JP2016208819A - 三相インバータのオフセット電圧生成装置及び三相インバータ制御装置 - Google Patents

三相インバータのオフセット電圧生成装置及び三相インバータ制御装置 Download PDF

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Abstract

【課題】三相インバータの連続変調及び不連続変調を制御するオフセット電圧生成装置を提供する。
【解決手段】三相インバータのオフセット電圧生成装置は、第１相電圧信号を最大制限値及び最小制限値と比較して第１制限電圧信号を出力する第１制限器、第２相電圧信号を最大制限値及び最小制限値と比較して第２制限電圧信号を出力する第２制限器、第３相電圧信号を最大制限値及び最小制限値と比較して第３制限電圧信号を出力する第３制限器、及び第１相電圧信号と第１制限電圧信号の差値、第２相電圧信号と第２制限電圧信号の差値、第３相電圧信号と第３制限電圧信号の差値を合算してオフセット電圧を出力する合算器を含み、最大制限値及び最小制限値は、予め定められた加重値及び三相インバータの直流端電圧により決定されることを特徴とする。
【選択図】図５

Description

本発明は、三相インバータの連続変調及び不連続変調を制御するためのオフセット電圧を生成する装置及び三相インバータ制御装置に関する。
電力用半導体（Power Semiconductor）技術の発展により、高速のスイッチング（Switching）が可能な電力素子を利用して、可変電圧可変周波数（Variable Voltage and Variable Frequency : VVVF）の電源を比較的容易に具現することができる。可変電圧可変周波数を発生させる回路としては、主に、直流の電圧源を入力として交流の可変電圧源を発生させる電圧形インバータ（Voltage Source Inverter）が用いられる。このような電圧形インバータは、ＥＳＳ（Energy Storage System）、太陽光インバータ（PV Inverter）、電動機駆動（Motor Drive）技術に主に用いられる。
このような電圧形インバータにより生成される電圧を変調するために、種々の変調方式が用いられる。このような変調方式のうち代表的なものは、パルス幅変調（Pulse Width Modulation : PWM）方式であるが、ＰＷＭは、更に連続変調方式と不連続変調方式とに分けられる。連続変調方式の例としては、正弦波ＰＷＭ（Sinusoidal PWM : SPWM）、空間ベクトルＰＷＭ（Space Vector PWM : SVPWM）等が挙げられ、不連続変調方式の例としては、電力用半導体のスイッチング損失（loss）を減らすための６０゜不連続ＰＷＭ（Discontinuous PWM : DPWM）が挙げられる。
このような連続変調方式や不連続変調方式は、オフセット（offset）電圧と、三角波のような搬送波とを互いに比較して電圧を変調するが、連続変調方式と不連続変調方式は、互いに異なるオフセット電圧により具現される。ところが、従来の技術によると、三相インバータを連続変調方式から不連続変調方式に切り替えようとする場合、変調指数（Modulation Index : MI）によって不連続変調方式のためのオフセット電圧を別途計算しなければならない問題点がある。
本発明は、別途、オフセット電圧を計算することなく加重値の調節だけで三相インバータの電圧変調方式を連続変調方式から不連続変調方式に容易に切り替えることのできる三相インバータのオフセット電圧生成装置及び三相インバータ制御装置を提供することを目的とする。
また、本発明は、不連続変調区間の調節を通して、変調指数の低い区間で従来の不連続変調方式に比べて全高調波ひずみ（THD）を減少させながら、従来の連続変調方式に比べてスイッチング損失を減少させることのできる三相インバータのオフセット電圧生成装置及び三相インバータ制御装置を提供することを他の目的とする。
本発明の目的は、以上において言及した目的に制限されず、言及されていない本発明の他の目的及び長所は、下記の説明によって理解でき、本発明の実施形態によってより明らかに理解できるだろう。また、本発明の目的及び長所は、特許請求の範囲に示した手段及びその組み合わせにより実現され得ることが容易に分かるだろう。
このような目的を達成するための本発明は、三相インバータのオフセット電圧生成装置において、第１相電圧信号を最大制限値及び最小制限値と比較して第１制限電圧信号を出力する第１制限器、第２相電圧信号を最大制限値及び最小制限値と比較して第２制限電圧信号を出力する第２制限器、第３相電圧信号を最大制限値及び最小制限値と比較して第３制限電圧信号を出力する第３制限器、及び前記第１相電圧信号と前記第１制限電圧信号の差値、前記第２相電圧信号と前記第２制限電圧信号の差値、前記第３相電圧信号と前記第３制限電圧信号の差値を合算してオフセット電圧を出力する合算器を含み、前記最大制限値及び前記最小制限値は、予め定められた加重値及び前記三相インバータの直流端電圧により決定されることを特徴とする。
また、本発明は、三相インバータに含まれる複数のスイッチング素子のスイッチング動作を制御するための三相インバータ制御装置において、第１相電圧信号、第２相電圧信号、第３相電圧信号をそれぞれ最大制限値及び最小制限値と比較してオフセット電圧を生成し、前記第１相電圧信号、前記第２相電圧信号、前記第３相電圧信号それぞれと前記オフセット電圧を合算して第１極電圧信号、第２極電圧信号、第３極電圧信号を生成する極電圧信号生成部、及び前記第１極電圧信号、前記第２極電圧信号、前記第３極電圧信号を搬送波と比較して前記複数のスイッチング素子に対する制御信号を生成する制御信号生成部を含み、前記最大制限値及び前記最小制限値は、予め定められた加重値及び前記三相インバータの直流端電圧により決定されることを特徴とする。
前述したような本発明によると、別途、オフセット電圧を計算することなく加重値の調節だけで三相インバータの電圧変調方式を連続変調方式から不連続変調方式に容易に切り替えることのできる長所がある。
また、本発明によると、不連続変調区間の調節を通して、変調指数の低い区間で従来の不連続変調方式に比べて全高調波ひずみ（THD）を減少させながら、従来の連続変調方式に比べてスイッチング損失を減少させることのできる長所がある。
本発明に係る三相インバータのオフセット電圧生成方法が適用される三相インバータの一実施形態である。 従来の技術に係るＰＷＭ制御部の極電圧信号生成部で三相の極電圧信号を生成する過程を示す。 従来の技術に係るＰＷＭ制御部の制御信号生成部で三相の極電圧信号を利用してスイッチング素子に対する制御信号を生成する過程を示す。 本発明の一実施形態に係るＰＷＭ制御部に含まれる極電圧信号生成部の構成図である。 本発明の一実施形態に係るオフセット電圧生成部の構成図である。 本発明の一実施形態に係る三相電圧信号と変調指数との間の関係を示すグラフである。 本発明の一実施形態に係る加重値と変調指数との間の関係を示すグラフである。 本発明の一実施形態によって設定された加重値を示すグラフである。 図８のように設定された加重値によって変調指数ＭＩを異なるように設定するとき、本発明に係るＰＷＭ制御方式によるオフセット電圧及び極電圧の波形を従来の６０゜ＤＰＷＭ方式と比較するためのグラフである。 図８のように設定された加重値によって変調指数ＭＩを異なるように設定するとき、本発明に係るＰＷＭ制御方式によるオフセット電圧及び極電圧の波形を従来の６０゜ＤＰＷＭ方式と比較するためのグラフである。 図８のように設定された加重値によって変調指数ＭＩを異なるように設定するとき、本発明に係るＰＷＭ制御方式によるオフセット電圧及び極電圧の波形を従来の６０゜ＤＰＷＭ方式と比較するためのグラフである。 相電圧信号と相電流の位相差（φ）による連続変調方式のスイッチング損失に対する各変調方式のスイッチング損失の比率を示すグラフである。 従来の連続変調方式及び不連続電圧変調方式の加重全高調波ひずみ（WTHD）と、本発明に係るオフセット電圧生成方法による変調方式の加重全高調波ひずみとを比較するためのグラフである。
前述した目的、特徴及び長所は、添付の図面を参照して詳細に後述され、これにより、本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者が本発明の技術的思想を容易に実施することができるだろう。本発明を説明するにあたって、本発明と関連した公知の技術についての具体的な説明は、適宜、省略する。以下、添付の図面を参照して、本発明に係る好ましい実施形態を詳細に説明する。図面において同一の参照符号は、同一または類似した構成要素を指すものと用いられる。
図１は、本発明に係る三相インバータのオフセット電圧生成方法が適用される三相インバータの一実施形態である。参考までに、図１に示された三相インバータは、ＥＳＳや電動機駆動に用いられる一般的な２レベル三相電圧形インバータである。
図１を参照すると、三相インバータは、平滑化部１０１及びスイッチング部１０２で構成される。三相インバータは、外部から入力される三相交流電圧を整流部（図示しない）を通してＤＣ電圧に整流し、整流されたＤＣ電圧は、図１に示された平滑化部１０１を通して２つの直流端でそれぞれ直流端電圧Ｖｄｃ／２に平滑化される。図１において、ｎは、仮想の直流端中性点を示す。
このように平滑化された直流端電圧Ｖｄｃ／２は、スイッチング部１０２に含まれた複数のスイッチング素子ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、ｃ１、ｃ２を通して三相交流電圧に変換される。このとき、スイッチング素子ａ１とスイッチング素子ａ２は、互いに相補的（complementary）にオン／オフ（on/off）される。同様に、スイッチング素子ｂ１及びスイッチング素子ｂ２、スイッチング素子ｃ１及びスイッチング素子ｃ２は、互いに相補的にオン／オフされる。
このようなスイッチング部１０２のスイッチング動作により生成された三相交流電圧は、電動機のような負荷１０３に入力される。
前述したように、スイッチング部１０２に含まれた複数のスイッチング素子ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、ｃ１、ｃ２は、それぞれ相補的なオン／オフ動作により三相交流電圧を生成する。このとき、スイッチング素子ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、ｃ１、ｃ２のスイッチング動作（オン／オフ動作）は、図１に示されたようなＰＷＭ制御部１０４により出力される制御信号によって行われる。ＰＷＭ制御部１０４は、外部から入力される三相の相電圧信号を利用してそれぞれのスイッチング素子ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、ｃ１、ｃ２のスイッチング動作を制御するための制御信号を生成する。
図２は、従来の技術に係るＰＷＭ制御部１０４の極電圧信号生成部で三相の極電圧信号を生成する過程を示す。
図２を参照すると、ＰＷＭ制御部１０４の極電圧信号生成部は、第１相電圧信号Ｖ＊ ａｓ、第２相電圧信号Ｖ＊ ｂｓ、第３相電圧信号Ｖ＊ ｃｓを含む三相の相電圧信号２０１をオフセット電圧生成部２０２で生成されるオフセット電圧Ｖ＊ ｓｎと合算して（２０３）、第１極電圧信号Ｖ＊ ａｎ、第２極電圧信号Ｖ＊ ｂｎ、第３極電圧信号Ｖ＊ ｃｎを含む三相の極電圧信号２０４を生成する。このとき、オフセット電圧Ｖ＊ ｓｎは、極電圧信号２０４に共通して存在する成分であって、零相分（zero sequence voltage）電圧であるので、線間電圧の合成には影響を及ぼさない。
これによって、極電圧信号２０４、相電圧信号２０１及びオフセット電圧Ｖ＊ ｓｎの間には、下記のような関係が成立する。
Figure 2016208819
図３は、従来の技術に係るＰＷＭ制御部１０４の制御信号生成部で三相の極電圧信号を利用してスイッチング素子に対する制御信号を生成する過程を示す。
図２のような過程を通して生成された極電圧信号３０１、即ち、第１極電圧信号Ｖ＊ ａｎ、第２極電圧信号Ｖ＊ ｂｎ、第３極電圧信号Ｖ＊ ｃｎは、図３のように搬送波３０２と比較される。図３に示された搬送波３０２は、三角搬送波（triangular carrier wave）であるが、変調方式によって異なる形態の搬送波が用いられてもよい。図３のように、搬送波３０２の周期は、スイッチング周波数と同一であり、最大値は、Ｖｄｃ／２であり、最小値は、−Ｖｄｃ／２である。
従来の技術によると、図３のように、極電圧信号３０１のそれぞれと搬送波３０２との差を求め、その差が０より大きい場合、又は、同一である場合は１を、０より小さい場合は０をそれぞれ出力する（３０３）。これにより、極電圧信号３０１のそれぞれと搬送波３０２との差が０より大きい場合には、スイッチング素子ａ１、ｂ１、ｃ１に対するオン信号が出力され、０より小さい場合には、ＮＯＴゲート３０４によりスイッチング素子ａ２、ｂ２、ｃ２に対するオン信号が出力される。
図２及び図３のような従来のＰＷＭ制御部１０４の制御信号生成過程においては、オフセット電圧生成部２０２で生成されるオフセット電圧Ｖ＊ ｓｎの形態によって最終的に変調方式が決定される。例えば、連続変調方式である正弦波ＰＷＭ（SPWM）のオフセット電圧Ｖ＊ ｓｎは、下記のとおりである。
Figure 2016208819
また、空間ベクトルＰＷＭ（SVPWM）のオフセット電圧Ｖ＊ ｓｎは、下記のとおりである。
Figure 2016208819
ここで、Ｖｍａｘは、第１相電圧信号Ｖ＊ ａｓ、第２相電圧信号Ｖ＊ ｂｓ、第３相電圧信号Ｖ＊ ｃｓのうち最も大きな電圧を示し、Ｖｍｉｎは、最も小さな電圧を示す。［数３］のオフセット電圧Ｖ＊ ｓｎによる空間ベクトルＰＷＭ（SVPWM）は、搬送波の一周期の間、全ての相のスイッチング素子に対する制御信号が変わるようになる連続変調方式である。
一方、スイッチング損失を少なくするために、一相のスイッチング素子に対する制御信号が変わらない変調方式を不連続変調方式という。代表的な不連続電圧変調方式である６０゜不連続ＰＷＭ（DPWM）は、相電圧信号の最大付近に６０゜ずつスイッチング不連続区間を有する方式であり、下記のようなオフセット電圧Ｖ＊ ｓｎを有する。
Figure 2016208819
このように、オフセット電圧を用いたＰＷＭ制御において、連続電圧方式から不連続変調方式への切り替えのためには、［数２］乃至［数４］のように、互いに異なるオフセット電圧の計算が必要となる。
また、このように計算されたオフセット電圧による従来の不連続変調方式によると、スイッチング損失は減少するが、出力電流の全高調波ひずみ（Total Harmonic Distortion : THD）が増加するという短所が存在する。また、従来の連続変調方式によると、出力電流のＴＨＤは不連続変調方式に比べて低いが、スイッチング損失が増加するという短所が存在する。
また、既存のオフセット電圧を用いた不連続変調方式によると、不連続変調区間が常に基本波一周期の１２０゜と定められる。従って、変調指数（Modulation Index : MI）が低いとき、不連続変調方式による出力電流のＴＨＤは非常に大きい。これにより、スイッチング損失を減らすためには、不連続変調が始まる変調指数が制限され得るという短所も存在する。
このような従来の技術の問題点を克服するために、本発明においては、別途、オフセット電圧を計算することなく加重値の調節によって連続変調方式から不連続変調方式への切り替えが行われるオフセット電圧生成方法及び装置が提供される。
図４は、本発明の一実施形態に係るＰＷＭ制御部１０４に含まれる極電圧信号生成部の構成図である。
図４を参照すると、極電圧信号生成部は、第１相電圧信号Ｖ＊ ａｓ、第２相電圧信号Ｖ＊ ｂｓ、第３相電圧信号Ｖ＊ ｃｓを含む三相の相電圧信号４０１をオフセット電圧生成部４０２で生成されるオフセット電圧Ｖ＊ ｓｎと合算して（４０３）、第１極電圧信号Ｖ＊ ａｎ、第２極電圧信号Ｖ＊ ｂｎ、第３極電圧信号Ｖ＊ ｃｎを含む三相の極電圧信号４０４を生成する。
図４において、本発明の一実施形態に係るオフセット電圧生成部４０２は、相電圧信号４０１、予め定められた加重値ｋ及び三相インバータの直流端電圧Ｖｄｃを利用してオフセット電圧Ｖ＊ ｓｎを生成する。
図１のようなインバータのオフセット電圧Ｖ＊ ｓｎは、下記のような範囲を有する。
Figure 2016208819
仮に、オフセット電圧Ｖ＊ ｓｎがＶｄｃ／２−Ｖｍａｘまたは−Ｖｄｃ／２−Ｖｍｉｎである場合は、相電圧信号４０１が最も大きいときに、極電圧信号４０４が常にＶｄｃ／２または−Ｖｄｃ／２となり、これによって、ＰＷＭ制御部１０４は、不連続変調方式で動作することとなる。
一方、本発明の一実施形態において、オフセット電圧Ｖ＊ ｓｎは、下記のように予め設定された加重値ｋを利用して定義される。
Figure 2016208819
 ［数６］において、ｋは、０≦ｋ≦１の範囲を有する。
以下においては、図５を通して、オフセット電圧生成部４０２による［数６］によるオフセット電圧Ｖ＊ ｓｎの生成過程をより具体的に説明する。
図５は、本発明の一実施形態に係るオフセット電圧生成部４０２の構成図である。
図５を参照すると、本発明の一実施形態に係るオフセット電圧生成部４０２は、三相の相電圧信号Ｖ＊ ａｓ、Ｖ＊ ｂｓ、Ｖ＊ ｃｓ及びこれに対応する制限信号Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓを利用して、下記のような数式によりオフセット電圧Ｖ＊ ｓｎを生成する。
Figure 2016208819
ここで、制限信号Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓは、それぞれ下記のとおりである。
Figure 2016208819
ここで、関数ｂｏｕｎｄ（ ）は、下記のように定義される。
Figure 2016208819
本発明の一実施形態に係るオフセット電圧生成部４０２は、下記のように［数７］のようなオフセット電圧Ｖ＊ ｓｎを生成する。図５を参照すると、本発明の一実施形態に係るオフセット電圧生成部４０２は、相電圧信号５０１、即ち、第１相電圧信号Ｖ＊ ａｓ、第２相電圧信号Ｖ＊ ｂｓ、第３相電圧信号Ｖ＊ ｃｓのそれぞれに対応する第１制限器５０２（ａ）、第２制限器５０２（ｂ）、第３制限器５０２（ｃ）を含む。
第１制限器５０２（ａ）は、第１相電圧信号Ｖ＊ ａｓの入力を受け、入力された第１相電圧信号Ｖ＊ ａｓを最大制限値及び最小制限値と比較して第１制限信号Ｖａｓを出力する。本発明の一実施形態において、最大制限値はｋ×Ｖｄｃ／２と設定され、最小制限値は−ｋ×Ｖｄｃ／２と設定され得る。ここで、ｋは、予め設定された加重値を意味する。
本発明の一実施形態において、第１制限器５０２（ａ）は、第１相電圧信号Ｖ＊ ａｓが最小制限値以上であり、最大制限値以下である場合は、第１相電圧信号Ｖ＊ ａｓをそのまま第１制限信号Ｖａｓとして出力する。また、第１制限器５０２（ａ）は、第１相電圧信号Ｖ＊ ａｓが最小制限値未満である場合は、最小制限値を第１制限信号Ｖａｓとして出力する。また、第１制限器５０２（ａ）は、第１相電圧信号Ｖ＊ ａｓが最大制限値を超える場合は、最大制限値を第１制限信号Ｖａｓとして出力する。
図５に示された第２制限器５０２（ｂ）及び第３制限器５０２（ｃ）もまた、上記において説明した第１制限器５０２（ａ）と同一の方式でそれぞれ第２制限信号Ｖｂｓ及び第３制限信号Ｖｃｓを出力する。
以後、オフセット電圧生成部４０２は、図５のように、第１制限信号Ｖａｓと第１相電圧信号Ｖ＊ ａｓの差値５０３（ａ）、第２制限信号Ｖｂｓと第２相電圧信号Ｖ＊ ｂｓの差値５０３（ｂ）、第３制限信号Ｖｃｓと第３相電圧信号Ｖ＊ ｃｓの差値５０３（ｃ）を合算（５０４）した結果をオフセット電圧Ｖ＊ ｓｎとして出力する。
図５において、三相の相電圧信号５０１が最小制限値より大きいか同一であり（すなわち、最小制限値以上であり）、最大制限値より小さいか同一であるとき（すなわち、最大制限値以下であるとき）、オフセット電圧生成部４０２により生成されるオフセット電圧Ｖ＊ ｓｎは、０となる。このように、オフセット電圧Ｖ＊ ｓｎが０である場合は、図１のＰＷＭ制御部１０４は、連続変調方式であるＳＰＷＭ方式で動作することとなる。一方、相電圧信号５０１が最大制限値より大きい場合、又は、最小制限値より小さい場合は、オフセット電圧は、それぞれＶ＊ ｓｎ＝Ｖｄｃ／２−ＶｍａｘまたはＶ＊ ｓｎ＝−Ｖｄｃ／２−Ｖｍａｘとなる。これにより、極電圧信号は、それぞれＶｄｃ／２または−Ｖｄｃ／２となって、ＰＷＭ制御部１０４は、不連続変調方式に切り替えられる。このように、不連続変調方式で動作するとき、ＰＷＭ制御部１０４の不連続変調区間は、加重値ｋにより決定される。
このように、本発明によると、別途、オフセット電圧を計算することなく加重値ｋの調節だけで三相インバータの電圧変調方式を連続変調方式から不連続変調方式に容易に切り替えることができる。
以下においては、図６乃至図８を通して、本発明の一実施形態に係るＰＷＭ制御部１０４が不連続変調方式で動作する時の加重値ｋの条件について説明する。
本発明の一実施形態に係るＰＷＭ制御部１０４が不連続変調方式で動作するためには、加重値ｋが予め設定された不連続動作範囲を満たさなければならないが、この不連続動作範囲は、変調指数ＭＩにより決定される。ここで、変調指数は、下記のように定義される。
Figure 2016208819
 ［数１０］において、Ｖｍは、相電圧信号の大きさ（magnitude）を意味する。
本発明の一実施形態においては、変調指数ＭＩが加重値ｋより大きいとき、ＰＷＭ制御部１０４の不連続変調が始まり、変調指数ＭＩが大きくなるほどＰＷＭ制御部１０４の不連続変調区間が長くなる。
図６は、本発明の一実施形態に係る三相電圧信号と変調指数との間の関係を示すグラフである。
図６のグラフには、それぞれ第１相電圧信号６０３（ａ）、第２相電圧信号６０３（ｂ）、第３相電圧信号６０３（ｃ）をそれぞれ直流端電圧ＶＤＣ／２に正規化させた波形が示されている。図６に示されたように、第１相電圧信号６０３（ａ）、第２相電圧信号６０３（ｂ）、第３相電圧信号６０３（ｃ）の最大値はＭＩ、最小値は−ＭＩとなる。
図６には、加重値ｋの可用範囲６０１が示されている。前述したように、加重値ｋが変調指数ＭＩより小さいとき、不連続変調が始まる。仮に、加重値ｋと変調指数ＭＩが同一であれば、ＰＷＭ制御部１０４は、ＳＰＷＭ方式で動作することとなる。
図６において、ｋの最小値６０２はＳＱ（３）／２×ＭＩであり、ｋがこのような最小値６０２となるとき、ＰＷＭ制御部１０４は、不連続変調方式である６０゜ＤＰＷＭで動作することとなる。ここで、ＳＱ（Ｎ）は、Ｎの平方根を示す（ただし、Ｎ＞０である）。
図６から分かるように、ｋ＜ＭＩであるとき、ＰＷＭ制御部１０４の不連続変調が始まり、ｋ≧ＳＱ（３）／２×ＭＩを満たさなければならない。一方、加重値ｋは、０≦ｋ≦１の範囲を有しなければならないので、結果的に下記のような不連続動作範囲が定義される。
Figure 2016208819
図７は、本発明の一実施形態に係る加重値と変調指数との間の関係を示すグラフである。
ＰＷＭ制御部１０４が不連続変調方式で動作するためには、図７に示されたように、変調指数ＭＩに対する加重値ｋの傾きが１以下でなければならない（７０１）。特に、ＰＷＭ制御部１０４が６０゜ＤＰＷＭで動作するとき、図７のように、変調指数ＭＩに対する加重値ｋの傾きはＳＱ（３）／２となる。一方、図７において、MI_startは、ＰＷＭ制御部１０４が不連続変調方式で動作を開始する不連続変調開始点７０３を意味する。
結局、図７に示されたように、ＰＷＭ制御部１０４が不連続変調方式で動作するとき、加重値ｋは、不連続動作範囲７０４内に存在しなければならない。
図８は、本発明の一実施形態によって不連続動作範囲内で任意に設定された加重値８０１を示すグラフであり、図９乃至図１１は、図８のように設定された加重値によって変調指数ＭＩを異なるように設定するとき、本発明に係るＰＷＭ制御方式によるオフセット電圧及び極電圧の波形を従来の６０゜ＤＰＷＭ方式と比較するためのグラフである。
図９において、本発明に係るＰＷＭ制御方式の変調指数ＭＩは、０．５と設定される。図９において、９０１（ａ）は、従来の６０゜ＤＰＷＭ方式の極電圧信号の波形であり、９０２（ａ）は、本発明に係るＰＷＭ制御方式の極電圧信号の波形である。変調指数ＭＩが不連続変調開始点MI_start以下であるので、本発明に係るＰＷＭ制御方式の極電圧信号の波形９０２（ａ）は、ＳＰＷＭの極電圧信号の波形と同一である。
また、図９において、９０１（ｂ）は、従来の６０゜ＤＰＷＭ方式のオフセット電圧の波形であり、９０２（ｂ）は、本発明に係るＰＷＭ制御方式のオフセット電圧の波形である。変調指数ＭＩが不連続変調開始点MI_start以下であるので、本発明に係るＰＷＭ制御方式のオフセット電圧９０２（ｂ）は、０となる。
図１０において、本発明に係るＰＷＭ制御方式の変調指数ＭＩは、０．７と設定される。図１０において、１００１（ａ）は、従来の６０゜ＤＰＷＭ方式の極電圧信号の波形であり、１００２（ａ）は、本発明に係るＰＷＭ制御方式の極電圧信号の波形である。変調指数ＭＩが不連続変調開始点MI_startより大きいので、本発明に係るＰＷＭ制御部１０４は、不連続変調方式で動作し始める。しかしながら、図１０に示されたように、本発明に係るＰＷＭ制御方式の極電圧信号の波形１００２（ａ）は、従来の６０゜ＤＰＷＭ方式の極電圧信号の波形１００１（ａ）より小さい。
また、図１０において、１００１（ｂ）は、従来の６０゜ＤＰＷＭ方式のオフセット電圧の波形であり、１００２（ｂ）は、本発明に係るＰＷＭ制御方式のオフセット電圧の波形である。図１０に示されたように、本発明に係るＰＷＭ制御方式のオフセット電圧の波形１００２（ｂ）は、従来の６０゜ＤＰＷＭ方式のオフセット電圧の波形１００２（ｂ）と完全には一致しない。
図１１において、本発明に係るＰＷＭ制御方式の変調指数ＭＩは、２／ＳＱ（３）と設定され、これにより、加重値ｋは１となる。従って、図１１のように、本発明に係るＰＷＭ制御方式の極電圧信号の波形は、従来の６０゜ＤＰＷＭ方式の極電圧信号の波形と一致するようになり（１１０１（ａ））、また、本発明に係るＰＷＭ制御方式のオフセット電圧の波形も従来の６０゜ＤＰＷＭ方式のオフセット電圧の波形と一致するようになる（１１０１（ｂ））。即ち、本発明に係るＰＷＭ制御部１０４は、６０゜ＤＰＷＭ方式で電圧変調を行う。
図９乃至図１１を通して示されたように、本発明に係るＰＷＭ制御方式において変調指数ＭＩが不連続変調開始点MI_startより小さいとき、ＰＷＭ制御部１０４はＳＰＷＭ方式で動作し、変調指数ＭＩが不連続変調開始点MI_startより大きいか同一になれば、不連続変調区間が漸次増加することとなる。また、変調指数ＭＩが２／ＳＱ（３）であるとき、ＰＷＭ制御部１０４は６０゜ＤＰＷＭ方式で動作することとなり、一周期の間、最大の不連続変調区間を有するようになる。
図１２は、相電圧信号と相電流の位相差（φ）による連続変調方式のスイッチング損失に対する各変調方式のスイッチング損失の比率を示すグラフである。
図１２において、不連続変調開始点MI_startは、０．５と設定され、加重値ｋは、図８のように設定される。図１２において、１２０１は、変調指数ＭＩが０．５である時の本発明に係るＰＷＭ制御方式のスイッチング損失を示し、これは、ＳＰＷＭのスイッチング損失と同一である。また、１２０２は、変調指数ＭＩを不連続変調開始点MI_startで２／ＳＱ（３）まで変化させるとき、本発明に係るＰＷＭ制御方式のスイッチング損失を示す。図１２において、変調指数ＭＩが２／ＳＱ（３）のスイッチング損失は、従来の６０゜ＤＰＷＭ方式のスイッチング損失と同一である。
図１３は、従来の連続変調方式及び不連続変調方式の加重全高調波ひずみ（WTHD）と、本発明に係るオフセット電圧生成方法による変調方式の加重全高調波ひずみとを比較するためのグラフである。
図１３に示された加重全高調波ひずみ（Weighted Total Harmonic Distortion : WTHD）は、下記のように定義される。
Figure 2016208819
 ［数１２］において、ω１は基本波周波数、Ｖ１は基本波の大きさ（magnitude）、ｎは高調波の倍数、Ｖｎはｎ次高調波の大きさを示す。
図１３には、従来の６０゜ＤＰＷＭ方式のＷＴＨＤ１３０１、従来のＳＰＷＭ方式のＷＴＨＤ１３０２、従来のＳＶＰＷＭ方式のＷＴＨＤ１３０３、本発明に係るＰＷＭ制御方式のＷＴＨＤ１３０４がそれぞれ示されている。
図１３に示されたように、変調指数ＭＩが不連続変調開始点MI_start以下である場合、本発明に係るＰＷＭ制御方式のＷＴＨＤ１３０４は、従来のＳＰＷＭ方式のＷＴＨＤ１３０２と同じようなものとなる。一方、変調指数ＭＩが不連続変調開始点MI_startより大きくなると、不連続変調区間が増加するようになり、ＷＴＨＤ１３０４は、漸次増加することとなる。しかしながら、このような増加にもかかわらず、本発明に係るＰＷＭ制御方式のＷＴＨＤ１３０４は、従来の６０゜ＤＰＷＭ方式のＷＴＨＤ１３０１よりは常に低くなる。
これまで説明した本発明のＰＷＭ制御方式は、相電圧信号、制限器及び加重値を利用して計算された零相分電圧あるいはオフセット電圧を利用した三角波比較による電圧変調方法である。本発明の効果である連続電圧変調から不連続電圧変調への自然な切り替えは、制限器を通過した三相の相電圧信号と各相電圧信号の差の合算を通して達成され、不連続電圧変調区間の調節は、制限器に入力される加重値により定義される最大制限値及び最小制限値を調節して達成される。
このように生成されたオフセット電圧を利用するとき、変調指数が不連続変調開始点以下と設定されると、ＰＷＭ制御部は、連続変調方式で動作し、変調指数が不連続変調開始点より大きくなると、ＰＷＭ制御部は、不連続変調方式に切り替えられる。本発明によるＰＷＭ制御方式をＥＳＳ用インバータ、太陽光モジュール用インバータ、電動機駆動用インバータ等に適用すれば、不連続変調区間の調節を通して、変調指数の低い区間でも従来の不連続変調方式に比べてＴＨＤを減少させることができ、同時に従来の連続変調方式に比べてスイッチング損失を減少させることができる。結局、本発明によると、各運転点で許容される電流のＴＨＤを満たすと同時に、スイッチング損失を減少させることができる。
前述した本発明は、本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者にとって、本発明の技術的思想を外れない範囲内で種々の置換、変形及び変更が可能であるので、前述した実施形態及び添付の図面により限定されるものではない。
本発明は、三相インバータの連続変調及び不連続変調を制御するためのオフセット電圧を生成する装置及び三相インバータ制御装置に用いることが可能である。
２０２： オフセット電圧生成部
５０２（ａ）： 第１制限器
５０２（ｂ）： 第２制限器
５０２（ｃ）： 第３制限器
６０３（ａ）： 第１相電圧信号
６０３（ｂ）： 第２相電圧信号
６０３（ｃ）： 第３相電圧信号
ａ１： スイッチング素子
ａ２： スイッチング素子
ｂ１： スイッチング素子
ｂ２： スイッチング素子
ｃ１： スイッチング素子
ｃ２： スイッチング素子

Claims (10)

  1. 連続変調方式または不連続変調方式で動作する三相インバータのオフセット電圧生成装置において、
    第１相電圧信号を最大制限値及び最小制限値と比較して第１制限電圧信号を出力する第１制限器；
    第２相電圧信号を最大制限値及び最小制限値と比較して第２制限電圧信号を出力する第２制限器；
    第３相電圧信号を最大制限値及び最小制限値と比較して第３制限電圧信号を出力する第３制限器；及び
    前記第１相電圧信号と前記第１制限電圧信号の差値、前記第２相電圧信号と前記第２制限電圧信号の差値、前記第３相電圧信号と前記第３制限電圧信号の差値を合算してオフセット電圧を出力する合算器を含み、
    前記最大制限値及び前記最小制限値は、
    予め定められた加重値及び前記三相インバータの直流端電圧により決定される三相インバータのオフセット電圧生成装置。
  2. 前記第１制限器、前記第２制限器、前記第３制限器は、
    前記第１相電圧信号、前記第２相電圧信号、前記第３相電圧信号が前記最小制限値以上であり、前記最大制限値以下である場合は、前記第１相電圧信号、前記第２相電圧信号、前記第３相電圧信号をそれぞれ前記第１制限電圧信号、前記第２制限電圧信号、前記第３制限電圧信号として出力し、
    前記第１相電圧信号、前記第２相電圧信号、前記第３相電圧信号が前記最小制限値未満である場合は、前記最小制限値を前記第１制限電圧信号、前記第２制限電圧信号、前記第３制限電圧信号として出力し、
    前記第１相電圧信号、前記第２相電圧信号、前記第３相電圧信号が前記最大制限値を超える場合は、前記最大制限値を前記第１制限電圧信号、前記第２制限電圧信号、前記第３制限電圧信号として出力する請求項１に記載の三相インバータのオフセット電圧生成装置。
  3. 前記第１相電圧信号、前記第２相電圧信号、前記第３相電圧信号が前記最小制限値以上であり、前記最大制限値以下である場合は、前記三相インバータは連続変調方式で動作し、
    前記第１相電圧信号、前記第２相電圧信号、前記第３相電圧信号が前記最小制限値未満である場合、又は、前記最大制限値を超える場合は、前記三相インバータは不連続変調方式で動作する請求項１に記載の三相インバータのオフセット電圧生成装置。
  4. 前記加重値が予め決定された不連続動作範囲を満たすと、前記三相インバータは不連続変調方式で動作し、
    前記加重値が前記不連続動作範囲を満たさないと、前記三相インバータは連続変調方式で動作する請求項１に記載の三相インバータのオフセット電圧生成装置。
  5. 前記不連続動作範囲は、前記加重値をｋ、変調指数をＭＩとした場合に、
    Figure 2016208819
     で定義される請求項４に記載の三相インバータのオフセット電圧生成装置。
  6. 三相インバータに含まれる複数のスイッチング素子のスイッチング動作を制御するための三相インバータ制御装置において、
    第１相電圧信号、第２相電圧信号、第３相電圧信号をそれぞれ最大制限値及び最小制限値と比較してオフセット電圧を生成し、前記第１相電圧信号、前記第２相電圧信号、前記第３相電圧信号それぞれと前記オフセット電圧を合算して第１極電圧信号、第２極電圧信号、第３極電圧信号を生成する極電圧信号生成部；及び
    前記第１極電圧信号、前記第２極電圧信号、前記第３極電圧信号を搬送波と比較して前記複数のスイッチング素子に対する制御信号を生成する制御信号生成部を含み、
    前記最大制限値及び前記最小制限値は、
    予め定められた加重値及び前記三相インバータの直流端電圧により決定される三相インバータ制御装置。
  7. 前記極電圧信号生成部は、
    前記オフセット電圧を生成するオフセット電圧生成部を含み、
    前記オフセット電圧生成部は、
    前記第１相電圧信号を最大制限値及び最小制限値と比較して第１制限電圧信号を出力する第１制限器；
    前記第２相電圧信号を最大制限値及び最小制限値と比較して第２制限電圧信号を出力する第２制限器；
    前記第３相電圧信号を最大制限値及び最小制限値と比較して第３制限電圧信号を出力する第３制限器；及び
    前記第１相電圧信号と前記第１制限電圧信号の差値、前記第２相電圧信号と前記第２制限電圧信号の差値、前記第３相電圧信号と前記第３制限電圧信号の差値を合算してオフセット電圧を出力する合算器を含む請求項６に記載の三相インバータ制御装置。
  8. 前記第１相電圧信号、前記第２相電圧信号、前記第３相電圧信号が前記最小制限値以上であり、前記最大制限値以下である場合は、前記三相インバータは連続変調方式で動作し、
    前記第１相電圧信号、前記第２相電圧信号、前記第３相電圧信号が前記最小制限値未満である場合、又は、前記最大制限値を超える場合は、前記三相インバータは不連続変調方式で動作する請求項６に記載の三相インバータ制御装置。
  9. 前記加重値が予め決定された不連続動作範囲を満たすと、前記三相インバータは不連続変調方式で動作し、
    前記加重値が前記不連続動作範囲を満たさないと、前記三相インバータは連続変調方式で動作する請求項６に記載の三相インバータ制御装置。
  10. 前記不連続動作範囲は、前記加重値をｋ、変調指数をＭＩとした場合に、
    Figure 2016208819
     で定義される請求項９に記載の三相インバータ制御装置。
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