CN114189170B - 一种用于三电平npc逆变器的动态混合调制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种用于三电平NPC逆变器的新型动态混合调制方法，将DPWM、ZVPWM、VSVPWM三种算法进行结合，根据三电平NPC逆变器的不同工况和动态运行时间，实时调节电容电压均衡控制能力与开关次数优化能力，在中点电位平衡控制的前提下实现了动态过程开关次数最小化；采用统一单载波比较的方式生成PWM波，简化了调制方式，减小了系统运算量。另外，新型动态混合调制方法也可以适用于周期稳态工况，具有良好的通用性和适应性。

Description

一种用于三电平NPC逆变器的动态混合调制方法
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种用于三电平NPC逆变器的动态混合调制方法。
背景技术
随着电力电子技术和现代控制技术的飞速发展，多电平逆变器越来越广泛地应用在轨道交通、光伏发电、电机驱动等各个领域。三电平NPC逆变器作为一种典型的多电平逆变器，具有电能质量高、转换效率高、电磁兼容性好等优点，但直流侧支撑电容电压平衡和开关损耗减小始终是制约三电平NPC逆变器广泛应用的关键问题。
从1981年Nabae等人在"A New Neutral-Point-Clamped PWM Inverter"(IEEETransactions on Industry Applications)中提出三电平NPC逆变器拓扑结构以来，学者们围绕调制算法进行了深入研究。
目前三电平NPC逆变器调制策略从实现方式上主要可分为两类：一类是基于载波PWM(CB-PWM)，特点是实现方式简单，运算量小，但是物理概念不直观，逻辑分析比较困难。另一类是基于空间矢量PWM(SVPWM)，特点是物理概念清晰，但是实现方式复杂，运算量大。虽然二者实现方式不同，但本质上是一致的，即CB-PWM可以通过注入适当的零序电压分量完全等效为SVPWM算法，且运算量更小，更有利于工程实现。
CB-PWM主要包括正弦PWM(SPWM)、不连续PWM(下文简称DPWM)、零序电压注入PWM(下文简称ZVPWM)、双调制波PWM(DMPWM)以及混合PWM(CB-HPWM)。J.Shen等人在"AComprehensive Study of Neutral-Point Self-Balancing Effect in Neutral-Point-Clamped Three-Level Inverters"(IEEE Transactions on Power Electronics)中针对SPWM的电容电压自平衡机理进行分析，发现SPWM调制算法的电容电压自平衡能力依赖于采样频率，在采样频率较低时无法实现较好的电容电压均衡控制。J.Lee等人在"NovelDiscontinuous PWM Method of a Three-Level Inverter for Neutral-Point VoltageRipple Reduction"(IEEE Transactions on Industrial Electronics)中提出一种60°-DPWM，通过在调制波中注入不同的零序电压分量，同时实现电平钳位和电容电压平衡控制，但电容电压平衡效果与调制比和功率因数密切相关。C.Wang等人在"Analysis andCalculation of Zero-Sequence Voltage Considering Neutral-Point PotentialBalancing in Three-Level NPC Converters"(IEEE Transactions on IndustrialElectronics)中采用零序电压注入的方式对中点电压进行闭环控制，通过在调制波中叠加零序分量实现中点电流的补偿，但由于零序分量的幅值存在限制，中点电位在调制比高、功率因数低时会出现低频振荡。为完全消除中点电位的低频振荡，J.Pou等人在"Fast-Processing Modulation Strategy for the Neutral-Point-Clamped Converter WithTotal Elimination of Low-Frequency Voltage Oscillations in the Neutral Point"(IEEE Transactions on Industrial Electronics)中采用双调制波调制，通过增加中点电位控制自由度，将单个采样周期内的平均中点电流控制为零，消除了低频振荡，但开关次数有所增加。Z.Wang等人在"Novel Carrier-Based PWM Strategy With Zero-SequenceVoltage Injected for Three-Level NPC Inverter"(IEEE Journal of Emerging andSelected Topics in Power Electronics)中提出混合调制算法，将零序电压注入和双调制波进行有机结合，同时兼顾了电容电压平衡效果和开关次数，较大地提升了逆变器的性能。
虽然上述文献对三电平NPC逆变器的电容电压平衡控制和开关次数优化等问题进行了深入研究，但大多数研究都是基于调制波恒频恒幅的稳态工况，或暂态过程较短的动态工况，鲜有文献对三电平NPC逆变器在高频次非周期瞬态下的运行特性进行研究。调制波在动态过程中频率和幅值随时间协同变化，这种变化特点对算法的电容电压均衡能力和系统响应速度要求较高。另外，高频次工作对三电平NPC逆变器的工作效率提出了较高要求，为了尽可能减小逆变器损耗，需要对功率器件的开关次数进行控制。因此非周期瞬态动态工况要求调制算法同时兼顾电容电压均衡效果和开关次数。但现有的调制策略开关次数与电容电压均衡效果之间存在耦合关系，导致调制算法的灵活性和通用性较差。
发明内容
本发明的目的就是针对现有技术的缺陷，提供一种对非周期瞬态工况适应性强、灵活高效的用于三电平NPC逆变器的动态混合调制方法，解决了传统调制方法在非周期瞬态应用条件下电容电压均衡控制与开关次数耦合的问题。
为实现上述目的，本发明所设计的用于三电平NPC逆变器的动态混合调制方法，三电平NPC型逆变器拓扑结构包括三个完全相同的桥臂A、桥臂B和桥臂C，两个容值相等的支撑电容C1、支撑电容C2以及直流母线电源，每个桥臂包含4个串联的IGBT和2个串联的钳位二极管，A、B、C三个桥臂通过钳位二极管中点与支撑电容中点相连，三个桥臂的输出接RL星形负载；其特征在于：动态混合调制方法包括如下步骤：
1)采样控制周期的三相正序参考电压vma、vmb、vmc，三相电流ia、ib、ic，支撑电容C1和支撑电容C2的电压Vc1、Vc2；
2)根据三相正序参考电压vma、vmb、vmc计算参考矢量幅值|vref|，若|vref|<0.577，转入步骤3)，否则转入步骤4)；
3)采用不连续PWM进行调制生成调制波后转入步骤7)；
4)计算零序电压注入PWM的零序电压vzZVPWM，如果满足公式(21)所示的约束条件，转入步骤5)，否则转入步骤6)
|vma+vzZVPWM|≤1且|vmb+vzZVPWM|≤1且|vmc+vzZVPWM|≤1 (21)；
5)采用ZVPWM生成调制波后转入步骤8)；
6)采用VSVPWM产生调制波后转入步骤9)；
7)将步骤3)中的调制波与三角波进行比较，产生PWM脉冲信号；
8)步骤5)中的调制波与三角波进行比较，产生PWM脉冲信号；
9)步骤6)中的调制波与三角波进行比较，产生PWM脉冲信号。
进一步地，所述步骤2)的具体过程为：
计算公式为：
|vref|＝sqrt(vα 2+vβ 2) (5)
其中，sqrt()表示开根号，vα、vβ是vma、vmb、vmc在静止坐标系下的电压分量，vα、vβ的表达式为：
vα＝4·(vma-0.5·vmb-0.5·vmc)/[3·(Vc1+Vc2)] (6)
vβ＝4·(sqrt(3)·vmb-sqrt(3)·vmc)/[6·(Vc1+Vc2)]。
进一步地，所述步骤3)的具体过程为：
计算DPWM的第一备选零序电压vzDPWM1和第二备选零序电压vzDPWM2：
当m>0.577且|vmax|≥|vmin|时：
vzDPWM1＝1-vmax (7)
vzDPWM2＝-1-vmin
当m>0.577且|vmax|<|vmin|时：
vzDPWM1＝-1-vmin (8)
vzDPWM2＝1-vmax
当m≤0.577且|vmax|≥|vmin|时：
vzDPWM1＝-vmax (9)
vzDPWM2＝-vmin
当m≤0.577且|vmax|<|vmin|时：
vzDPWM1＝-vmin (10)
vzDPWM2＝-vmax
其中m是调制比，vmax表示取vma、vmb、vmc中的最大值，vmin表示取vma、vmb、vmc中的最小值；
DPWM第一套备选调制波vmo1,a、vmo1,b、vmo1,c分别为：
vmo1,a＝vma+vzDPWM1； (11)
vmo1,b＝vmb+vzDPWM1；
vmo1,c＝vmc+vzDPWM1；
DPWM第二套备选调制波vmo2,a、vmo2,b、vmo2,c分别为：
vmo2,a＝vma+vzDPWM2； (12)
vmo2,b＝vmb+vzDPWM2；
vmo2,c＝vmc+vzDPWM2；
式(11)、(12)中vma、vmb、vmc表示三相正序调制波，设第一套备选调制波对应的中点电流为ioDPWM1，第二套备选调制波对应的中点电流为ioDPWM2，它们的表达式为：
ioDPWM1＝-(|vmo1,a|ia+|vmo1,b|ib+|vmo1,c|ic) (13)
ioDPWM2＝-(|vmo2,a|ia+|vmo2,b|ib+|vmo2,c|ic)
如果ΔVc*ioDPWM1>0，最终得到的DPWM调制波为vmout,a＝vmo1,a、vmout,b＝vmo1,b、vmout,c＝vmo1,c；否则，vmout,a＝vmo2,a、vmout,b＝vmo2,b、vmout,c＝vmo2,c，等效的DPWM双调制波vmo1,a、vmo1,b、vmo1,c、和vmo2,a、vmo2,b、vmo2,c表示为：
当vmout,a>0时：
vmo1,a＝vmout,a (14)
vmo2,a＝1
当vmout,a≤0时：
vmo1,a＝vmout,a+1 (15)
vmo2,a＝0
当vmout,b>0时：
vmo1,b＝vmout,b (16)
vmo2,b＝1
当vmout,b≤0时：
vmo1,b＝vmout,b+1 (17)
vmo2,b＝0
当vmout,c>0时：
vmo1,c＝vmout,c (18)
vmo2,c＝1
当vmout,c≤0时：
vmo1,c＝vmout,c+1 (19)
vmo2,c＝0。
进一步地，所述步骤4)中，
vzZVPWM＝[C·ΔVc/Ts–sign(vma+vzZVPWM)·vma·ia-sign(vmb+vzZVPWM)·vmb·ib-sign(vmc+vzZVPWM)·vmc·ic]/[sign(vma+vzZVPWM)·ia-sign(vmb+vzZVPWM)·ib-sign(vmc+vzZVPWM)·ic] (20)
其中，Ts是载波周期，sign(vma+vzZVPWM)表示a相符号。当vma+vzZVPWM>0时，sign(vma+vzZVPWM)＝1；当vma+vzZVPWM＝0时，sign(vma+vzZVPWM)＝0；当vma+vzZVPWM<0时，sign(vma+vzZVPWM)＝-1。sign(vmb+vzZVPWM)和sign(vmc+vzZVPWM)分别表示b相和c相的符号，定义与a相完全相同。
进一步地，所述步骤5)中，
vzv_mout,a、vzv_mout,b、vzv_mout,c为：
Figure GDA0003567533010000061
等效的ZVPWM双调制波vzv_mo1,a、vzv_mo1,b、vzv_mo1,c和vzv_mo2,a、vzv_mo2,b、vzv_mo2,c表示为：
当vzv_mout,a>0时：
vzv_mo1,a＝vzv_mout,a (23)
vzv_mo2,a＝1
当vzv_mout,a≤0时：
vzv_mo1,a＝vzv_mout,a+1 (24)
vzv_mo2,a＝0
当vzv_mout,b>0时：
vzv_mo1,b＝vzv_mout,b (25)
vzv_mo2,b＝1
当vzv_mout,b≤0时：
vzv_mo1,b＝vzv_mout,b+1 (26)
vzv_mo2,b＝0
当vzv_mout,c>0时：
vzv_mo1,c＝vzv_mout,c (27)
vzv_mo2,c＝1
当vzv_mout,c≤0时：
vzv_mo1,c＝vzv_mout,c+1 (28)
vzv_mo2,c＝0。
进一步地，所述步骤6)中，vmo1,max、vmo1,mid、vmo1,min和vmo2,max、vmo2,mid、vmo2,min分别为：
Figure GDA0003567533010000071
其中，vmax表示取vma、vmb、vmc中的最大值，vmid表示取vma、vmb、vmc中的中间值，vmin表示取vma、vmb、vmc中的最小值。
进一步地，所述步骤7)中，将vmo1,a、vmo1,b、vmo1,c和vmo2,a、vmo2,b、vmo2,c与三角波进行比较，产生PWM脉冲信号；如果vmo2,a和vmo1,a同时大于三角波，逆变器的a相输出Vdc/2电平；如果vmo2,a大于三角波且vmo1,a小于三角波，逆变器a相输出0电平；否则，逆变器的a相输出-Vdc/2电平；b相和c相的比较过程与a相相同。
进一步地，所述步骤8)中，将vzv_mo1,a、vzv_mo1,b、vzv_mo1,c和vzv_mo2,a、vzv_mo2,b、vzv_mo2,c与三角波进行比较，产生PWM脉冲信号；如果vzv_mo2,a和vzv_mo1,a同时大于三角波，逆变器的a相输出Vdc/2电平；如果vzv_mo2,a大于三角波且vzv_mo1,a小于三角波，逆变器a相输出0电平；否则，逆变器的a相输出-Vdc/2电平；b相和c相的比较过程与a相相同。
进一步地，所述步骤9)中，将vmo1,max、vmo1,mid、vmo1,min与三角波进行比较，产生PWM脉冲信号；如果vmo2,max和vmo1,max同时大于三角波，逆变器max对应的相输出Vdc/2电平；如果vmo2,max大于三角波且vmo1,max小于三角波，逆变器max对应的相输出0电平；否则，逆变器max对应的相输出-Vdc/2电平；mid和min对应的相与三角波比较过程与max相同。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
1)基于非周期瞬态电流特性提出的动态混合调制方法将DPWM、ZVPWM、VSVPWM三种算法进行结合，根据三电平NPC逆变器的不同工况和动态运行时间，实时调节电容电压均衡控制能力与开关次数优化能力，在中点电位平衡控制的前提下实现了动态过程开关次数最小化。
2)本发明动态混合调制方法采用统一单载波比较的方式生成PWM波，简化了调制方式，减小了系统运算量。另外，动态混合调制方法也可以适用于周期稳态工况，具有良好的通用性和适应性。
附图说明
图1为本发明用于三电平NPC逆变器的动态混合调制方法流程图；
图2为本发明三电平NPC逆变器拓扑结构图；
图3为载波比较脉冲生成示意图；
图4为不同m-f组合对应的动态过程运行轨迹图；
图5～7为三种调制算法的ΔVcn比较结果图；
图8为NHPWM开关次数实验波形；
图9～12为m＝0.3,f＝20时四种算法实验波形；
图13～16为m＝1.15,f＝20时四种算法实验波形。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明。
非周期瞬态运行工况中点电流特殊，非周期瞬态工况下中点电流表达式为：
io＝(km·t·m·Vdc)2/[4·sqrt(R2+(2π·kf·t·f·L)2)]·[|cos(2π·kf·t·f·t2)|·cos(2π·kf·t·f·t2-arccos(R/sqrt(R2+(2π·kf·t·f·L)2)))+|cos(2π·kf·t·f·t2)-2π/3|·cos(2π·kf·t·f·t2-2π/3-arccos(R/sqrt(R2+(2π·kf·t·f·L)2)))+|cos(2π·kf·t·f·t2)-4π/3|·cos(2π·kf·t·f·t2-4π/3-arccos(R/sqrt(R2+(2π·kf·t·f·L)2)))] (1)
其中，R是负载电阻，L是负载电感。式(1)表明，调制波变频变幅动态过程中io的影响因素众多，包括负载电阻R、负载电感L、直流侧母线电压Vdc、瞬时调制比kmm、瞬时调制波频率kff、动态运行的时刻t。得出如下结论：
1、对于一组确定的m-f组合，由于m-f随时间增大，中点电流受瞬时调制比增大和瞬时功率因数减小的双重作用，导致电容电压平衡治理能力需求随时间增大。
2、对于不同的m-f组合，m越大，f越小会导致中点电流幅值变大，造成采样周期内的电容电压波动变大，即对电容电压平衡治理能力的要求越高。
在非周期瞬态工况下，调制波表达式为：
Figure GDA0003567533010000091
其中，m是调制比，f是调制波频率，ym为调制比系数，yf为调制波频率系数，t是动态运行时刻。一个动态周期T内ym和yf的数学表达式如(3)所示。
ym＝km·t (3)
yf＝kf·t
其中，km和kf分别是调制比和频率变化斜率，根据公式(3)不同的m-f大小组合将调制波分为九种类型，如图4所示。高频次非周期瞬态工况具有如下特征：
1、整个运行过程无稳态。在非周期瞬态工况下，调制波幅值和频率实时协同变化，调制波以ymm和yff的瞬态形式进行调制。
2、高频次工作。虽然逆变器没有长时间稳态工作过程，但需要工作在高频次的动态过程下，对开关损耗的要求仍然比较高。
3、任意不同的m-f组合下工作。不同的m-f组合对应无穷多种非周期瞬态过程，要求三电平NPC逆变器能较好地适应任意的m-f组合。
另外，传统的调制算法电压平衡和开关次数之间存在耦合。基于三电平NPC逆变器非周期瞬态工况强暂态、高频次、多类型，以及中点电流非周期瞬态时变特点，电容电压平衡控制需求随工况类型和运行时刻变化。因此NHPWM需实时调节电容电压均衡能力，同时充分利用牺牲掉的电压平衡能力提升开关次数优化能力，实现非周期瞬态工况下电容电压均衡控制与开关次数优化。目前应用广泛DPWM、ZVPWM、VSVPWM三种调制算法具有明显的特点：电容电压均衡控制能力依次增强，而一个开关周期内的开关次数分别为2次、3次、4次。因此NHPWM将DPWM、ZVPWM、VSVPWM进行结合，同时实现电容电压均衡控制能力动态调节和开关次数优化。
为明确NHPWM算法中的切换边界，将DPWM、ZVPWM、VSVPWM三种算法的ΔVcn进行两两比较，结果如图5～7所示。从图5可以看出，当调制比小于0.577且功率因数角小于50°时，DPWM与ZVPWM的均压效果基本相同，当调制比小于0.577且功率因数角大于50°时，DPWM的均压效果略优于ZVPWM，因此将调制比kmm＝0.577作为DPWM与ZVPWM的切换判据，瞬时调制比kmm小于0.577采用DPWM，否则采用ZVPWM。图6、7表明，VSVPWM在整个
Figure GDA0003567533010000101
区域内的均压效果均优于DPWM和ZVPWM，尤其在高调制比低功率因数区域，这种优势更加明显，但是VSVPWM的作用区域越大，意味着开关次数越多，因此ZVPWM的零序电压分量没有过补偿时，应采用ZVPWM，将公式(13)作为ZVPWM与VSVPWM的切换判据。最终得到的算法流程如图1所示。
如图2为三电平NPC型逆变器拓扑结构，包括三个完全相同的桥臂A、桥臂B和桥臂C，两个容值相等的支撑电容C1、支撑电容C2以及直流母线电源，每个桥臂包含4个串联的IGBT和2个串联的钳位二极管，A、B、C三个桥臂通过钳位二极管中点与支撑电容中点相连，三个桥臂的输出接RL星形负载，直流母线电源电压为Vdc，支撑电容C1和支撑电容C2对应的电压分别为VC1、VC2，支撑电容容值为C1＝C2＝C。图2中SA1表示桥臂A第一个IGBT状态，SA2表示桥臂A第二个IGBT状态，SA3表示桥臂A第三个IGBT状态，SA4表示桥臂A第四个IGBT状态；桥臂B、桥臂C中IGBT状态的定义与A桥臂中IGBT状态定义相同，不再赘述。
假设桥臂X的第i个IGBT状态SXi开通和关断分别用1和0表示，桥臂状态SX进行如下定义：
当SX1SX2SX3SX4＝1100时，SX＝1；当SX1SX2SX3SX4＝0110时，SX＝0；当SX1SX2SX3SX4＝0011时，SX＝-1；X为A、B、C。
对电容电压不均值进行如下定义：
ΔVc＝Vc2-Vc1 (4)
用于三电平NPC型逆变器的动态混合调制方法具体实施步骤如下：
1)采样控制周期的三相正序参考电压vma、vmb、vmc，三相电流ia、ib、ic，支撑电容C1和支撑电容C2的电压Vc1、Vc2。
2)根据三相正序参考电压vma、vmb、vmc计算参考矢量幅值|vref|，若|vref|<0.577，转入步骤3)，否则转入步骤4)。
计算公式为：
|vref|＝sqrt(vα 2+vβ 2) (5)
其中，sqrt()表示开根号，vα、vβ是vma、vmb、vmc在静止坐标系下的电压分量，vα、vβ的表达式为：
vα＝4·(vma-0.5·vmb-0.5·vmc)/[3·(Vc1+Vc2)] (6)
vβ＝4·(sqrt(3)·vmb-sqrt(3)·vmc)/[6·(Vc1+Vc2)]
上述中“·”代表乘以，“/”代表除以。
3)采用不连续PWM(即DPWM)进行调制生成调制波。
计算DPWM的第一备选零序电压vzDPWM1和第二备选零序电压vzDPWM2：
当m>0.577且|vmax|≥|vmin|时：
vzDPWM1＝1-vmax (7)
vzDPWM2＝-1-vmin
当m>0.577且|vmax|<|vmin|时：
vzDPWM1＝-1-vmin (8)
vzDPWM2＝1-vmax
当m≤0.577且|vmax|≥|vmin|时：
vzDPWM1＝-vmax (9)
vzDPWM2＝-vmin
当m≤0.577且|vmax|<|vmin|时：
vzDPWM1＝-vmin (10)
vzDPWM2＝-vmax
其中m是调制比，vmax表示取vma、vmb、vmc中的最大值，vmin表示取vma、vmb、vmc中的最小值；
DPWM第一套备选调制波vmo1,a、vmo1,b、vmo1,c分别为：
vmo1,a＝vma+vzDPWM1； (11)
vmo1,b＝vmb+vzDPWM1；
vmo1,c＝vmc+vzDPWM1；
DPWM第二套备选调制波vmo2,a、vmo2,b、vmo2,c分别为：
vmo2,a＝vma+vzDPWM2； (12)
vmo2,b＝vmb+vzDPWM2；
vmo2,c＝vmc+vzDPWM2；
式(11)、(12)中vma、vmb、vmc表示三相正序调制波，设第一套备选调制波对应的中点电流为ioDPWM1，第二套备选调制波对应的中点电流为ioDPWM2，它们的表达式为：
ioDPWM1＝-(|vmo1,a|ia+|vmo1,b|ib+|vmo1,c|ic) (13)
ioDPWM2＝-(|vmo2,a|ia+|vmo2,b|ib+|vmo2,c|ic)
如果ΔVc*ioDPWM1>0，最终得到的DPWM调制波为vmout,a＝vmo1,a、vmout,b＝vmo1,b、vmout,c＝vmo1,c；否则，vmout,a＝vmo2,a、vmout,b＝vmo2,b、vmout,c＝vmo2,c，等效的DPWM双调制波vmo1,a、vmo1,b、vmo1,c、和vmo2,a、vmo2,b、vmo2,c表示为：
当vmout,a>0时：
vmo1,a＝vmout,a (14)
vmo2,a＝1
当vmout,a≤0时：
vmo1,a＝vmout,a+1 (15)
vmo2,a＝0
当vmout,b>0时：
vmo1,b＝vmout,b (16)
vmo2,b＝1
当vmout,b≤0时：
vmo1,b＝vmout,b+1 (17)
vmo2,b＝0
当vmout,c>0时：
vmo1,c＝vmout,c (18)
vmo2,c＝1
当vmout,c≤0时：
vmo1,c＝vmout,c+1 (19)
vmo2,c＝0
转入步骤7)。
4)计算零序电压注入PWM(ZVPWM)的零序电压vzZVPWM。vzZVPWM＝[C·ΔVc/Ts–sign(vma+vzZVPWM)·vma·ia-sign(vmb+vzZVPWM)·vmb·ib-sign(vmc+vzZVPWM)·vmc·ic]/[sign(vma+vzZVPWM)·ia-sign(vmb+vzZVPWM)·ib-sign(vmc+vzZVPWM)·ic](20)
其中，Ts是载波周期，sign(vma+vzZVPWM)表示a相符号。当vma+vzZVPWM>0时，sign(vma+vzZVPWM)＝1；当vma+vzZVPWM＝0时，sign(vma+vzZVPWM)＝0；当vma+vzZVPWM<0时，sign(vma+vzZVPWM)＝-1。sign(vmb+vzZVPWM)和sign(vmc+vzZVPWM)分别表示b相和c相的符号，定义与a相完全相同，不再赘述。(式(20)的求解方法为：假设sign(vma+vzZVPWM)＝sign(vma)成立，根据式(20)计算得到vzZVPWM，如果sign(vma+vzZVPWM)＝sign(vma)成立，说明假设正确，计算得到的vzZVPWM是ZVPWM的零序电压，否则令sign(vma+vzZVPWM)＝-sign(vma)，重新计算式(20)得到vzZVPWM是ZVPWM的零序电压)。如果满足公式(21)所示的约束条件，转入步骤5)，否则转入步骤6)。
|vma+vzZVPWM|≤1且|vmb+vzZVPWM|≤1且|vmc+vzZVPWM|≤1 (21)
5)采用ZVPWM生成调制波。
vzv_mout,a、vzv_mout,b、vzv_mout,c为：
Figure GDA0003567533010000141
等效的ZVPWM双调制波vzv_mo1,a、vzv_mo1,b、vzv_mo1,c、和vzv_mo2,a、vzv_mo2,b、vzv_mo2,c表示为：
当vzv_mout,a>0时：
vzv_mo1,a＝vzv_mout,a (23)
vzv_mo2,a＝1
当vzv_mout,a≤0时：
vzv_mo1,a＝vzv_mout,a+1 (24)
vzv_mo2,a＝0
当vzv_mout,b>0时：
vzv_mo1,b＝vzv_mout,b (25)
vzv_mo2,b＝1
当vzv_mout,b≤0时：
vzv_mo1,b＝vzv_mout,b+1 (26)
vzv_mo2,b＝0
当vzv_mout,c>0时：
vzv_mo1,c＝vzv_mout,c (27)
vzv_mo2,c＝1
当vzv_mout,c≤0时：
vzv_mo1,c＝vzv_mout,c+1 (28)
vzv_mo2,c＝0
转入步骤8)。
6)采用VSVPWM产生调制波。
vmo1,max、vmo1,mid、vmo1,min和vmo2,max、vmo2,mid、vmo2,min分别为：
Figure GDA0003567533010000151
其中，vmax表示取vma、vmb、vmc中的最大值，vmid表示取vma、vmb、vmc中的中间值，vmin表示取vma、vmb、vmc中的最小值，转入步骤9)。
7)如图3所示，将vmo1,a、vmo1,b、vmo1,c和vmo2,a、vmo2,b、vmo2,c与三角波进行比较，产生PWM脉冲信号。以a相为例进行说明：如果vmo2,a和vmo1,a同时大于三角波，逆变器的a相输出Vdc/2电平；如果vmo2,a大于三角波且vmo1,a小于三角波，逆变器a相输出0电平；否则，逆变器的a相输出-Vdc/2电平。b相和c相的比较过程与a相相同，不再赘述。
8)如图3所示，将vzv_mo1,a、vzv_mo1,b、vzv_mo1,c和vzv_mo2,a、vzv_mo2,b、vzv_mo2,c与三角波进行比较，产生PWM脉冲信号。以a相为例进行说明：如果vzv_mo2,a和vzv_mo1,a同时大于三角波，逆变器的a相输出Vdc/2电平；如果vzv_mo2,a大于三角波且vzv_mo1,a小于三角波，逆变器a相输出0电平；否则，逆变器的a相输出-Vdc/2电平。b相和c相的比较过程与a相相同，不再赘述。
9)如图3所示，将vmo1,max、vmo1,mid、vmo1,min与三角波进行比较，产生PWM脉冲信号。以max对应的相为例进行说明：如果vmo2,max和vmo1,max同时大于三角波，逆变器max对应的相输出Vdc/2电平；如果vmo2,max大于三角波且vmo1,max小于三角波，逆变器max对应的相输出0电平；否则，逆变器max对应的相输出-Vdc/2电平。mid和min对应的相与三角波比较过程与max相同，不再赘述。
为验证用于三电平NPC逆变器动态调制算法的正确性，实验条件为：Vdc＝200V，C1＝C2＝C＝5.4mF，R＝0.1Ω，L＝8.7mH，开关频率为2kHz。图8给出三种算法切换过程实验波形，图9～12、图13～16分别给出m-f为0.3-20、1.15-20典型工况下的DPWM、ZVPWM、VSVPWM、NHPWM实验波形，表1给出九种典型工况下电容电压不均值，表2给出开关次数比较结果。其中SDPWM、SZVPWM、SVSVPWM、SNHPWM分别表示DPWM、ZVPWM、VSVPWM、NHPWM的开关次数。从表1看出，当调制比固定时，随着调制波频率的增加，四种算法的电容电压不均值都会减小，这是由于调制波频率增加导致负载阻抗变大，使中点电流减小，造成中点电位波动减小。当m＝0.3时，NHPWM算法完全退化为DPWM算法，电容电压平衡效果与DPWM、ZVPWM接近，不如VSVPWM的中点电位平衡效果。但是NHPWM开关次数比ZVPWM减小了0.5倍，比VSVPWM的开关次数减小1倍。当m＝0.8时，NHPWM电容电压平衡效果比DPWM、ZVPWM明显提升，且调制波频率越低，NHPWM的电容电压平衡效果越明显，当调制波频率为20Hz时，NHPWM的电容电压不均值比DPWM电容电压不均值减小了58.5％，比ZVPWM电容电压不均值减小了85.6％，与VSVPWM的电容电压平衡效果接近，但是开关次数比ZVPWM减小了18％，比VSVPWM减小了58％。当m＝1.15时，NHPWM电容电压平衡效果比DPWM、ZVPWM更加明显，当调制波频率为20Hz时，NHPWM的电容电压不均值比DPWM电容电压不均值减小了83.49％，比ZVPWM电容电压不均值减小了92.4％，并且NHPWM的开关次数比ZVPWM减小了8％，比VSVPWM减小了45％。因此NHPWM同时兼顾了电容电压平衡控制和开关次数，能较好地适应调制波变频变幅非周期瞬态工况。
表1四种算法电容电压不均值(单位：V)
Figure GDA0003567533010000161
Figure GDA0003567533010000171
表2四种算法开关次数比较
Figure GDA0003567533010000172
显然，以上所述仅是为清楚地说明所作的举例。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以根据具体实施方式做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明创造的保护范围之中。
本说明书中未作详细描述的内容如DPWM、ZVPWM、VSVPWM调制算法属于本领域专业技术人员公知的现有技术。

Claims (9)

1.一种用于三电平NPC逆变器的动态混合调制方法，三电平NPC型逆变器拓扑结构包括三个完全相同的桥臂A、桥臂B和桥臂C，两个容值相等的支撑电容C1、支撑电容C2以及直流母线电源，每个桥臂包含4个串联的IGBT和2个串联的钳位二极管，A、B、C三个桥臂通过钳位二极管中点与支撑电容中点相连，三个桥臂的输出接RL星形负载；其特征在于：动态混合调制方法包括如下步骤：
1)采样控制周期的三相正序参考电压vma、vmb、vmc，三相电流ia、ib、ic，支撑电容C1和支撑电容C2的电压Vc1、Vc2；
2)根据三相正序参考电压vma、vmb、vmc计算参考矢量幅值|vref|，若|vref|＜0.577，转入步骤3)，否则转入步骤4)；
3)采用不连续PWM进行调制生成调制波后转入步骤7)；
4)计算零序电压注入PWM的零序电压vzZVPWM，如果满足公式(21)所示的约束条件，转入步骤5)，否则转入步骤6)
|vma+vzZVPWM|≤1且|vmb+vzZVPWM|≤1且|vmc+vzZVPWM|≤1 (21)；
5)采用ZVPWM生成调制波后转入步骤8)；
6)采用VSVPWM产生调制波后转入步骤9)；
7)将步骤3)中的调制波与三角波进行比较，产生PWM脉冲信号；
8)步骤5)中的调制波与三角波进行比较，产生PWM脉冲信号；
9)步骤6)中的调制波与三角波进行比较，产生PWM脉冲信号。
2.根据权利要求1所述用于三电平NPC逆变器的动态混合调制方法，其特征在于：所述步骤2)的具体过程为：
计算公式为：
|vref|＝sqrt(vα 2+vβ 2) (5)
其中，sqrt()表示开根号，vα、vβ是vma、vmb、vmc在静止坐标系下的电压分量，vα、vβ的表达式为：
vα＝4·(vma-0.5·vmb-0.5·vmc)/[3·(Vc1+Vc2)] (6)
vβ＝4·(sqrt(3)·vmb-sqrt(3)·vmc)/[6·(Vc1+Vc2)]。
3.根据权利要求1所述用于三电平NPC逆变器的动态混合调制方法，其特征在于：所述步骤3)的具体过程为：
计算DPWM的第一备选零序电压vzDPWM1和第二备选零序电压vzDPWM2：
当m＞0.577且|vmax|≥|vmin|时：
vzDPWM1＝1-vmax (7)
vzDPWM2＝-1-vmin
当m＞0.577且|vmax|＜|vmin|时：
vzDPWM1＝-1-vmin (8)
vzDPWM2＝1-vmax
当m≤0.577且|vmax|≥|vmin|时：
vzDPWM1＝-vmax (9)
vzDPWM2＝-vmin
当m≤0.577且|vmax|＜|vmin|时：
vzDPWM1＝-vmin (10)
vzDPWM2＝-vmax
其中m是调制比，vmax表示取vma、vmb、vmc中的最大值，vmin表示取vma、vmb、vmc中的最小值；
DPWM第一套备选调制波vmo1,a、vmo1,b、vmo1,c分别为：
vmo1,a＝vma+vzDPWM1； (11)
vmo1,b＝vmb+vzDPWM1；
vmo1,c＝vmc+vzDPWM1；
DPWM第二套备选调制波vmo2,a、vmo2,b、vmo2,c分别为：
vmo2,a＝vma+vzDPWM2； (12)
vmo2,b＝vmb+vzDPWM2；
vmo2,c＝vmc+vzDPWM2；
式(11)、(12)中vma、vmb、vmc表示三相正序调制波，设第一套备选调制波对应的中点电流为ioDPWM1，第二套备选调制波对应的中点电流为ioDPWM2，它们的表达式为：
ioDPWM1＝-(|vmo1,a|ia+|vmo1,b|ib+|vmo1,c|ic) (13)
ioDPWM2＝-(|vmo2,a|ia+|vmo2,b|ib+|vmo2,c|ic)
如果ΔVc*ioDPWM1＞0，ΔVc为电容电压不均值，ΔVc＝Vc2-Vc1，最终得到的DPWM调制波为vmout,a＝vmo1,a、vmout,b＝vmo1,b、vmout,c＝vmo1,c；否则，vmout,a＝vmo2,a、vmout,b＝vmo2,b、vmout,c＝vmo2,c，等效的DPWM双调制波vmo1,a、vmo1,b、vmo1,c、和vmo2,a、vmo2,b、vmo2,c表示为：
当vmout,a＞0时：
vmo1,a＝vmout,a (14)
vmo2,a＝1
当vmout,a≤0时：
vmo1,a＝vmout,a+1 (15)
vmo2,a＝0
当vmout,b＞0时：
vmo1,b＝vmout,b (16)
vmo2,b＝1
当vmout,b≤0时：
vmo1,b＝vmout,b+1 (17)
vmo2,b＝0
当vmout,c＞0时：
vmo1,c＝vmout,c (18)
vmo2,c＝1
当vmout,c≤0时：
vmo1,c＝vmout,c+1 (19)
vmo2,c＝0。
4.根据权利要求1所述用于三电平NPC逆变器的动态混合调制方法，其特征在于：所述步骤4)中，
vzZVPWM＝[C·ΔVc/Ts–sign(vma+vzZVPWM)·vma·ia-sign(vmb+vzZVPWM)·vmb·ib-sign(vmc+vzZVPWM)·vmc·ic]/[sign(vma+vzZVPWM)·ia-sign(vmb+vzZVPWM)·ib-sign(vmc+vzZVPWM)·ic] (20)
其中，ΔVc为电容电压不均值，ΔVc＝Vc2-Vc1，Ts是载波周期，sign(vma+vzZVPWM)表示a相符号，当vma+vzZVPWM＞0时，sign(vma+vzZVPWM)＝1；当vma+vzZVPWM＝0时，sign(vma+vzZVPWM)＝0；当vma+vzZVPWM＜0时，sign(vma+vzZVPWM)＝-1，sign(vmb+vzZVPWM)和sign(vmc+vzZVPWM)分别表示b相和c相的符号，定义与a相完全相同。
5.根据权利要求1所述用于三电平NPC逆变器的动态混合调制方法，其特征在于：所述步骤5)中，
vzv_mout,a、vzv_mout,b、vzv_mout,c为：
vzv_mout,a＝vma+vzZVPWM
vzv_mout,b＝vmb+vzZVPWM (22)
vzv_mout,c＝vmc+vzZVPWM
等效的ZVPWM双调制波vzv_mo1,a、vzv_mo1,b、vzv_mo1,c和vzv_mo2,a、vzv_mo2,b、vzv_mo2,c表示为：
当vzv_mout,a＞0时：
vzv_mo1,a＝vzv_mout,a (23)
vzv_mo2,a＝1
当vzv_mout,a≤0时：
vzv_mo1,a＝vzv_mout,a+1 (24)
vzv_mo2,a＝0
当vzv_mout,b＞0时：
vzv_mo1,b＝vzv_mout,b (25)
vzv_mo2,b＝1
当vzv_mout,b≤0时：
vzv_mo1,b＝vzv_mout,b+1 (26)
vzv_mo2,b＝0
当vzv_mout,c＞0时：
vzv_mo1,c＝vzv_mout,c (27)
vzv_mo2,c＝1
当vzv_mout,c≤0时：
vzv_mo1,c＝vzv_mout,c+1 (28)
vzv_mo2,c＝0。
6.根据权利要求1所述用于三电平NPC逆变器的动态混合调制方法，其特征在于：所述步骤6)中，vmo1,max、vmo1,mid、vmo1,min和vmo2,max、vmo2,mid、vmo2,min分别为：
vmo1,max＝(vmax-vmin)/2,vmo1,max＝1
vmo1,mid＝(vmid-vmin)/2,vmo2,mid＝1-(vmax-vmin)/2 (29)
vmo1,min＝0,vmo2,min＝1-(vmax-vmin)/2
其中，vmax表示取vma、vmb、vmc中的最大值，vmid表示取vma、vmb、vmc中的中间值，vmin表示取vma、vmb、vmc中的最小值。
7.根据权利要求3所述用于三电平NPC逆变器的动态混合调制方法，其特征在于：所述步骤7)中，将vmo1,a、vmo1,b、vmo1,c和vmo2,a、vmo2,b、vmo2,c与三角波进行比较，产生PWM脉冲信号；如果vmo2,a和vmo1,a同时大于三角波，逆变器的a相输出Vdc/2电平；如果vmo2,a大于三角波且vmo1,a小于三角波，逆变器a相输出0电平；否则，逆变器的a相输出-Vdc/2电平；b相和c相的比较过程与a相相同。
8.根据权利要求5所述用于三电平NPC逆变器的动态混合调制方法，其特征在于：所述步骤8)中，将vzv_mo1,a、vzv_mo1,b、vzv_mo1,c和vzv_mo2,a、vzv_mo2,b、vzv_mo2,c与三角波进行比较，产生PWM脉冲信号；如果vzv_mo2,a和vzv_mo1,a同时大于三角波，逆变器的a相输出Vdc/2电平；如果vzv_mo2,a大于三角波且vzv_mo1,a小于三角波，逆变器a相输出0电平；否则，逆变器的a相输出-Vdc/2电平；b相和c相的比较过程与a相相同。
9.根据权利要求6所述用于三电平NPC逆变器的动态混合调制方法，其特征在于：所述步骤9)中，将vmo1,max、vmo1,mid、vmo1,min与三角波进行比较，产生PWM脉冲信号；如果vmo2,max和vmo1,max同时大于三角波，逆变器max对应的相输出Vdc/2电平；如果vmo2,max大于三角波且vmo1,max小于三角波，逆变器max对应的相输出0电平；否则，逆变器max对应的相输出-Vdc/2电平；mid和min对应的相与三角波比较过程与max相同。
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