JPS647696B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、周波数制御が可能な三角波を発生す
る信号発生器に関する。

関数発生器は、広周波数帯にわたつて三角波、
のこぎり波、短形波、正弦波等の種々の波形の信
号を発生する信号発生器であり、特に測定や検査
の技術分野で盛んに利用されている。殆んどの関
数発生器は、本発明が直接関係する三角波信号発
生器を有し、この三角波信号発生器の出力である
三角波信号を波形変換回路に加して、上述の如き
種々の波形の信号を得るのが普通である。

第１図は、従来の三角波信号発生器の１例を示
すブロツク図である。第１図において、電流源１
０及び電流シンク１２は、スイツチ回路１４によ
つて、可変タイミング・コンデンサ１６に選択的
に接続し、コンデンサ１６を充電或いは放電す
る。コンデンサ１６の両端電圧は、緩衝増幅器１
８を介して、波形変換回路２０及びスイツチ制御
回路３０に印加される。尚、スイツチ制御回路３
０は、比較器２４，２６及びマルチバイブレータ
（以下、FFという）２８から構成され、第１図の
回路の出力は出力端子２２から得られる。

次に第１図の回路の動作について説明する。ス
イツチ回路１４によつて電流源１０をコンデンサ
１６に接続すると、コンデンサ１６の両端電圧は
直線的に上昇する。スイツチ制御回路３０の比較
器２４，２６は、緩衝増幅器１８を介して印加さ
れるコンデンサ１６の両端電圧を、夫々基準電圧
Vref１及びVref２と比較する。コンデンサ１６
の両端電圧が、基準電圧Vref２を超えると、比
較器２６はFF２８をトリガし、FF２８はスイツ
チ回路１４を駆動し、電流源１０を切り離して電
流シンク１２をコンデンサ１６に接続する。した
がつて、コンデンサ１６は一定割合で放電を開始
し、コンデンサ１６の両端電圧が基準電圧Vref
１まで低下すると、比較器２４はFF２８をトリ
ガする。トリガされたFF２８はスイツチ回路１
４を駆動して、再び電流源１０をコンデンサ１６
に接続する。上述の動作は、電流源１０及び電流
シンク１２の電流値、及びタイミング・コンデン
サ１６の容量によつて決定される周期で繰り返え
される。電流源１０の電流I₁及び電流シンク１２
の電流I₂は、通常、等しくなるように正確に調整
され、対称三角波信号を発生させるのが普通であ
る。

第１図の回路から得られる三角波信号の周波数
は、電流源１０及び電流シンク１２の電流I₁，I₂
を制御することによつて制御できるが、第１図に
示した従来例では、広範囲にわたつて電流I₁，I₂
を正確に制御するためには多数の高精度抵抗器と
複雑なスイツチ回路を必要とするため、高価且つ
複雑になるという問題点があつた。

したがつて、本発明の目的は、電流源及び電流
シンクの電流を正確な所定値に維持しつゝ、広周
波数帯にわたつて三角波信号の周波数を制御でき
る信号発生器を提供することである。

本発明の他の目的は、構成が簡単で且つ安価な
信号発生器を提供することである。

本発明の更に他の目的は、ミラー積分器と電流
源技術を応用した信号発生器を提供することであ
る。

本発明の特徴は、正確に調整された固定の電流
源及び電流シンク、及び低周波信号発生用として
電流―電圧変換器とミラー積分器を用いたことで
あり、これによつて、本発明は、従来、例えば、
10^-2Hz〜1MHzという広周波数帯にわたつて出力
信号周波数を変化させるために必要であつた問題
点、即ち電流I₁，I₂の大幅で且つ高精度の制御及
び大容量コンデンサの使用を克服している。

以下、添付の第２〜４図を参照して、本発明の
実施例を説明する。第２図は、本発明の原理を説
明するための基本回路図である。本発明に係る信
号発生器は、電流源１０、電流シンク１２、スイ
ツチ回路１４、タイミング・コンデンサ（以下、
単にコンデンサという場合がある）１６ａ〜１６
ｎ、電流−電圧変換器３８、ミラー積分器４０、
及びスイツチ３２，３４等を主要構成要素とす
る。第２図には示していないが、三角波を連続し
て発生するためには、第１図の回路のように、緩
衝増幅器１８及びスイツチ回路１４を制御するス
イツチ制御回路を設ける必要がある。

第２図において、スイツチ回路１４は、先ず、
電流源１０を、選択スイツチ１５ａ〜１５ｎによ
つて選択されるコンデンサ１６ａ〜１６ｎのいず
れか１つのコンデンサに、スイツチ３２を介して
接続していると仮定する。尚、コンデンサ１６ａ
〜１６ｎの容量は夫々異なつており、例えば、
0.001、0.01、0.1、１、10μFのように10倍の割合
で変化するようにしておく。選択されたコンデン
サの両端電圧は直線的に上昇し、スイツチ３４を
介して出力端子３６から外部回路（図示せず）に
印加される。この状態で、スイツチ回路１４が、
信号路３１を介して、スイツチ制御信号を受け、
上述の選択されたコンデンサを電流シンク１２に
接続すると、コンデンサは放電してその両端電圧
は直線的に低下する。コンデンサの両端電圧が所
定値まで低下すると、スイツチ回路１４は、信号
路３１を介して印加されるスイツチ制御信号に応
答して、電流源１０側に切り換える。このよう
に、信号路３１からの制御信号の制御下でスイツ
チ回路１４が切り換わり、出力端子３６から三角
波信号が連続して得られる。出力信号（三角波
形）の傾斜（或いは周波数）は、電流源１０及び
電流シンク１２を流れる電流I₁，I₂及び選択され
たタイミング・コンデンサの容量によつて決ま
り、選択されたタイミング・コンデンサの容量が
大きい程、出力信号の周波数は低くなる。タイミ
ング・コンデンサの切換えによつて、出力信号の
周波数を不連続に変えることができるが、必要に
応じて電流I₁，I₂を所定範囲内で連続して変化さ
せることによつて、タイミング・コンデンサの切
換えステツプ間の所望周波数を有する出力信号を
得ることができることは勿論である。

尚、電流I₁，I₂の連続変化については、第４図
を参照して説明する。ところで、例えば、0.01Hz
のような低周波の出力信号を得るには、タイミン
グ・コンデンサの容量を非常に大きく（例えば、
100μF）する必要があるが、このような大容量で
且つ高精度のコンデンサは極めて大型となり実用
的でない。更に、出力信号の周波数を、高周波か
ら上述の如き低周波まで変化させるためには、電
流I₁，I₂を、例えば、1mA〜1μAの広範囲にわた
つて制御する必要があるが、広範囲にわたつて電
流I₁，I₂を精密に制御することは、回路構成を複
雑にしても非常に困難である。本発明は、後述す
るように、上述の問題点を効果的に解決してい
る。

スイツチ３２，３４が図面上下側の切換え位置
にある場合には、電流源１０からの電流I₁或いは
電流シンク１２の電流I₂は、演算増幅器（インバ
ータとして作用）３７及び帰還抵抗器３９を有す
る電流―電圧変換器３８に供給され、電流I₁或い
はI₂に対応する電圧に変換される。電流―電圧変
換器３８の出力電圧は、演算増幅器（インバータ
として作用）４２、タイミング抵抗器４４ａ〜４
４ｎ、選択スイツチ４５ａ〜４５ｎ、及び積分用
のコンデンサ４６を構成要素とするミラー積分器
４０において積分される。尚、電流―電圧変換器
３８の出力電圧は、帰還抵抗器３９の抵抗によつ
て決まる。タイミング抵抗器４４ａ〜４４ｎの抵
抗は夫々異なり（例えば、10KΩ、100KΩ、1M
Ω…のように一定の倍率で変化）、スイツチ４５
ａ〜４５ｎを選択的に閉じて抵抗器４４ａ〜４４
ｎの何れか１つを選択し、ミラー積分器４０の出
力信号の周波数（即ち、傾斜）を制御する。帰還
抵抗器３９、タイミング抵抗器４４ａ〜４４ｎ、
及びコンデンサ４６を適当に選ぶことによつて、
電流I₁及びI₂を変えないで非常に低い周波数の出
力信号を得ることができるので、従来の信号発生
器に比較して、高価な高精度抵抗器及び選択スイ
ツチの数を減らすことが可能である。また、電流
源１０などに使用するトランジスタなどの非直線
性、温度特性に影響されないので、安定である。

第３図の回路は、本発明の信号発生器の回路図
であり、最大の容量（例えば、10μF）を有する
タイミング・コンデンサ１６ｎを、低周波モード
（ミラー積分器４０を使用するモード）及び高周
波モード（ミラー積分器４０を使用しないモー
ド）の両方に兼用している。このため、第３図の
回路では、第２図の回路に用いたスイツチ３４を
省略してスイツチ４８，５０を新たに設けてい
る。高周波モードで且つタイミング・コンデンサ
１６ｎを選択する場合には、スイツチ３２を上側
（図面上）の切換え位置とし、且つスイツチ５０
を開きスイツチ１５ｎ及び４８を閉じて、電流I₁
及びI₂でコンデンサ１６ｎを直接充放電する。一
方、低周波モードでは、スイツチ３２を下側に切
り換え、スイツチ４８を開き且つスイツチ１５ｎ
及び５０を閉じて、ミラー積分器を構成するよう
にする。コンデンサ１６ｎを、上述の如く高周波
モードでは、量大容量のタイミング・コンデンサ
として用いると共に、低周波モードではミラー積
分器のコンデンサとして用いているので、第２図
の回路に比較して容量の大きいコンデンサを１個
減らせるという利点がある。低周波出力信号を得
るのにミラー積分器を用いた理由は、ミラー積分
器は、低周波帯では直線性に秀れているが、高周
波帯では充分に動作しないためである。尚、第２
図及び第３図の回路において、低周波モード或い
は高周波モードで同じコンデンサ１６ｎを用いた
場合、出力信号の周波数は、抵抗器３９の抵抗
と、スイツチ４５ａ〜４５ｎによつて選択された
抵抗器４４ａ〜４４ｎの何れかの抵抗との比によ
つて決まる。

第４図は、第２図の回路を利用した信号発生器
の実用回路図であり、第３図の本発明の回路を応
用することも勿論可能である。電流シンク１２
は、演算増幅器５２及び５２′び、トランジスタ
５４及び５４′、抵抗器５６，５６′，６２、ポテ
ンシヨメータ５８等から構成されている。電流制
御回路６０は、演算増幅器６４及びダーリント
ン・トランジスタ６６から成る電流加算回路、ポ
テンシヨメータ７０と演算増幅器６８と抵抗器７
６とから成る制御可能電圧源、掃引信号等の外部
信号が印加される外部入力端子７４、及び抵抗器
７６等から構成される。電流制御回路６０は、制
御可能な電流を抵抗器６２に供給し、抵抗器６２
の両端の電圧降下は、演算増幅器５２及び５２′
の非反転入力端に印加される。外部入力端子７４
に印加される外部掃引信号電圧は、第４図の回路
の出力信号の周波数を連続して変化させるために
利用されるので、第４図の回路は電圧制御発振器
（VCO）として動作する。

電流シンク・トランジスタ５４，５４′のコレ
クタ電流は、電流ミラー回路である電流源１０に
供給されるが、電流源１０は、トランジスタ７
８、ダイオード結合トランジスタ７８′、抵抗器
８０，８０′、ポテンシヨメータ８２から構成さ
れている。スイツチ回路１４は、トランジスタ７
８′，５４のコレクタ間に直列接続したダイオー
ド８４，８６、PNPトランジスタ８８、及び
NPNトランジスタ９０等から成る。スイツチ制
御回路３０はトランジスタ８８，９０のベースに
接続し、トランジスタ８８，９０のオン・オフを
制御する。第４図の他の回路部分は、第２図と同
様なので、説明を省略する。

第４図の回路の動作は、上述の説明から、当業
者は容易に理解できるので、以下簡単に説明す
る。ポテンシヨメータ５８の摺動子の位置を中点
位置にすると、トランジスタ５４，５４′のコレ
クタ電流は夫々等しく、電流制御回路６０からの
制御電流に応じて変化する。スイツチ制御回路３
０が高レベルの出力信号を出力すると、トランジ
スタ８８，９０は夫々オフ、オンするので、ダイ
オード８４，８６は夫々オン・オフ状態になる。
電流源１０からの電流I₁は、連動する選択スイツ
チ３２，３４の切換えに応じて、タイミング・コ
ンデンサ１６ａ〜１６ｎの内の選択されたコンデ
ンサ或いはミラー積分器のコンデンサ４６の何れ
かを充電する。一方、スイツチ制御回路３０から
の出力が低レベルに変化すると、上述の充電され
たコンデンサを放電する。したがつて、対称三角
波信号がこれらコンデンサから得られる。ポテン
シヨメータ５８の摺動子の位置を中央位置からず
らすと、トランジスタ５４，５４′のコレクタ電
流は異なつてくるので、周波数を一定に維持した
まゝで出力信号の上昇及び下降スローブを制御で
きる。即ち、ポテンシヨメータ５８の摺動子を、
図面上で中点から右側に移動すると、トランジス
タ５４，５４′のコレクタ電流は夫々増加、減少
する。トランジスタ５４′のコレクタ電流が減少
すると、トランジスタ７８，７８′のコレクタ電
流が減少するので、出力信号の上昇スロープの変
化率が下降スロープの変化率より小さくなる。一
方、ポテンシヨメータ５８の摺動子を中点位置か
ら左側に移動させると、上述と逆の現象が生ず
る。尚、抵抗器８０，８０′の抵抗が等しく且つ
トランジスタ７８，７８′の特性が略完全に揃つ
ていれば、ポテンシヨメータ８２を省略すること
ができる。

以上説明したように、本発明に係る信号発生器
は、高周波モードでは複数の充放電タイミング・
コンデンサを用い、一方低周波モードでは、高周
波モードのタイミング・コンデンサを利用してミ
ラー積分器を構成することにより、少ない部品
で、広周波数帯にわたつて直線性の極めて良好な
三角波形の出力信号を得ることができる。

以上、本発明の好適な実施例を説明したが、当
業者は用途に応じて本実施例の変形変更を行うこ
とは容易である。例えば、電流源及び電流シンク
を、夫々正及び負電圧源で置換し、且つ、電流―
電圧変換器を電圧―電流変換器で置換し、充放電
コンデンサを使用して高周波信号を発生し、ミラ
ー積分器を使用して低周波信号を発生してもよ
い。この場合、第３図の実施例のように、１或い
は２以上のコンデンサを高周波モードと低周波モ
ードの両モードで共用してもよいことは勿論であ
る。必要に応じて、電流―電圧変換器３８の帰還
抵抗器３９を切り換えて周波数を制御してもよ
い。尚、種々のタイプの関数発生器及び周辺回路
が、昭和51年４月号の雑誌「インタフエース」の
129〜139頁に掲載されているが、本発明にこれら
の従来の回路を用いることは可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明が応用できる従来の関数発生器
のブロツク図、第２図は、本発明の原理を説明す
るための回路図、第３図は本発明の信号発生器の
回路図、第４図は第２図の回路を応用した信号発
生器の実用回路図である。 図中、１０は電流源、１２は電流シンク、１４
は第１スイツチ、１６はコンデンサ、３２は第２
スイツチ、３８は反転電流電圧変換器、４２は反
転増幅器、１５ａ〜１５ｎ，４８，５０はスイツ
チ手段を示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 電流源及び電流シンクからの互いに逆極性の
   電流を交互に出力する第１スイツチと、 該第１スイツチの出力電流を第１又は第２出力
   端子に選択的に出力する第２スイツチと、 少なくとも１個のコンデンサと、 上記第２スイツチの第２出力端子に接続され、
   入力電流を反転した出力電圧に変換する反転電流
   電圧変換器と、 該反転電流電圧変換器の出力端子に抵抗器を介
   して反転入力端子が接続された反転増幅器と、 上記第２スイツチの第１出力端子と基準電位源
   との間に上記コンデンサを接続する第１状態か、
   又は上記反転増幅器の出力端子と反転入力端子と
   の間に上記コンデンサを接続する第２状態かを選
   択するスイツチ手段とを具え、 上記第２スイツチが上記第１又は第２出力端子
   に出力電流を供給する場合に、上記スイツチ手段
   は夫々上記第１又は第２状態を選択することを特
   徴とする信号発生器。