JPS5917566B2 - アナログ−デジタル変換器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、第１及び第２電極を有するコンデンサを具え
、その第１電極の電圧を比較器の入力端子に供給し、該
比較器の基準入力端子には基準電圧を供給し、該比較器
の出力端子を７リツプフロツプに接続し、該フリップフ
ロップにはクロック信号も供給し、該フリップフロップ
により前記クロック信号と同期して前記コンデンサの第
１電極に接続した第１トランジスタスイツチを制御して
、該トランジスタスイッチの位置に応じて前記コンデン
サに充電又は放電電流を供給し、フリップ７０ツブの出
力信号が、電圧−電流変換器によって前記コンデンサを
流れる連続電流に変換された入力信号のデジタル形態と
なるようにしたアナログ−デジタル変換器に関するもの
である。

［Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ
Ｂｕｌｌｅｔｉｎ Ｊ／／６１．１９７２年、Ｐ、
３７−５８にＰ、Ａ。

Ｎｅｅｔｅｓｏｎにより発表されている論文「Ｉｎｔｅ
ｇｒａｔｉｎｇ ｄｉｇｉｔａｌ ｖｏｌｔｍｅｔ
ｅｒ ：ｏｐｅｒａｔｉｎｇ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ
ｓ ａｎｄ ａｃｃｕｒａｃｙ Ｊには、コンデン
サの第１電極を比較器の第１入力端子に接続し、その出
力端子をクロック信号が供給され。

るフリップフロップに接続したアナログ−デジタル変換
器が記載されている。

この既知の変換器ではフリップフロップの出力信号によ
り片側が抵抗を経て前記コンデンサの第１電極に接続さ
れているスイッチを制御する。

更に、この既知の変換器ではこのスイッチの位置に応じ
てその反対側を正又は負の基準電圧源に接続すると共に
、前記コンデンサの第２電極を固定電位点、特に大地電
位に接続し、入力信号を比較器の基準入力端子に接続す
る。

上記既知の変換器は、コンデンサの片側が接地されるた
め、変換器が入力差信号の変換に適さない欠点を有する
。

更に変換器を集積回路に用いるときにその基準電圧源が
問題となる。

最后に述べた欠点は、直列抵抗を有する電圧源は並列接
続抵抗を有する電流源と置換し得るというテブナンの定
理を適用し、基準電圧源を基準電流源に変換し、前記抵
抗をコンデンサに並列に接続することによって除去する
ことができる。

この場合、極めて高精度の変換器に対しては２個の基準
電流源が必要とされる点に多少欠点がある。

本発明の目的は、入力差信号の変換に適し、集積回路に
形成できると共に、唯一個の基準電流源で済む変換器を
提供せんとするにある。

この目的のために、本発明は前記コンデンサの第２電極
の電圧を差動増幅器の第１入力端子に供給し、その出力
信号を電流源として接続したトランジスタの入力端子に
供給し、該トランジスタは前第１トランジスタスイツチ
及び第２トランジスタスイツチの共通回路内に挿入し、
該第２トランジスタスイツチを前記コンデンサの第２電
極に接続し、該第２トランジスタスイツチを前記フリッ
プフロップの出力信号によって前記第１トランジスタス
イツチと反応位相で１駆動すると共に、前記差動増幅器
の第２入力端子には駆動電圧を供給して、前記差動増幅
器と前記電流源として接続したトランジスタとより成る
負帰還ループの結果として前記コンデンサの第２電極の
電圧が前記駆動電圧に等しく維持されるようにし、且つ
前記コンデンサの第１電極を第１トランジスタの主電流
通路を経て、前記コンデンサの第２電極を第２トランジ
スタの主電流通路を経て基準電流源回路に接続すると共
に、入力信号を前記比較器の基準入力端子と前記差動増
幅器の第２入力端子との間又は前記第１及び第２トラン
ジスタの制御入力端子間に差信号として供給計たことを
特徴とする。

一見したところ本発明の上記手段はオランダ国特許出願
公告第７００７８７０号により既知の手段に似ている。

これにもコンデンサを比較器の入力端子と差動増幅器の
入力端子との間に浮動接続し、差動増幅器の出力信号で
電流源として接続したトランジスタを駆動することが記
載されている。

しかし、これは三角波電圧発生器に関し、本発明変換器
に対し機能トの差異に加えて回路設計においても差異を
示し、クロック信号を供給しない、人力信号がない、差
動増幅器及び電流源として接続したトランジスタを有す
る負帰還ループは第２電極（上記出願明細書第２図の点
２）を特定の電圧を維持しないでコンデンサの両電極の
電圧を一定の比にすると共に、前記三角波電圧発生器に
おいては本発明変換器の７リツプフロツプを有する比較
器の機能をコンデンサの第１電極の電圧で駆動されるマ
ルチバイブレータによって達成している。

図面につき本発明を説明する。

第１図は前記刊行物により既知のアナログ−デジタル変
換器を示す。

この変換器ではコンデンサＣの第１電極１を比較器にの
入力端子６に接続すると共に抵抗Ｒを経てスイッチＳに
接続する。

本例ではスイッチＳを記号的に示すが、実際にはもつと
複雑なトランジスタ回路とすることができる。

コンデンサＣの第２電極２を固定電位点（本例では接地
電位）に接続する。

入力電圧Ｖｉを比較器にの基準入力端子３に供給し、そ
の出力端子をフリップフロップＦに接続する。

このフリップフロップＦは追加の入力端子４を有し、こ
の端子にはクロック発生器７から得られるクロック信号
を供給する。

フリップフロップＦの出力端子５の出力でスイッチＳを
制御し、これを破線の矢印で記号的に示す。

スイッチＳはその位置に応じて正の基準電圧源＋ｖｒｅ
ｆ又は負の基準電圧源−ｖｒｅｆに接続される。

スイッチＳは、コンデンサＣの電圧Ｖｏが入力端子Ｖｉ
より低いときは正の基準電圧源モｖｒｅｆをコンデン
サＣに、電圧Ｖ。

が入力電圧ｖ１より高いときは負の基準電圧源−Ｖ ｒ
ｅｆをコンデンサＣに接続するように制御される。

この制御はフリップフロップＦの出力信号によって行な
う。

この出力信号は２つの電圧レベルを有する。

このレベルは比較器にの出力信号がコンデンサＣの充電
又は放電のために変化し且つクロック信号が存在する場
合にのみ変化する。

この場合、クロック信号は同期作用をする。

フリップフロップＦの状態は例えばクロックパルスの負
縁で変化する。

コンデンサＣが正の基準電圧源十ｖｒｅｆに接続される
と、コンデンサＣには の電流■。

が流れ、コンデンサＣが負の基準電圧源−Ｖｒｅｆに接
続されると、 の電流■。

が流れる。従って、スイッチＳの位置に応じてコンデン
サ流が流れる。

コンデンサＣの両端間電圧Ｖ が最初零で、入力電圧Ｖ
ｉが供給されると、コンデンサＣは電圧Ｖ。

が入力電圧Ｖｉを越えるまで充電される。

電圧Ｖ。が入力端子Ｖｉを越えると、次のクロックパル
スのときにスイッチＳの位置が変化し、コンデンサＣは
電圧ｖｃが入力電圧Ｖｉより小さくなるまで放電し、そ
の次のクロックパルスのときにスイッチＳの位置が再び
変化する。

入力電圧Ｖｉが充分高いときは、コンデンサＣの両端間
電圧は入力電圧Ｖｉに略々等しくなるため、式（１）及
び（２）においてＶ。

をＶｉと置換することができる。

この場合、充電曲線の傾きはとなり、放電曲線の傾きは となる。

充電及び放電曲線の傾きの比は入力電圧により決まるた
め、上記スイッチング機能は入力電圧の函数となる。

第２図は種々の電圧の変化を示し、第２ａ図はクロック
信号、第２ｂ図はコンデンサＣの両端間電圧、第２ｃ図
はスイッチＳに現われる電圧をそれぞれ示す。

入力電圧が供給されると、コンデンサ電圧は瞬時ｔ１
においてスイッチＳの位置が切り換わるまで増大し、次
いでコンデンサ電圧はＶＣ−Ｖｉ が負になり瞬時ｔ２
にクロックパルスが発生するまで減少する。

このときスイッチＳの位置は再び切り換わり、コンデン
サＣが充電される。

この場合、第２ｃ図のスイッチングパターンは入力信号
をデジタル化した信号となり、即ちこの信号から入力信
号を後視することができる。

スイッチＳはフリップフロップＦの出力信号で制御され
るため、このフリップフロップＦの出力信号をアナログ
−デジタル変換器の出力信号として出力端子５から選択
するのが好適である。

この出力信号をデジタル値に変換するには種々の既知の
方法を用いることができ、例えば前記刊行物に記載され
ているように、第２ｂ図のコンデンサ電圧の上昇中に発
生する第２ａ図のクロックパルスを加算し、コンデンサ
電圧の下降中に発生するクロックパルスを減算し、その
結果をクロックパルスの総数と比較することによりアナ
ログ入力電圧に比例するデジタル値を得ることができる
。

入力電圧が減少すると、スイッチＳが一方の位置にある
時間とスイッチＳが他方の位置にある時間との比が略々
１になること明らかである。

その理由は充電等しく入力電圧Ｖｉは連続放電電流に変
換される。

電流を有する基準電流源と置換し、抵抗Ｒをコンデンサ
Ｃと並列に接続すれば司１）及び（２）に従った充電及
び放電電流が得られる。

前述したように、本発明変換器は上述した既知の変換器
に比べて多くの利点を有する。

第３図は本発明アナログ−デジタル変換器の第１の例を
示す。

コンデンサＣを抵抗Ｒで分路する。コンデンサＣの第１
電極を比較器にの入力端子６及びスイッチングトランジ
スタＴ１及びＴ３のコレクタに接続する。

コンデンサＣの第２電極２を差動増幅器Ｖの入力端子８
及びスイッチングトランジスタＴ２及びＴ４のコレクタ
に接続する。

比較器にの出力端子を７リツプフロツプＦに接続し、フ
リップ７０ツブＦにはクロック発生器７も接続する。

フリップフロップＦの出力端子５によってスイッチング
トランジスタＴ１．Ｔ２．Ｔ３及びＴ４の入力端子ｌＬ
１２，１３及び１４を、トランジスタＴ１とＴ４又はト
ランジスタＴ２とＴ３が導通状態となるように駆動する
。

差動増幅器Ｖの出力端子を電流源として接続したトラン
ジスタＴ、のベースに接続し、そのコレクタをトランジ
スタＴ１及びＴ２のエミッタに接続すると共に、トラン
ジスタＴ３及びＴ４の共通エミッタ回路に基準電流源１
０を設ける。

入力電圧Ｖｉ＋Δ■を比較器にの入力端子３に供給し、
入力電圧Ｖｉを差動増幅器Ｖの入力端子９に供給して、
入力差電圧ΔＶを両入力端子間に得る。

差動増幅器Ｖ及び電流源として接続したトランジスタＴ
５による負帰還のために、差動増幅器■の入力端子８は
入力端子９と同一の電圧に維持され、即ち電圧Ｖｉがコ
ンデンサＣの第２電極２に得られる。

コンデンサＣの第１電極１の電圧はΔＶが充分大きけれ
ば第１図の変換器の場合のように略々Ｖｉ＋ΔＶに等し
い。

トランジスタＴ。及びＴ４が導通状態の場合、電流■。

はに等しく、トランジスタＴ２及びＴ３が導通状態のと
きは に等しく、これらの式は 及び を代入すると式（１）及び（２）に等しくなる。

この結果、値■ｒｅｆの充電又は放電電流がコンデンサ
Ｃを流グトランジスタの１駆動と無関係に流れる。

このように入力差電圧ΔＶはコンデンサＣを流れる連続
電流に変換されるため、抵抗Ｒより成る電圧−電流変換
器が得られる。

コンデンサＣを流れる電流の宙［脚以外は本例アナログ
−デジタル変換器の動作は第１図の既知の変換器の動作
と同一であり、人力差電圧ΔＶを表わすデジタル信号が
出力端子５から得られる。

式（５）及び（６）の決定にはスイッチングトランジス
タＴ３及びＴ４のベース電流は無視されている。

精密変換器に対しては比較器にの入力端子６及び差動増
幅器■の入力端子８０入力電流をトランジスタＴ３及び
Ｔ４のベース電流に等しく選択して充電及び放電電流を
１．。

ｆに正確に等しくすることができる。

前記入力端子は関連する回路の入力トランジスタの零入
力端子の設定によって決まる。

これら人力トランジスタをトランジスタＴ３及びＴ４と
同一にすると、これら人力トランジスタを流れる零入力
電流は■ｒｅｆに等しくなる。

第１図の変換器及び第３図の変換器においては入力電圧
及び人力差電圧をともに充分に大きいものと仮定した。

この変換器は小入力差電圧に対し限界電圧を有すること
を第４図を用いて証明する。

第４図は入力差電圧ΔＶが零のときのコンデンサＣの両
端間電圧の変化を示す。

この場合充電及び放電曲線の傾きは同一である。

入力差電圧は図示のレベルに増大してもスイッチング関
数は変化しない。

その理由は決定瞬時ｔ、 ＋ ｔ２ｊ ｔ３ ・・・・
・・において比較器の出力信号が変わらないためである
。

スイッチング関数は入力差電圧ΔＶが図示の電圧Ｖｄを
越えるまで入力差電圧ΔＶが零の場合のスイッチング関
数と同一である。

限界電圧Ｖｄを減少させるためにはクロック信号の周波
数を増大するか基準電流■、。

ｆを減少することができる。

しかし、両手段ともアナログ−デジタル変換器の設計に
問題を生ずる。

変換器の感度を増す第１の方法は例えば比較器において
入力差電圧に補助信号を加える方法である。

この補助信号の振幅比は既知の値で、平均値が零となる
ようにする必要があると共に、矩形波信号のときは零と
限界値Ｖｄとの間の種々の振幅レベルを同数有するもの
とし、連続信号とするときはその最大振幅を少くともｖ
ｄに等しくする。

入力差電圧ΔＶが増大するときは、入力差電圧と補助信
号との和が決定瞬時ｔ１．ｔ３・・・・・・の間に限界
電圧Ｖｄを越えるため、変換器の感度が測定誤差を生ず
ることなく増大する。

その理由は補助信号の平均値が零であるためである。

補助信号としては例えば雑音又は擬似確率信号を選択す
ることができる。

第２の方法は決定瞬時ｔ１．ｔ２．・・・・・・を決定
瞬時間の時間隔の分布が既知のパターンに従って変化さ
せる方法である。

この方法はクロック信号を雑音又は擬似確率関数に従っ
て変調することによって行なうことができる。

第５図は決定パターンが時間的に変化する場合のコンデ
ンサＣの両端間電圧の変化を示す。

決定瞬時の相対時間隔を図の時間軸上にプロットした。

限界電圧は、コンデンサＣを流れる電流が入力差電圧に
よって直接決まらないで人力差電圧が比較的高いときに
のみ人力差電圧に略々等しいコンデンサ両端間の瞬時電
圧によって決まることにより発生する事実に基づいて、
入力差電圧をコンデンサＣを流れる連続電流に直接変換
するようにした本発明変換器の第２例を第６図に示す。

第６図の変換器は第３図の変換器と、抵抗Ｒ，ｌ−ラン
ジスタＴ３及びＴ４及び基準電流源１０以外は同一であ
る。

第６図の残部は第３図と同一の符号で示す。コンデンサ
Ｃの電極１及び２を接続点１７及び１８を経て基準電流
源／入力回路（図中破線で示す）に接続する。

接続点１７をトランジスタＴ３のコレクタに、接続点１
８をトランジスタＴ４ のコレクタに接続する。

入力差電圧ΔＶをこれらトランジスタのベース１３及び
１４間に供給する。

これらトランジスタのエミッタを抵抗Ｒを経て相互接続
し、トランジスタＴ３のエミッタを値■ｒｅｆの電流を
搬送する電流源１５に、トランジスタＴ４のエミッタを
同一の電流源１６に接続する。

比較器Ｋ及び差動増幅器Ｖの入力端子３及び９を固定電
圧点、特に正電圧点に接続する。

スイッチングトランジスタＴ１ が導通状態で、スイッ
チングトランジスタＴ２ が非導通状態の場合、コンデ
ンサＣを流れる電流■。

はに等しい。

ここでΔ■は抵抗Ｒを流れる電流である。

スイッチングトランジスタＴ１ が非導通状態で、スイ
ッチングトランジスタＴ２が導通状態のときは、コンデ
ンサＣを流れる電流■。

はに等しい。

電流Δ■が基準電流■ｒｅｆに対して小さい場合、Δ■
−ΔＶ／Ｒとなる。

この結果、式（７）及び（８）は式（５）及び（６）に
等しくなるが、この場合連続電流ΔＶ／Ｒは入力差電圧
によって直接決まるため、前記限界電圧は発生しない。

従って、本例の電圧−電流変換器は抵抗Ｒをトランジス
タＴ３及びＴ４のエミッタ間に挿入することにより得ら
れる。

２個の電流源１５及び１６は２個の同一のコレクタを有
する「ラテラル」 トランジスタを用いて集積技術によ
り簡単に実現することができる。

しかし、唯１個の基準電流源とする必要がある場合には
、第６図に破線で示す変換器の部分を第７図の回路と置
き換え、その接続点１７及び１８をコンデンサＣの電極
１及び２に接続するだけでよい。

第７図の回路は第６図のアナログ−デジタル変換器の対
応する部分と、抵抗Ｒ及び電流源１６及び１７以外は同
一である。

第１図の回路内の抵抗Ｒは中心口出しタップを有し、こ
れを電流源１９に接続する。

電流源１９は電流２■ｒｅｆを搬送する。

接続点１７及び１８から見て、この回路は第６図のアナ
ログ−デジタル変換器の対応する部分と同一である。

第６図の破線で囲まれた部分で示す電流源／入力回路は
アナログ−デジタル変換器の感度を簡単に変えることが
できる。

第８図は第６図のデジタル−アナログ変換器の入力感度
を変え得る部分の一例を示す。

接続点１７及び１８間に、第６図の変換器の破線で囲ま
れた部分に従った電流源／入力回路を所望の調整装置数
と同数設ける。

図示の３個の電流源／入力回路において抵抗Ｒを抵抗Ｒ
１，Ｒ２及びＲ３にすると共に、これら３個の回路内の
基準電流源により電流昏。

ｆ、Ｉ“、。ｆ及び■″′ｒｏｆを搬送する。電流源回
路内に挿入した記号的に示すスイッチＳ１゜Ｓ２及びＳ
３によりこれら３個の回路の１個を任意にスイッチオン
することができる。

アナログ−デジタル変換器の感度はスイッチオンされた
部分の抵抗及び電流源によって決まる。

本発明変換器は、電流源を使用し、回路は唯１個の抵抗
を含むだけであるため、集積回路に実現するのに好適で
ある。

必要に応じ、コンデンサＣ及び抵抗Ｒは外部より接続す
ることができる。

本発明は上述した例にのみ限定されるものでな（、また
図示のトランジスタ型にのみ限定されるものでないこと
勿論である。

【図面の簡単な説明】

第１図は引用刊行物に記載されている既知のアナログ−
デジタル変換器のブロック構成図、第２図は第１図の変
換器と関連する各部の電圧波形図、第３図は本発明デジ
タル−アナログ変換器の第１例の構成図、第４図は入力
信号がない場合のコンデンサ両端間の電圧の変化を示す
グラフ、第５図はスイッチング瞬時間の時間隔を変えた
場合における入力信号がないときのコンデンサ両端間の
電圧の変化を示すグラフ、第６図は本発明アナログ−デ
ジタル変換器の第２例の構成図、第７図は第６図の変更
部の構成図、第８図は感度調整のための第６図の変換器
の変更部の一例の構成図である。 Ｃ・・・−コンーｙ’ンサ、１及び２・・・・・・コン
デンサＣの第１及び第２電極、Ｒ・・・・・・抵抗、Ｋ
・・−・・・比較器、６・・・・・・比較器にの入力端
子、計・・・・・比較器にの基準入力端子、Ｆ・・・・
・・フリップフロップ、７・・・・・・クロック源、５
・・・・・・出力端子、■・・・・・・差動増幅器、８
及び９・・・・・・差動増幅器Ｖの第１及び第２入力端
子、Ｔ５・・・・・・電流源トランジスタ、Ｔ７．Ｔ２
゜Ｔ３．Ｔ４・・・・・・スイッチングトランジスタ（
第３図）、Ｔ３＋ Ｔ４ ： Ｔ５ ＋ Ｔ６＋ Ｔ７
ｔ ＴＢ ： Ｔｇ ｔ Ｔｌ。 ・・・・・・入力トランジスタ（第６〜第８図）、１０
，１５゜１６．１９・・・・・・基準電流源、Ｓｌ、Ｓ
２，５３−−−−−−感度選択スイッチ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 第１及び第２電極を有するコンデンサと、前記コン
   デンサの第１電極の電圧を受信する入力端子と基準電圧
   を受信する基準入力端子と出力端子を有する比較器と、 前記比較器の出力端子に接続された入力端子とクロック
   信号を受信するクロック入力端子とデジタル出力信号を
   出力する出力端子を有するフリップフロップと、 第１接続点と前記コンデンサの第１電極との間に接続さ
   れた電流通路を有すると共に前記フリップフロップによ
   り制御される制御電極を有する第１１−ランジスタスイ
   ンチとを具えるアナログ−デジタル変換器において、更
   に、 第１及び第２入力端子と出力端子を有し、その第１入力
   端子は前記コンデンサの第２電極に接続され、その第２
   入力端子は駆動電圧を受信する差動増幅器と、 前記第１接続点と前記コンデンサの第２電極との間に接
   続された電流通路を有すると共に前記フリップフロップ
   により前記第２トランジスタスイツチと反対位相で制御
   される制御電極を有する第２トランジスタスイツチと、 前記差動増幅器の出力端子に結合された入力端子を有す
   ると共に前記第１接点と第１電源端子との間に接続され
   、前記差動増幅器と相まって、前記コンデンサの第２電
   極の電圧を前記１駆動電圧に維持する負帰還ループを構
   成する電流源トランジスタと、 前記コンデンサの第１電極と第２接続点との間に接続さ
   れた電流通路を有する第１トランジスタと、 前記コンデンサの第２電極と前記第２接続点との間に接
   続された電流通路を有する第２トランジスタと、 前記第２接続点と第２電源端子との間に接続された基準
   電流源とを具えていて、 入力端子が前記第１及び第２トランジスタの制御電極間
   に供給され、該入力電圧が前記第１及び第２トランジス
   タの制御電極間の抵抗により前記コンデンサを流れる連
   続電流に変換されるようにしたことを特徴とするアナロ
   グ−デジタル変換器。 ２ 第１及び第２電極を有するコンデンサと、前記コン
   デンサの第１電極の電圧を受信する第１入力端子と第２
   入力端子と出力端子を有する比較器と、 前記比較器の出力端子に接続された入力端子とクロック
   信号を受信するクロック入力端子とデジタル出力信号を
   出力する出力端子を有するフリツプフロソプと、 第１接続点と前記コンデンサの第１電極との間に接続さ
   れた電流通路を有すると共に前記フリップフロップによ
   り制御される制御電極を有する第１トランジスタスイツ
   チとを具えるアナログ−デジタル変換器において、更に 第１及び第２入力端子と出力端子を有し、その第１入力
   端子は前記コンデンサの第２電極に接続された差動増幅
   器と、 前記第１接続点と前記コンデンサの第２電極との間に接
   続された電流通路を有すると共に前記フリップフロップ
   により前記第１トランジスタスイツチと反対位相で制御
   される制御電極を有する第２トランジスタスイツチと、 前記コンデンサの第１及び第２電極間に並列に接続され
   た抵抗を含む電圧−電流変換器と、前記差動増幅器の出
   力端子に結合された入力端子を有すると共に前記第１接
   続点と第１電源端子との間に接続され、前記差動増幅器
   と相まって、前記コンデンサの第２電極の電圧を前記作
   動増幅器の第２入力端子の電圧に維持する負帰還ループ
   を構成する電流源トランジスタと、 前記コンデンサの第１電極と第２接続点との間に接続さ
   れた電流通路を有すると共に前記フリップフロップによ
   り前記第２トランジスタスイツチと同相で制御される第
   ３トランジスタスイツチと、前記コンデンサの第２電極
   と前記第２接続点との間に接続された電流通路を有する
   と共に前記フリップフロップにより前記第１トランジス
   タスイツチと同相で制御される第４トランジスタスイツ
   チと、 前記第２接続点と第２電源端子との間に接続された基準
   電流源とを具えていて、 前記差動増幅器の第２入力端子と前記比較器の第２入力
   端子が信号入力端子に結合されていることを特徴とする
   アナログ−デジタル変換器。