DE2523366B2

DE2523366B2 - Analog-Digital-Umsetzer

Info

Publication number: DE2523366B2
Application number: DE2523366A
Authority: DE
Inventors: Robert Emile Johan Van De Grift; Abraham Hoogendoorn; Theodorus Jozef Van Kessel
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1974-06-07
Filing date: 1975-05-27
Publication date: 1979-12-06
Also published as: FR2330213A1; FR2330213B1; GB1512726A; JPS518858A; NL7407631A; CA1055613A; JPS5917566B2; US4057796A; DE2523366A1; DE2523366C3

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Analog-Digital-Umsetzer mit einem Kondensator mit einer ersten und

einer zweiten Elektrode, wobei die Spannung an der ersten Elektrode dem Eingang eines !Comparators zugeführt wird, der einen Bezugseingang, dem eine Bezugsspannung zugeführt wird, und einen Ausgang besitzt, der mit einem Flipflop verbunden ist, dem außerdem ein Taktsignal zugeführt wird und das, von diesem Taktsignal synchronisiert, ein erstes Schaltmittel steuert, der mit der ersten Elektrode des Kondensators verbunden ist, wodurch, in Abhängigkeit von der Lage des Schaltmittels, ein Lade- und Entladestrom durch den Kondensator geschickt wird, wobei das taktsynchronisierte Tastverhältnis des Flipflop-Ausgangssignals eine digitalisierte Form eines Eingangssignals ist, das von einem Spannungs-Strom-Umsetzer in einen kontinuierlichen Strom umgesetzt wird, der durch den Kondensator fließt

In dem Aufsatz »Integrating digital voltmeter: operating principles and accuracy« von P. A. Neeteson in »Electronic Applications Bulletin«, Nr. 1, 1972, S. 37 -58, ist ein Analog-Digital-Umsetzer beschrieben, in dem eine erste Elektrode eines Kondensators mit einem ersten Eingang eines Komparators verbunden ist, dessen Ausgang mit einem Flipflop verbunden ist, dem ein Taktsignal zugefühlt wird. Das Ausgangssignal des Flipflops steuert einen Schalter, der einerseits über einen Widerstand mit der ersten Elektrode des Kondensators verbunden ist Der bekannte Umsetzer ist weiter dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter andererseits, je nach seiner Lage, mit einer positiven oder negativen Bezugsspannungsquelle verbunden ist, jo während die zweite Elektrode des Kondensators mit einem Punkt fester Spannung, namentlich Erdpotentia!, verbunden ist und das Eingangssignal dem Bezugseingang des Komparators zugeführt wird.

Der bekannte Umsetzer weist den Nachteil auf, daß » der Kondensator einerseits geerdet ist, wodurch der Umsetzer sich weniger gut zur Umsetzung von Eingangsdifferenzsignalen eignet. Außerdem sind zur Anwendung des Umsetzers in einer integrierten Schaltung Bezugsspannungsquellen bedenklich.

Der letztere Nachteil kann dadurch behoben werden, daß unter Berücksichtigung des Theveninschen Theorems, nach dem eine Spannungsquelle mit einem Reihenwiderstand durch eine Stromquelle mit einem parallelgeschalteten Widerstand ersetzt werden kann, 4^r> die Bezugsspannungsquellen in Bezugssiromquellen umgesetzt werden, wobei der genannte Widerstand zu dem Kondensator parallel angeordnet wird. Für sehr genaue Umsetzer ist es mehr oder weniger bedenklich, daß zwei Bezugsstromquellen benötigt werden. w

Die Erfindung bezweckt, einen Analog-Digital-Umsetzer zu schaffen, der sich zur Umsetzung von Eingangsdifferenzsignalen eignet und als integrierte Schaltung ausgeführt werden kann, während Ausführungsformen mit nur einer einzigen Bezugsstromquelle möglich sind.

Die Erfindung ist dazu dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung an der zweiten Elektrode des Kondensators einem ersten Eingang eines Differenzverstärkers zugeführt wird, dessen Ausgangssignal dem Eingang t>o eines als Stromquelle geschalteten Transistors zugeführt wird, der in dem gemeinsamen Kreis eines ersten und eines zweiten Transistorschalters aufgenommen ist, welcher erste Transistorschalter mit der ersten Elektrode des Kondensators verbunden ist und wobei der zweite Transistorschalter mit der zweiten Elektrode des Kondensators verbunden ist und ebenfalls, jedoch gegenphasig zu dem ersten Transistorschalter, von dem Ausgangssignal des Flipflops gesteuert wird, während einem zweiten Eingang des Differenzverstärkers eine Steuerspannung zugeführt wird, wodurch infolge der Gegenkopplungsschleife, die durch den Differenzverstärker und den als Stromquelle geschalteten Transistor gebildet wird, die Spannung an der zweiten Elektrode des Kondensators dieser Steuerspannung gleichgehalten wird, und daß die erste Elektrode des Kondensators über die Hauptstrombahn eines ersten Transistors und die zweite Elektrode des Kondensators über die Hauptstrombahn eines zweiten Transistors mit einer Bezugsstromquellenschaltung verbunden sind, während das Eingangssignal als Differenzsignal entweder zwischen dem Bezugseingang des Komparators und dem zweiten Eingang des Differenzverstärkers oder zwischen den Steuereingängen des ersten und des zweiten Transistors angelegt wird.

Die Maßnahmen nach der Erfindung weisen eine gewisse Ähnlichkeit mit den Maßnahmen nach der deutschen Offenlegungsschrift 2123 747 auf. Diese Anmeldung beschreibt auch die »schwebende Aufhängung« eines Kondensators zwischen dem Eingang eines Komparators und dem Eingang eines Differenzverstärkers, dessen Ausgangssignal einen als Stromquelle geschalteten Transistor steuert Es handelt sich hier aber um einen Dreiecksspannungsgenerator, der nicht nur funktionell, sondern auch schalttechnisch von dem Umsetzer nach der Erfindung abweicht, indem kein Taktsignal vorhanden ist, ein Eingangssignal fehlt, die Gegenkopplungsschleife mit dem Differenzverstärker und dem als Stromquelle geschalteten Transistor nicht die zweite Elektrode (Punkt 2 in F i g. 2 der betreffenden Anmeldung) auf einer gewissen Spannung hält, sondern ein konstantes Verhältnis der Spannungen an den beiden Elektroden des Kondensators bewirkt, und indem die Funktion des Komparators mit dem Flipflop des Umsetzers nach der Erfindung in diesem Dreieckspannungsgenerator von einem Multivibrator erfüllt wird, der von der Spannung an der ersten Elektrode des Kondensators gesteuert wird.

Einige Ausführungsformen der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 den aus der genannten Veröffentlichung bekannten Analog-Digital-Umsetzer,

F i g. 2 einige zu den Umsetzer nach F i g. 1 gehörige Spannungsformen,

Fig.3 eine erste Ausführungsform eines Analog-Digital-Umsetzers nach der Erfindung,

Fig.4 den Verlauf der Spannung über dem Kondensator beim Fehlen eines Eingangssignals,

F i g. 5 den Verlauf der Spannung über dem Kondensator beim Fehlen eines Eingangssignals, während der Zeitabstand zwischen den Schaltzeitpunkten geändert wird,

F i g. 6 eine zweite Ausführungsform eines Analog-Digital-Umsetzers nach der Erfindung,

Fig.7 einen abgeänderten Teil des Umsetzers nach F i g. 6 und

Fig.8 eine Ausführungsform eines abgeänderten Teiles des Umsetzers nach F i g. 6 für die Empfindlichkeitseinstellung.

F i g. 1 zeigt den aus der genannten Veröffentlichung bekannten Analog-Digital-Umsetzer. Ein Kondensator C ist mit einer ersten Elektrode 1 an einen Eingang 6 eines Komparators K und über einen Widerstand R an einen Schalter S angeschlossen, der hier symbolisch dargestellt ist, aber tatsächlich ein komplexer Transi-

storschalter sein kann. Eine zweite Elektrode 2 des Kondensators C ist mit einem Punkt festen Potentials, im vorliegenden Beispiel mit Erdpotential, verbunden. Eine Eingangsspannung V, wird einem Bezugseingang 3 des !Comparators K zugeführt, dessen Ausgang mit einem Flipflop F verbunden ist. Dieses Flipflop weist einen zusätzlichen Eingang 4 auf, dem ein von einem Taktgenerator 7 herrührendes Taktsignal zugeführt wird. Ein Ausgang 5 des Flipflops /-"steuert den Schalter 5, was symbolisch mit dem gestrichelten Pfeil angegeben ist. Der Schalter S ist, je nach seiner Lage, entweder mit einer positiven Bezugsspannungsquelle + VW oder mit einer negativen Bezugsspannungsquelle — V^r verbunden. Der Schalter 5 wird derart gesteuert, daß, wenn die Spannung V_c über dem Kondensator C die Eingangsspannung V/ unterschreitet, die Spannungsquelle + Vreftnit dem Kondensator Cverbunden ist, und wenn die Spannung V_c die Eingangsspannung Vi überschreitet, die Spannungsquelle - V_Kr mit dem Kondensator C verbunden ist. Diese Steuerung erfolgt mit Hilfe des Ausgangssignals des Flipflops. Dieses Ausgangssignal weist zwei Spannungspegel auf. Die Pegeländerung erfolgt nur dann, wenn das Ausgangssignal des Komparators K sich infolge der Auf- und Entladung des Kondensators geändert hat und ein Taktimpuls vorhanden ist. Das Taktsignal erfüllt dabei eine synchronisierte Funktion. Die Änderung der Lage des Flipflops erfolgt z. B. beim Auftreten der negativen Flanke des Taktimpulses.

Wenn der Kondensator C mit der positiven Bezugsspannungsquelle verbunden ist, fließt durch den Kondensator Cein Strom I_c:

Ic =

und wenn der Kondensator C mit der negativen Bezugsspannungsquelle verbunden ist:

Da das Verhältnis zwischen der Steilheit der Ladekurve und der der Entladekurve durch die Eingangsspannung bestimmt wird, ist die Schaltfunktion ein Maß für die Eingangsspannung.
Der Verlauf der verschiedenen Spannungen ist in F i g. 2 dargestellt, wobei F i g. 2a das Taktsignal F i g. 2b die Spannung über dem Kondensator und F i g. 2c die am Schalter S vorhandene Spannung zeigen. Wenn die Eingangsspannung angelegt wird, nimmt die Kondensatorspannung zu, bis zu dem Zeitpunkt ii sich die Lage des Schalters 5 ändert und die Kondensatorspannung abnimmt, bis (V_c- V,) beim auftretenden Taktimpuls zu dem Zeitpunkt t₂ negativ ist Die Lage des Schalters S ändert sich wieder und der Kondensator C wird

is augeladen. Das Schaltmuster nach F i g. 2c ist dabei eine digitalisierte Form des Eingangssignals, mit anderen Worten: aus diesem Signal kann das Eingangssignal wiedergewonnen werden. Da der Schalter S vom Ausgangssignal des Flipflops F gesteuert wird, wird vorzugsweise dieses Ausgangssignal als Ausgangssignal des Analog-Digital-Umsetzers gewählt Es ist einleuchtend, daß sich bei abnehmenden Eingangsspannungen das Verhältnis zwischen der Zeitdauer, in der sich der Schalter S in der einen Lage befindet, und der Zeitdauer, in der sich der Schalter S in der anderen Lage befindet, dem Wert 1 nähern wird, weil die Steilheiten der Lade- und der Entladekurven einander wegen des abnehmen-

V V

den Stromes -^-, der annähernd gleich -~ ist, gleich werden, so daß die Eingangsspannung V, in einen kontinuierlichen Entladestrom umgesetzt wird. Indem nach dem Theveninschen Theorem die Bezugsspannungsquellen durch Bezugsstromquellen mit Strömen

± -ψ~ ersetzt werden und der Widerstand R zu dem

Λ

Ic =

(2)

R R '

Durch den Kondensator C fließt somit, je nach der Lage des Schahers S, ein Lade- oder Entladestrom

gleich ± , während unabhängig von der Lage des

Schalters ein Entladestrom -~— fließt Wenn

anfänglich die Spannung über dem Kondensator C gleich 0 ist und eine Eingangsspannung V/ angelegt wird, wird der Kondensator C aufgeladen, bis V_c größer als die Eingangsspannung V/ geworden ist. Beim Auftreten des nächstfolgenden Taktimpulses ändert sich die Lage des Schalters S und wird der Kondensator C entladen, bis Vc kleiner als die Eingangsspannung V; geworden ist, so daß sich beim Auftreten des dann folgenden Taktimpulses die Lage des Schalters S wieder ändert Die Spannung über dem Kondensator C wird also bei genügend hoher Eingangsspannung annähernd gleich der Eingangsspannung V/sein, so daß in den Ausdrücken (l)und(2) V/für V_csubstituiert werden darf. Die Steilheit der Ladekurve ist dann:

Vref - Vi

RC

und die Steilheit der Entladekurve:

Vref +

(3)

RC

Kondensator C parallel angeordnet wird, werden Lade- und Entladeströme gleich den Ausdrucken (1) und (2) erhalten.
Wie bereits beschrieben wurde, weist der Umsetzer nach der Erfindung im Vergleich zu dem bekannten Umsetzer Vorteile auf.

Fig.3 zeigt eine erste Ausführungsform eines Analog-Digital-Umsetzers nach der Erfindung. Der Kondensator C ist von dem Widerstand R überbrückt.

Die erste Elektrode 1 des Kondensators C ist mit einem Eingang 6 des Komparators Kuna mit den Kollektoren der Schalttransistoren 7Ί und T₃ verbunden. Die zweite Elektrode 2 des Kondensators Cist mit einem Eingang 8 eines Differenzverstärkers V und mit den Kollektoren

so zweier Schalttransistoren T₂ und Ta verbunden. Der Ausgang des Komparators K ist mit dem Flipflop F verbunden, mit dem auch ein Taktgenerator 7 verbunden ist. Der Ausgang 5 des Flipflops F steuert die Eingänge 11,12,13 und 14 der Schalttransistoren T₁, T₂, Tz bzw. 7} derart, daß entweder die Transistoren T₁ und T_A oder die Transistoren T₂ und T₃ sich in dem leitenden Zustand befinden. Der Ausgang des Differenzverstärkers V ist mit der Basis eines als Stromquelle geschalteten Transistors T₅ verbunden, dessen Kollektor mit den Emittern der Transistoren 7! und TJ verbunden ist, während in dem gemeinsamen' Emitterkreis der Transistoren T₃ und Ta eine Bezugsstromquelle 10 aufgenommen ist Die Eingangsspannung Vi+AV wird dem Bezugseingang 3 des Komparators K und die Eingangsspannung Vi^wird dem Eingang 9 des Differenzverstärkers V zugeführt, so daß zwischen den beiden Eingängen die Eingangsdifferenzspannung Δ V vorhanden ist

Infolge der Gegenkopplung mittels des Differenzverstärkers V und des als Stromquelle geschalteten Transistors Ts wird der Eingang 8 des Differenzverstärkers V auf derselben Spannung wie der Eingang 9 gehalten, d. h., daß an der zweiten Elektrode 2 des Kondensators C eine Spannung V, vorhanden ist. Die Spannung an der ersten Elektrode 1 des Kondensators C wird, gleich wie bei dem Umsetzer nach Fig. 1, annähernd gleich Vj+Δ V sein, vorausgesetzt daß Δ V genügend groß ist Wenn sich die Transistoren Γι und 7i in dem leitenden Zustand befinden, ist der Strom I_c gleich:

K = Ir, J

I V

(5)

I V

(6)

I —

I rc J

V = V₁.

Strom -

15

und wenn sich die Transistoren T₂ und 7} im leitenden Zustand befinden:

20

welche Ausdrücke gleich den Ausdrücken (1) und (2) sind, wenn substituiert wird:

Kc/

Durch den Kondensator C fließt also ein Lade- oder Entladestrom mit einer Größe von I_rcr, während ein I V

30

durch den Kondensator C fließt, unabhängig von der Steuerung der Schalttransistoren. Die Eingangsdifferenzspannung Δ V wird in einen kontinuierlichen Strom umgesetzt, der durch den Kondensator C fließt, so daß von einem Spannungs-Strom-Umsetzer die Rede ist, der durch den Widerstand R gebildet wird. Ausgenommen die Steuerung der Ströme durch den Kondensator C ist die Wirkungsweise des erfindungsgemäßen Analog-Digital-Umsetzers gleich der des Umsetzers nach Fig. 1. Bei der Bestimmung der Ausdrücke (5) und (6) sind die Basisströme der Schalttransistoren T3 und Tt vernachlässigt Für genaue Umsetzer können die Eingangsströme am Eingang 6 des Komparators K und am Eingang 8 des Differenzverstärkers Vgleich den Basisströmen der Transistoren T₃ und 74 gewählt werden, so daß die Lade- und Entladeströme genau gleich /_rersm±

Diese Eingangsströme werden durch die Ruhestromeinstellung der Eingangstransistoren der betreffenden Schaltungen bestimmt Wenn diese Eingangstransistoren mit den Transistoren Γ3 und T4 identisch sind, soll der Ruhestrom durch diese Eingangstransistoren gleich /„/■sein.

Sowohl bei dem Umsetzer nach F i g. 1 als auch bei dem Umsetzer nach Fig.3 wurde davon ausgegangen, daß die Eingangsspannung bzw. die Eingangsdifferenzspannung genügend groß sind. An Hand der F i g. 4 wird nachgewiesen, daß der Umsetzer eine Schwellwertspannung für niedrige Eingangsdifferenzspannungen aufweist

Fig.4 zeigt den Verlauf der Spannung über dem Kondensator Q wenn die Eingangsdifferenzspannung AV gleich 0 ist Die Steilheiten der Lade- und Entladekurven sind dann einander gleich. Steigt die Eingangsdifferenzspannung auf den in der Figur

angegebenen Pegel an, so wird sich die Schaltfunktion nicht ändern, weil zu den Entscheidungszeitpunkten f|, f₂, h ■ ■ · das Komparatorausgangssignal unverändert ist. Erst wenn die Eingangsdifferenzspannung Δ V größer als die in der Figur angegebene Spannung Vd ist, wird die Schaltfunktion von der Schaltfunktion bei einer Eingangsdifferenzspannung Δ Vgleich 0 abweichen.

Um die Schwellwertspannung Vdherabzusetzen, kann die Frequenz des Taktsignals vergrößert oder kann der Bezugsstrom Ι_κι herabgesetzt werden. Beide Maßnahmen können für die Bemessung des Analog-Digital-Umsetzers ungünstig sein. Ein erstes Verfahren zur Vergrößerung der Empfindlichkeit des Umsetzers besteht darin, daß ein Hilfssignal der Eingangsdifferenzspannung z. B. in dem Komparator zugesetzt wird. Die Amplitudenverteilung dieses Hüfssignals soll bekannt sein, und zwar in der Weise, daß der Mittelwert 0 ist und daß das Signal, wenn es ein Rechtecksignal ist, eine Vielzahl verschiedener Amplitudenpegel zwischen 0 und der Schwellwertspannung Vd aufweist und, wenn es eine kontinuierliche Funktion ist, die maximale Amplitude mindestens gleich Vd ist. Bei zunehmender Eingangsdifferenzspannung Δ V wird die Summe der Eingangsdifferenzspannung und des Hüfssignals bei einem zunehmenden Teil der Entscheidungszeitpunkte ti, f3... größer als die Schwellwertspannung Vd sein, wodurch die Empfindlichkeit des Umsetzers größer geworden ist, ohne daß dabei Meßfehler auftreten, weil das Hilfssignal durchschnittlich gleich 0 ist. Als Hilfssignal kann z. B. Geräusch oder ein scheinbar stochastisches Signal gewählt werden. Ein zweites Verfahren besteht darin, daß die Entscheidungszeitpunkte fi, /2 ... nach einem Muster geändert werden, bei dem die Verteilung der Zeitabstände zwischen den Entscheidungszeitpunkten bekannt ist. Dies kann u.a. durch Modulation der Frequenz des Taktsignals mit Geräusch oder einer scheinbar stochastischen Funktion erfolgen.

Fig.5 zeigt den Verlauf der Spannung über dem Kondensator C in dem Falle, in dem sich das Entscheidungsmuster zeitlich ändert. Längs der Zeitachse der Figur ist der relative Zeitabstand der Entscheidungszeitpunkte aufgetragen.

Die Einsicht, daß die Schwellwertspannung dadurch herbeigeführt wird, daß der kontinuierliche Strom durch den Kondensator C nicht direkt durch die Eingangsdifferenzspannung, sondern durch die augenblickliche Spannung über dem Kondensator bestimmt wird, die nur bei verhältnismäßig hohen Eingangsdifferenzspannungen annähernd gleich der Eingangsdifferenzspannung ist führt zu der zweiten Ausführungsform des Umsetzers nach der Erfindung, die in F i g. 6 dargestellt ist und bei der die Eingangsdifferenzspannung direkt in einen kontinuierlichen Strom durch den Kondensator C umgesetzt wird. Der Umsetzer nach Fig.6 ist gleich dem Umsetzer nach Fig.3, mit Ausnahme des Widerstandes R, der Transistoren T₃ und Tt₁ und der Bezugsstromquelle 10. Der übrige Teil des Umsetzers nach F i g. 6 ist mit den gleichen Bezugszeichen wie in Fig.3 versehen. Die Elektroden 1 und 2 des Kondensators C sind über die Anschlußpunkte 17 und 18 mit der Kombination der Bezugsstromquelle und der Eingangsschaltung verbunden, welche Schaltung in der Figur mit einer gestrichelten Linie angedeutet ist Der Anschlußpunkt 17 ist mit dem Kollektor des Transistors T₃ und der Anschlußpunkt 18 mit dem Kollektor des Transistors Ti verbunden. Zwischen den Basis-Elektroden 13 und 14 der genannten Transistoren wird die Eingangsdifferenzspannung Δ V zugeführt Die Emitter

der genannten Transistoren sind über den Widerstand R miteinander verbunden, während der Emitter des Transistors Ti mit einer Stromquelle 15, die einen Strom mit einer Größe von l_rcs führt, und der Emitter des Transistors 7} mit einer identischen Stromquelle 116 verbunden ist. Die Eingänge 3 und 9 des !Comparators K bzw. des Differenzverstärkers V werden mit einem Punkt fester, vorzugsweise positiver Spannung verbunden.

Wenn sich der Schalttransistor Ti im leitenden Zustand und sich der Schalttransistor Tj im nichtleitenden Zustand befindet, ist der den Kondensator durchfließende Strom /_cgleich:

Λ =

wobei Al der den Widerstand R durchfließende Strom ist. Wenn sich der Schalttransistor Ti im nichtleitenden Zustand und sich der Schalttransistor T₂ im leitenden Zustand befindet, ist der den Kondensator C durchfließende Strom /cgleich:

l_c = - l„_r -

Wenn gilt, daß der Strom AI klein gegenüber dem Bezugsstrom /«-/-ist, gilt, daß

Al=AVZR

ist. Dadurch werden die Ausdrücke (7) und (8) gleich den Ausdrücken (5) und (6), wobei aber der kontinuierliche Strom AV/R direkt durch die Eingangsdifferenzspannung bestimmt wird, wodurch die genannte Schwellwertspannung nicht auftritt. Der Spannungs-Strom-Umsetzer wird in dieser Ausführungsform also dadurch gebildet, daß der Widerstand R zwischen den Emittern der Transistoren T₃ und Ti eingeschaltet ist.

Die beiden Stromquellen IS und 16 lassen sich nach der Integrationstechnik auf einfache Weise durch Anwendung eines »lateralen« Transistors mit zwei identischen Kollektoren verwirklichen. Wenn jedoch nur eine einzige Bezugsquelle verlangt wird, kann mit Hilfe einer einfachen Umsetzung der in F i g. 6 mit einer gestrichelten Linie umrahmte Teil des Umsetzers durch die in F i g. 7 gezeigte Schaltung ersetzt werden, deren Anschlußpunkte 17 und 18 mit den Elektroden 1 und 2 des Kondensators Cverbunden werden sollen.

Die Schaltung nach F i g. 7 ist mit dem entsprechenden Teil des Analog-Digital-Umsetzers nach F i g. 6 identisch, mit Ausnahme des Widerstandes R und der > Stromquellen 15 und 16. Der Widerstand R besitzt in der Schaltung nach Fig. 7 eine Mittelanzapfung, die mit einer Stromquelle 19 verbunden ist. Die Stromquelle 19 führt einen Strom mit einer Größe von 2l_rci- Von den Anschlußpunkten 17 und 18 her gesehen, ist diese

ίο Schaltung mit dem entsprechenden Teil des Analog-Digital-Umsetzers nach F i g. 6 identisch.

Die kombinierte Stromquellen- und Eingangsschaltung, die in dem mit einer gestrichelten Linie umrahmten Teil der F i g. 6 dargestellt ist, bietet die Möglichkeit, auf einfache Weise die Empfindlichkeit des Analog-Digital-Umsetzers zu ändern.

F i g. 8 zeigt eine Ausführungsform des betreffenden Teiles des Analog-Digital-Umsetzers nach Fig.6, wobei die Eingangsempfindlichkeit geändert werden kann. Die Schaltung enthält zwischen den Anschlußpunkten 17 und 18 eine der gewünschten Anzahl Einstellmöglichkeiten gleiche Anzahl kombinierter Stromquellen- und Eingangsschaltungen entsprechend dem betreffenden, von einer gestrichelten Linie umrahmten Teil des Umsetzers nach Fig.6. Der Widerstand R ist in den drei dargestellten kombinierten Stromquellen- und Eingangsschaltungen durch die Widerstände R\, /?2 und Ri ersetzt, während die Bezugsstromquellen in den drei dargestellten Schaltungen die Ströme /'„·/, /'Wund /'"„./-führen. Mittels der in den Stromquellenkreisen aufgenommenen Doppelschalter Si, S2 und S3 ist symbolisch dargestellt, daß wahlweise eine der Schaltungen eingeschaltet werden kann. Die Empfindlichkeit des Analog-Digital-Umsetzers wird dann durch den Widerstand und die Stromquellen des eingeschalteten Teiles bestimmt.

Durch Anwendung von Stromquellen und infolge der Tatsache, daß die Schaltung nuF einen einzigen Widerstand enthält, eignet sich der Umsetzer dazu, als integrierte Schaltung ausgeführt zu werden. Erwünschtenfalls können dabei der Kondensator C und der Widerstand R extern angebracht werden.

Es versteht sich, daß sich die Erfindung nicht auf die beschriebenen Ausführungsformen und auf die in den Figuren gezeigten Transistortypen beschränkt.

Hicrzi? 4 Blatt Zcichnunccn

Claims

Patentansprüche:

l/Analog-Digital-Umsetzer mit einem Kondensator mit einer ersten und einer zweiten Elektrode, wobei die Spannung an der ersten Elektrode dem Eingang eines !Comparators zugeführt wird, der einen Bezugseingang, dem eine Bezugsspannung zugeführt wird, und einen Ausgang besitzt, der mit einem Flipflop verbunden ist, dem außerdem ein Taktsignal zugeführt wird und das, von diesem Taktsignal synchronisiert, ein erstes Schaltrnktel steuert, der mit der ersten Elektrode des Kondensators verbunden ist, wodurch, je nach der Lage des Schaltmittels, ein Lade- oder Entladestrom durch den Kondensator geschickt wird wobei das taktsynchronisierte Tastverhältnis des Flipflop-Ausgangssignals eine digitalisierte Form eines Eingangssignals ist, das von einem Spannungs-Strom-Umsetzer in einen kontinuierlichen Strom umgesetzt wird, der durch den Kondensator fließt, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung an der zweiten Elektrode (2) des Kondensators (C) einem ersten Eingang (8) eines Differenzverstärkers (V) zugeführt wird, dessen Ausgangssignal dem Eingang eines als Stromquelle geschalteten Transistors; (T5) zugeführt wird, der in dem gemeinsamen Kreis eines ersten (T\) und eines zweiten (Ti)Transistorschalters aufgenommen ist, welcher erste Transistorschalter (T\) mit der ersten Elektrode (1) des Kondensators (C) verbunden ist und welcher zweite Transistorschalter (T₂) mit der zweiten Elektrode (2) des Kondensators (C) verbunden ist und ebenfalls, jedoch gegenphasig zu dem ersten Transistorschalter (Ti), von dem Ausgangssignal des Flipflops (F) gesteuert wird, während einem zweiten Eingang (9) des Differenzverstärkers (V) eine Steuerspannung zugeführt wird, wodurch infolge der durch den Differenzverstärker (V) und den als Stromquelle geschalteten Transistor (Ts) gebildeten Gegenkopplungsschleife die Spannung an der zweiten Elektrode (2) des Kondensators (C) dieser Steuerspannung gleich gehalten wird, und daß die erste Elektrode (1) des Kondensators (C) über die Hauptstrombahn eines ersten Transistors (T₃) und die zweite Elektrode (2) des Kondensators (C) über die Hauptstrombahn eines zweiten Transistors (Ti) mit einer Bezugsstromquellenschaltung verbunden sind, während das Eingangssignal als Differenzsignal entweder zwischen dem Bezugseingang (3) des Komparators (K) und dem zweiten Eingang (9) des Differenzverstärkers (V) oder zwischen den Steuereingängen (13, 14) des ersten (T3) und des zweiten (Ta) Transistors angelegt wird.
2. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangsdifferenzsignal zwischen dem Bezugseingang (3) des Kornparators (K) und dem zweiten Eingang (9) des Differenzverstärkers (V) angelegt wird, daß der Spannungs-Strom-Umsetzer durch einen den Kondensator (C) überbrückenden Widerstand (R) gebildet wird, daß der erste (T₃) und der zweite (Ti) Transistor Schalttransistoren sind, die vom Ausgangssignal des Flipflops (F) gesteuert werden, wobei der erste Transistor (T₃) gleichphasig zu dem b5 zweiten Schalttransistor (Ti) und der zweite Transistor (T4) gleichphasig zu dem ersten Schalttransistor (T\) gesteuert wird, und daß die Bezugsstromquellenschaltung aus einer in dem gemeinsamen Emitterkreis des ersten (T₃) und des zweiten (T_A) Transistors aufgenommenen Bezugsstromquelle (10) besteht (F ig. 1).
3. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangsdifferenzsignal zwischen den Steuereingängen (13, 14) des ersten (T₃) und des zweiten (T*) Transistors angelegt wird; daß sowohl dem Bezugseingang (3) des Komparators (K) als auch dem zweiten Eingang (9) des Differenzverstärkers (V) eine konstante Spannung zugeführt wird, und daß der Spannungs-Strom-Umsetzer durch einen Widerstand (^gebildet wird, der zwischen den Emittern des ersten (T₃) und des zweiten (T*) Transistors aufgenommen ist (F i g. 6).
4. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugsstromquellenschaltung aus einer ersten in dem Emitterkreis des ersten Transistors (T₃) aufgenommenen Bezugsstromquelle (15) und einer zweiten mit der ersten identischen, in dem Emitterkreis des zweiten Transistors (T₄) aufgenommenen Bezugsstromquelle (16) besteht (F ig. 6).
5. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugsstromquellenschaltung durch eine Bezugsstromquelle gebildet wird, die in einer Mittelanzapfung des genannten Widerstandes (R) aufgenommen ist (F i g. 1).
6. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte, aus dem ersten (Ts, Tj, Tg...) und dem zweiten (Tt, 7g, Tw ■..) Transistor, dem Widerstand (R\, R2, R₃-) und der Bezugsstromquellenschaltung bestehende Schaltung vielfach ausgeführt ist, während jede Schaltung auf entsprechende Weise mit beiden Elektroden des Kondensators (C) verbunden ist und wahlweise eine der gesonderten Schaltungen erregt werden kann, wobei die Werte des Widerstandes (R\, R₂, R₃ ...) und die Ströme der Bezugsstromquelle(n) die Eingangsempfindlichkeit bestimmen (F i g. 8).
7. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingangsstrom am Eingang (6) des Komparators (K) gleich dem Steuereingangsstrom des ersten Transistors (T₃) und der Eingangsstrom am ersten Eingang (8) des Differenzverstärkers (V) gleich dem Steuereingangsstrom des zweiten Transistors (Tt) ist.
8. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Umsetzer Mittel enthält, mit deren Hilfe dem Eingangssignal ein Hilfssignal zugesetzt werden kann, das durch Geräusch oder wenigstens ein scheinbar stochastisches Signal gebildet wird.
9. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des Taktsignals mit einem Geräuschsignal oder wenigstens einem scheinbar stochastischen Signal moduliert ist.
10. Analog-Digital-Umsetzer nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Analog-Digital-Umsetzer einen Teil einer integrierten Schaltung bildet.