＦ）ＭＡＸの場合）＝ （ＥＦ
）ＭＡＸ （ｌ Ｓｂ ｌ≧（ＥＦ）ＷＡＸの場合）Ｓ
ｃ＝ Ｅｃ ＋ Ｅｏｃ（ｌ Ｓ ｃ ｌ ＜ （Ｅ
Ｆ）ＭＡＸの場合）−（ＥＦ）１．ｌＡＸ （ｌ Ｓ、
ｌ≧（Ｅ Ｆ）ＷＡＸの場合）このようにアクティブ
フィルタ５の出力相電圧にリミッタ回路１４ａ、１４ｂ
、１４ｃによるリミット値を設はリミット値よりはみ出
した値ΔＥ。
（ΔＥＦｃ＋ΔＥＦ−） ＱＳＩＥ、ｃ＝ＳＣ
−（ΔＥＦ＋ｔ＋ΔＢｐｂ ）但し、 Ｓａ＝ Ｅｘ ＋ Ｅｌｌｓ（ｌ Ｓａ ｌ ＜ （Ｅ
Ｆ）ＭＡＸの場合）＝ （ＥＦ）ＭＡＸ （ｌ Ｓ−１
≧（Ｅ Ｆ）ＭＡＸの場合）Ｓｂ−Ｅｂ ＋ ＥｓｂＣ
Ｉ Ｓｂ ｌ ＜ （ＥＦ）ＭＡＸの場合）＝ （ＥＦ
）ＭＡＸ （ｌ Ｓｂ ｌ≧（ＥＦ）ＷＡＸの場合）Ｓ
ｃ＝ Ｅｃ ＋ Ｅｏｃ（ｌ Ｓ ｃ ｌ ＜ （Ｅ
Ｆ）ＭＡＸの場合）−（ＥＦ）１．ｌＡＸ （ｌ Ｓ、
ｌ≧（Ｅ Ｆ）ＷＡＸの場合）このようにアクティブ
フィルタ５の出力相電圧にリミッタ回路１４ａ、１４ｂ
、１４ｃによるリミット値を設はリミット値よりはみ出
した値ΔＥ。
を他の２相に重畳させることによりアクティブフィルタ
５の線間出力電圧におけるリミッタ回路１４ａ、１４ｂ
、１４ｃの影響を相殺できることになり、アクティブフ
ィルタ５はリミッタ回路１４ａ。
５の線間出力電圧におけるリミッタ回路１４ａ、１４ｂ
、１４ｃの影響を相殺できることになり、アクティブフ
ィルタ５はリミッタ回路１４ａ。
１４ｂ、１４ｃの影響なしに高調波電流を制御すること
ができるようになる。更に、アクティブフィルタ５の出
力相電圧Ｅ ｒ＊＋ Ｅ Ｆｂ＋ Ｅ ｒｅをリミ
ッタ回路１４ａ、１４ｂ、１４ｃにより低く制限できる
ため、従来のアクティブフィルタ５に比べ出力相電圧が
低（でも良く、従来のアクティブフィルタ５と同一の高
調波電流制御性能を発揮するのに必要なアクティブフィ
ルタ容量を小さくすることができる。
ができるようになる。更に、アクティブフィルタ５の出
力相電圧Ｅ ｒ＊＋ Ｅ Ｆｂ＋ Ｅ ｒｅをリミ
ッタ回路１４ａ、１４ｂ、１４ｃにより低く制限できる
ため、従来のアクティブフィルタ５に比べ出力相電圧が
低（でも良く、従来のアクティブフィルタ５と同一の高
調波電流制御性能を発揮するのに必要なアクティブフィ
ルタ容量を小さくすることができる。
本発明は上述の原理に基づいてなされたものであり、以
下に第１図に示す一実施例に従ってその動作を説明する
。
下に第１図に示す一実施例に従ってその動作を説明する
。
第１図において加算回路１２ａ、１２ｂ、１２Ｃの出力
Ｍ□、Ｍ、、Ｍ、を求める迄の過程は第４図と全く同一
であるので説明は省略する。
Ｍ□、Ｍ、、Ｍ、を求める迄の過程は第４図と全く同一
であるので説明は省略する。
出力Ｍ、、Ｍｂ、Ｍｃはリミッタ回路１４ａ。
１４ｂ、１４ｃに入力される。リミッタ回路１４ａ、１
４ｂ、１４ｃの特性は第３図に示されるがリミッタ回路
１４ａ、１４ｂ、１４Ｃの入力となるＭ、、Ｍ、、Ｍｃ
がリミット埴土（ＥＦ）ＭＡＸを超過すると、出力信号
はリミット値に制限される。
４ｂ、１４ｃの特性は第３図に示されるがリミッタ回路
１４ａ、１４ｂ、１４Ｃの入力となるＭ、、Ｍ、、Ｍｃ
がリミット埴土（ＥＦ）ＭＡＸを超過すると、出力信号
はリミット値に制限される。
リミッタ回路１４ａ、１４ｂ、１４ｃの出力Ｓ、。
Ｓｂ、Ｓｃは減算回路１５ａ、１５ｂ、１５ｃに人力さ
れそれぞれ加算回路１２ａ、１２ｂ、１２Ｃの出力Ｍ、
、Ｍ、、Ｍｃとの差ΔＥＦａ、 ΔＥ ＦｂｌΔＥＦ
ｃが求められる。
れそれぞれ加算回路１２ａ、１２ｂ、１２Ｃの出力Ｍ、
、Ｍ、、Ｍｃとの差ΔＥＦａ、 ΔＥ ＦｂｌΔＥＦ
ｃが求められる。
更に加算回路１７ａ、１７ｂ、１７ｃの出力と減算回路
１６ａ、１６ｂ、１６ｃとの出力により演算が行なわれ
最終的に下記の出力を得る。
１６ａ、１６ｂ、１６ｃとの出力により演算が行なわれ
最終的に下記の出力を得る。
Ｅ、、” ＝ｓ、−（ΔＥＦｂ＋ΔＥＦｃ）Ｅｒｂ”
＝Ｓｂ （ΔＥ、ｃ＋ΔＥ、、） αωＥＦ
ど＝Ｓｃ−（ΔＥＦｉ＋ΔＥｒｂ）この結果より、αω
式はＱＳＩ弐に対応し、所期の目的を達成できる。
＝Ｓｂ （ΔＥ、ｃ＋ΔＥ、、） αωＥＦ
ど＝Ｓｃ−（ΔＥＦｉ＋ΔＥｒｂ）この結果より、αω
式はＱＳＩ弐に対応し、所期の目的を達成できる。
このように求めたＥ、、” 、Ｅ、ｂ” 、Ｅ、どはＰ
ＷＭ波形作成回路１３に入力され第１図には図示してい
ないが搬送波としての三角波信号と比較してトランジス
タスイッチ３３〜３ｒへ０Ｎ１０ＦＦ指令を出力する。
ＷＭ波形作成回路１３に入力され第１図には図示してい
ないが搬送波としての三角波信号と比較してトランジス
タスイッチ３３〜３ｒへ０Ｎ１０ＦＦ指令を出力する。
この結果アクティブフィルタ５は出力Ｅ Ｆａ” 、
ＥＦＩＩ” 、 Ｅ、どと相似な出力電圧ＥＦａ。
ＥＦＩＩ” 、 Ｅ、どと相似な出力電圧ＥＦａ。
Ｅｒｂ、 ＥＦ。を発生する。
この場合の出力電圧Ｅ Ｆｆｉ＋ Ｅ Ｆｂ＋ Ｅ
ＦＣの各線間電圧はリミッタ回路１４ａ、１４ｂ、１
４ｃの影響が相殺されるため、リミッタ回路１４ａ、１
４ｂ、１４ｃの影響を受けることなく出力電流Ｉ。１゜
Ｉ Ｃｂ＋ Ｉ Ｃ，、を制御することができる。
ＦＣの各線間電圧はリミッタ回路１４ａ、１４ｂ、１
４ｃの影響が相殺されるため、リミッタ回路１４ａ、１
４ｂ、１４ｃの影響を受けることなく出力電流Ｉ。１゜
Ｉ Ｃｂ＋ Ｉ Ｃ，、を制御することができる。
一方、アクティブフィルタ５の出力相電圧Ｅ Ｆ ａ
。
。
Ｅｙｂ、 ＥＦＣは第２図のｆａ） 、 ｔｂ） 、
ｔｃ） ニ’Ｃｈ ｆ し示ｔように、各出力相電圧
共リミット値（Ｅ ｒ）＋ｇｘ内に制限されており、又
、リミット値からの超過分ΔＥ Ｆ ａ ＋ ΔＥ
Ｆｂ、 ΔＥＦｅが他の相の出力相電圧に重畳されて
も他相の出力相電圧を増大させていないことがわかる。
ｔｃ） ニ’Ｃｈ ｆ し示ｔように、各出力相電圧
共リミット値（Ｅ ｒ）＋ｇｘ内に制限されており、又
、リミット値からの超過分ΔＥ Ｆ ａ ＋ ΔＥ
Ｆｂ、 ΔＥＦｅが他の相の出力相電圧に重畳されて
も他相の出力相電圧を増大させていないことがわかる。
なお、上記実施例では電圧形インバータを用いたアクテ
ィブフィルタ装置について説明したが電流形インバータ
やその他の方式のインバータを用いても良く上記実施例
と同様の効果を奏する。
ィブフィルタ装置について説明したが電流形インバータ
やその他の方式のインバータを用いても良く上記実施例
と同様の効果を奏する。
また、制御信号としては、高調波電流に限定されるもの
では無く、有効電力、無効電力、電圧変動信号等の電気
量であっても良く上記実施例と同様の効果を奏する。
では無く、有効電力、無効電力、電圧変動信号等の電気
量であっても良く上記実施例と同様の効果を奏する。
以上のようにこの発明によればアクティブフィルタの各
相の出力相電圧にリミッタ回路を設けると共にリミッタ
回路のりミント値を超過した分を他の２相の出力相電圧
に重畳させるように構成したので、アクティブフィルタ
の線間出力電圧にリミッタ回路の影響を与えずに各相の
出力相電圧を低減できるため、アクティブフィルタの容
量を低滅することができ装置が安価になるという効果が
ある。
相の出力相電圧にリミッタ回路を設けると共にリミッタ
回路のりミント値を超過した分を他の２相の出力相電圧
に重畳させるように構成したので、アクティブフィルタ
の線間出力電圧にリミッタ回路の影響を与えずに各相の
出力相電圧を低減できるため、アクティブフィルタの容
量を低滅することができ装置が安価になるという効果が
ある。
第１図はこの発明の一実施例によるアクティブフィルタ
装置を示す回路図、第２図は第１図に示すアクティブフ
ィルタ装置の動作波形説明図、第３図はリミッタ回路の
特性を示す図、第４図は従来のアクティブフィルタ装置
の一例を示す回路図、第５図は第４図のアクティブフィ
ルタ装置の動作波形説明図である。 １は３相交流電源、５はアクティブフィルタ、１０は加
算回路、１２は加算回路、１３はＰＷＭ波形作成回路、
１４はリミッタ回路、１５．１６は減算回路、１７は加
算回路である。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。 い ！ （外２名）−” 第２図
装置を示す回路図、第２図は第１図に示すアクティブフ
ィルタ装置の動作波形説明図、第３図はリミッタ回路の
特性を示す図、第４図は従来のアクティブフィルタ装置
の一例を示す回路図、第５図は第４図のアクティブフィ
ルタ装置の動作波形説明図である。 １は３相交流電源、５はアクティブフィルタ、１０は加
算回路、１２は加算回路、１３はＰＷＭ波形作成回路、
１４はリミッタ回路、１５．１６は減算回路、１７は加
算回路である。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。 い ！ （外２名）−” 第２図
Claims (1)
- ３相電源系統における制御対象としての電気量を検出し
、この電気量の検出値に応じて出力電流を制御する制御
回路を備えたアクティブフィルタ装置において、上記制
御回路に、上記検出値の大きさをリミット値内に制限す
るリミッタ回路と、任意の相における上記検出値が上記
リミット値を超過した場合には当該相の出力相電圧をリ
ミット値に制限すると共に、リミット値からの超過分を
他の相の出力電圧に重畳させる演算出力とを備えたこと
を特徴とするアクティブフィルタ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61119025A JPS62277064A (ja) | 1986-05-26 | 1986-05-26 | 電圧形アクティブフィルタ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61119025A JPS62277064A (ja) | 1986-05-26 | 1986-05-26 | 電圧形アクティブフィルタ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62277064A true JPS62277064A (ja) | 1987-12-01 |
| JPH0584147B2 JPH0584147B2 (ja) | 1993-12-01 |
Family
ID=14751120
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61119025A Granted JPS62277064A (ja) | 1986-05-26 | 1986-05-26 | 電圧形アクティブフィルタ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62277064A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01143252U (ja) * | 1988-03-23 | 1989-10-02 | ||
| JPH04289728A (ja) * | 1991-02-21 | 1992-10-14 | Mitsubishi Electric Corp | 高調波補償装置 |
| KR20160122922A (ko) * | 2015-04-14 | 2016-10-25 | 엘에스산전 주식회사 | 3상 인버터의 옵셋 전압 생성 장치 및 방법 |
| KR20160122923A (ko) * | 2015-04-14 | 2016-10-25 | 엘에스산전 주식회사 | 3상 인버터의 옵셋 전압 생성 장치 및 방법 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07272748A (ja) * | 1994-03-31 | 1995-10-20 | Japan Storage Battery Co Ltd | 電池装置 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5497726A (en) * | 1978-01-18 | 1979-08-02 | Toshiba Machine Co Ltd | Torque control apparatus for induction motor |
| JPS5837788U (ja) * | 1981-09-07 | 1983-03-11 | 株式会社明電舎 | 高調波抑制御装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5837788B2 (ja) * | 1975-08-13 | 1983-08-18 | 株式会社東海理化電機製作所 | カイテンデンキ |
-
1986
- 1986-05-26 JP JP61119025A patent/JPS62277064A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5497726A (en) * | 1978-01-18 | 1979-08-02 | Toshiba Machine Co Ltd | Torque control apparatus for induction motor |
| JPS5837788U (ja) * | 1981-09-07 | 1983-03-11 | 株式会社明電舎 | 高調波抑制御装置 |
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01143252U (ja) * | 1988-03-23 | 1989-10-02 | ||
| JPH0713400Y2 (ja) * | 1988-03-23 | 1995-03-29 | 株式会社明電舎 | 電源装置のアクティブフィルタ |
| JPH04289728A (ja) * | 1991-02-21 | 1992-10-14 | Mitsubishi Electric Corp | 高調波補償装置 |
| CN106059351A (zh) * | 2015-04-14 | 2016-10-26 | Ls产电株式会社 | 用于产生三相逆变器的偏移电压的方法及偏移电压生成器 |
| KR20160122923A (ko) * | 2015-04-14 | 2016-10-25 | 엘에스산전 주식회사 | 3상 인버터의 옵셋 전압 생성 장치 및 방법 |
| CN106059365A (zh) * | 2015-04-14 | 2016-10-26 | Ls产电株式会社 | 用于生成三相逆变器的偏置电压的偏置电压发生器和方法 |
| KR20160122922A (ko) * | 2015-04-14 | 2016-10-25 | 엘에스산전 주식회사 | 3상 인버터의 옵셋 전압 생성 장치 및 방법 |
| JP2016208819A (ja) * | 2015-04-14 | 2016-12-08 | エルエス産電株式会社Lsis Co., Ltd. | 三相インバータのオフセット電圧生成装置及び三相インバータ制御装置 |
| JP2016208820A (ja) * | 2015-04-14 | 2016-12-08 | エルエス産電株式会社Lsis Co., Ltd. | 三相インバータのオフセット電圧生成装置及び三相インバータ制御装置 |
| US9812940B2 (en) | 2015-04-14 | 2017-11-07 | Lsis Co., Ltd. | Offset voltage generator and method for generating an offset voltage of three-phase inverter |
| US9899936B2 (en) | 2015-04-14 | 2018-02-20 | Lsis Co., Ltd. | Offset voltage generator and method for generating an offset voltage of three-phase inverter |
| CN106059351B (zh) * | 2015-04-14 | 2019-01-11 | Ls 产电株式会社 | 用于产生三相逆变器的偏移电压的方法及偏移电压生成器 |
| CN106059365B (zh) * | 2015-04-14 | 2019-06-14 | Ls 产电株式会社 | 用于生成三相逆变器的偏置电压的偏置电压发生器和方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0584147B2 (ja) | 1993-12-01 |
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Legal Events
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