JP3098531B2 - パルス幅変換回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はパルス幅変換回路に関する。

〔従来の技術〕

近年、ディジタル技術の発達に伴いパルス幅を用いて
各種の制御を行う回路が多く扱われるようになり、パル
スの周期を変えずにデューティ比を変えるパルス幅変換
回路の重要性が高まってきている。

第６図は従来のパルス幅変換回路の一例を示し、第７
図はその各部の波形を示す。

このパルス幅変換回路は抵抗1,2、コンデンサ３、演
算増幅器４、コンパレータ５、基準電圧発生回路６、信
号入力端子７、接地端子８及び出力端子９により構成さ
れている。

このように構成されたパルス幅変換回路について第７
図を参照してその動作を以下に説明する。

まず、信号入力端子７に与えられた一定周期の信号ｈ
は抵抗1,2、コンデンサ３及び演算増幅器４により構成
される積分回路で積分されて三角波ｉとなる。この三角
波ｉと，基準電圧発生回路６より得られる基準電圧ｊと
がコンパレータ５により比較され、三角波ｉが基準電圧
ｊに比べて低い区間に低レベルとなる出力信号ｋが出力
端子９に現れる。この出力信号ｋのデューティ比を出力
信号ｋが高レベルとなる時間Thと，出力信号ｋが低レベ
ルとなる時間Tlとの比で定義すると、出力信号ｋのデュ
ーティ比は基準電圧発生回路６より得られる基準電圧ｊ
を制御することによって変えることができる。また、信
号入力端子７に与えられた一定周期の信号ｈの周期を変
化させる場合には入力信号ｈの周期を変化させると同時
に、抵抗1,2、コンデンサ３及び演算増幅器４により構
成される積分回路の積分係数を変化させたり積分回路を
複数個用意してこれらを入力信号ｈの周期に応じて選択
的に用いたりする。

また、特開平２−69019号公報には第１の充電時定数
を有する第１の充電回路と、この第１の充電回路の充電
時定数より小さい第２の充電時定数を有する第２の充電
回路と、一定周期の入力信号に位相同期して前記両充電
回路を放電せしめるスイッチと、前記入力信号に位相同
期し前記スイッチの放電動作に先立って前記第２の充電
回路の充電電圧を保持するサンプルホールド回路と、該
サンプルホールド回路の保持電圧と前記第１の充電回路
の充電電圧とを比較し、その大小に応じて出力レベルを
２値的に変化せしめる比較回路とを有し、前記入力信号
のデューティ比の変換された信号を前記比較手段の出力
として得ることを特徴とするパルス幅変換回路が記載さ
れている。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記第６図に示したパルス幅変換回路では信号入力端
子７に与えられる入力信号ｈの周期を短くして行った場
合には、演算増幅器４の動作速度上の問題から直線性の
よい三角波ｉが得られなくなり、更に三角波ｉの傾きを
急激に変化させることができなくなるので、パルス幅の
狭い（デューティ比の小さな、又は大きな）出力波形を
得ることが困難となる。しかも、信号入力端子７に与え
る一定周期の信号ｈの波形に依存した三角波ｉが演算増
幅器４の出力となるので、直線性が良くてデューティ比
が小さいパルスをも得ようとすると、信号ｈに要求され
る精度が厳しくなり、回路が複雑化してしまう。また、
信号入力端子７に与えられる入力信号ｈの周期を変化さ
せる場合には入力信号ｈの周期を変化させると同時に、
抵抗1,2、コンデンサ３及び演算増幅器４により構成さ
れる積分回路の積分係数を変化させたり積分回路を複数
個用意してこれらを入力信号ｈの周期に応じて選択的に
用いたりするので、回路構成が複雑になる。

また、上記特開平２−69019号公報記載のパルス幅変
換回路ではコンデンサの電荷を放電させるためのスイッ
チ等を必要とするので、一定周期の入力信号の周期を小
さくすることが難しいという欠点がある。

本発明は上記欠点を改善し、入力信号の周期が短くて
も直線性のよいパルス幅変換を行うことができて、簡単
な構成で入力信号の周期の変化に対応できるパルス幅変
換回路を提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するため、請求項１の発明は、所定周
期の入力信号によりスイッチングされる差動スイッチン
グ回路、この差動スイッチング回路により電流が充電用
電流と放電用電流とにスイッチングされる第１の電流
源、前記差動スイッチング回路から前記充電用電流が入
力されて該充電用電流を出力するカレントミラー回路、
このカレントミラー回路からの充電用電流により充電さ
れて前記放電用電流により放電されることで基準パター
ン信号を生成するコンデンサ、前記カレントミラー回路
にバイアス電流を流して該カレントミラー回路をオフと
なることなく動作させる第２の電流源を有する基準パタ
ーン信号生成回路と、ディジタルデータをアナログ信号
に変換するディジタル／アナログ変換器と、前記基準パ
ターン信号と前記アナログ信号とを比較する比較器とを
備えたものである。

請求項２の発明は、請求項１記載のパルス幅変換回路
において、前記第１の電流源の設定電流を変化させる電
流可変手段を備えたものである。

〔作 用〕

請求項１の発明では、基準パターン信号生成回路は、
所定周期の入力信号により差動スイッチング回路が第１
の電流源の電流を充電用電流と放電用電流とにスイッチ
ングし、カレントミラー回路が差動スイッチング回路か
ら充電用電流が入力されて該充電用電流を出力し、コン
デンサがカレントミラー回路からの充電用電流により充
電されて放電用電流により放電されることで基準パター
ン信号を生成し、第２の電流源がカレントミラー回路に
バイアス電流を流して該カレントミラー回路をオフとな
ることなく動作させる。ディジタル／アナログ変換器が
ディジタルデータをアナログ信号に変換し、比較器が基
準パターン信号とアナログ信号とを比較する。

また、請求項２の発明では、第１の電流源の設定電流
が電流可変手段により変化させられる。

〔実施例〕

第１図は本発明の第１の実施例の前提となるパルス幅
変換回路を示す。

入力信号ｄはディジタルデータであってディジタル／
アナログ（D/A）変換器11によりアナログ信号に変換さ
れ、比較器12に入力される。一方、三角波発生回路から
なる基準パターン信号生成回路13は一定周期の入力信号
ｈに対応して基準パターン信号として三角波を発生して
比較器12へ出力する。比較器12はD/A変換器11からのア
ナログ信号と三角波発生回路13からの三角波とを比較
し、三角波がアナログ信号に比べて低レベルのときには
低レベルとなって三角波がアナログ信号に比べて高レベ
ルのときには高レベルとなるパルス幅信号を出力する。
このパルス幅信号は入力信号ｄに従って入力信号ｈの周
期でデューティ比が変化する。

第２図は上記三角波発生回路13の構成を示す。

一定周期の入力信号ｈはバッファ14とインバータ15と
をそれぞれ介してトランジスタ16,17のベースに入力さ
れ、トランジスタ16,17が入力信号ｈに応じてスイッチ
ングする。入力信号ｈが高レベルのときにはトランジス
タ16がオン状態になってトランジスタ17がオフ状態とな
り、電流源18の設定電流がトランジスタ16に流れてトラ
ンジスタ19〜21及び抵抗22により構成されたカレントミ
ラー回路により、電流源18の設定電流と等しい電流がト
ランジスタ20のコレクタ電流として流れる。このトラン
ジスタ20のコレクタ電流によりコンデンサ23が充電され
る。この結果、電流源18の設定電流をＩ、コンデンサ23
の容量をＣとしたとき、コンデンサ23の端子間電圧はＩ
×t/C（t:時間）に従って上昇する。一方、入力信号ｈ
が低レベルに反転したときにはトランジスタ16がオフ状
態になってトランジスタ17がオン状態となる。このと
き、トランジスタ19〜21及び抵抗22により構成されたカ
レントミラー回路には電流が流れず、トランジスタ20の
コレクタ電流が０となる。そして、トランジスタ17がオ
ンとなっているので、電流源18の設定電流Ｉはトランジ
スタ17を流れることになり、この電流Ｉによりコンデン
サ23の電荷が放電される。この結果、コンデンサ23の端
子間電圧はＩ×t/Cに従って下降する。このようにコン
デンサ23の充放電が行われてコンデンサ23の端子間に三
角波の電圧が発生し、この三角波の電圧が比較器12へ出
力される。トランジスタ16,17は差動スイッチング回路
を構成しており、高速に動作して上記三角波の誤差を小
さくすることができる。

第３図は本発明の第１の実施例における三角波発生回
路を示す。

この第１の実施例は上記第１図に示すパルス幅変換回
路において、三角波発生回路13として第３図に示す三角
波発生回路を用いたものである。第３図において、第２
図と同一部分には同一符号が付してある。この三角波発
生回路ではトランジスタ19〜21及び抵抗22により構成さ
れたカレントミラー回路に電流源24,25からバイアス電
流が流れてトランジスタ19〜21がオフとなることなく動
作し、より高速化できる。

第４図は本発明の第２の実施例における三角波発生回
路を示す。

この第２の実施例は上記第１の実施例において、三角
波発生回路13として第４図に示す三角波発生回路を用い
たものである。第４図において、第３図と同一部分には
同一符号が付してある。この三角波発生回路ではコンデ
ンサ23の端子間電圧がトランジスタ26及び抵抗27により
電流に変換されてトランジスタ28〜31及び抵抗32により
構成されるカレントミラー回路に入力され、トランジス
タ26のコレクタ電流に等しい電流がトランジスタ28,31
に流れる。トランジスタ31のコレクタ電流は抵抗33によ
り電圧に変換されて三角波電圧として比較器12へ出力さ
れ、トランジスタ28のコレクタ電流と電流源34の設定電
流との誤差電流によりコンデンサ35の充電，放電が行わ
れる。このコンデンサ35の端子間電圧がトランジスタ36
及び抵抗37により電流に変換され、トランジスタ19〜21
及び抵抗22により構成されたカレントミラー回路にバイ
アス電流として流れる。従って、電流源34の設定電流と
トランジスタ28のコレクタ電流の平均値が等しくなるよ
うにコンデンサ23の電荷が放電され、トランジスタ31の
コレクタ電流が安定化されて抵抗33の端子間電圧が安定
化される。

第５図は本発明の第３の実施例における三角波発生回
路を示す。

この第３の実施例は上記第２の実施例において、三角
波発生回路13として第５図に示す三角波発生回路を用い
たものである。第５図において、第４図と同一部分には
同一符号が付してある。この三角波発生回路では上記電
流源18の設定電流の代わりにトランジスタ38のコレクタ
電流がトランジスタ16,17に流れる。トランジスタ39〜4
4、電流源45,46、抵抗47、バッファ48,49、インバータ5
0,51によりスイッチング回路が構成され、このスイッチ
ング回路にディジタル電流設定信号a,bが入力される。
ここに、電流源45,46の設定電流は互いに異なる値に設
定されている。電流設定信号a,bがともに高レベルの場
合にはトランジスタ41,44がオンとなってトランジスタ4
2,43がオフとなり、トランジスタ38のコレクタには電流
源45の設定電流に応じた電流が流れる。また、電流設定
信号ａが高レベルで電流設定信号ｂが低レベルの場合に
はトランジスタ41,43がオンとなってトランジスタ42,44
がオフとなり、トランジスタ38のコレクタには電流源4
5,46の各設定電流の和に応じた電流が流れる。電流設定
信号a,bがともに低レベルの場合にはトランジスタ42,43
がオンとなってトランジスタ41,44がオフとなり、トラ
ンジスタ38のコレクタには電流源46の設定電流に応じた
電流が流れる。したがって、入力信号ｈの周期を可変す
ると同時に、電流設定信号a,bによりトランジスタ38の
コレクタ電流を可変することでコンデンサ23の充電，放
電の電流値を可変すればパルス幅変換の周期を変えるこ
とができ、変換周期の異なる入力信号ｄに対応したパル
ス幅変換を行うことができる。また、コンデンサ52及び
抵抗53が付加され、トランジスタ30,28,31に流れる電流
の平均値が速やかに電流源34の電流値と等しくなる。こ
の場合、コンデンサ23の端子間電圧はトランジスタ54,5
5、電流源56、抵抗57及び電圧源58からなる差動増幅器
を介してトランジスタ26のベース・エミッタ間に印加さ
れ、コンデンサ23は抵抗27を介して充放電を行う。

〔発明の効果〕

以上のように請求項１の発明によれば、所定周期の入
力信号によりスイッチングされる差動スイッチング回
路、この差動スイッチング回路により電流が充電用電流
と放電用電流とにスイッチングされる第１の電流源、前
記差動スイッチング回路から前記充電用電流が入力され
て該充電用電流を出力するカレントミラー回路、このカ
レントミラー回路からの充電用電流により充電されて前
記放電用電流により放電されることで基準パターン信号
を生成するコンデンサ、前記カレントミラー回路にバイ
アス電流を流して該カレントミラー回路をオフとなるこ
となく動作させる第２の電流源を有する基準パターン信
号生成回路と、ディジタルデータをアナログ信号に変換
するディジタル／アナログ変換器と、前記基準パターン
信号と前記アナログ信号とを比較する比較器とを備えた
ので、入力信号の周期が短くても直線性のよいパルス幅
変換を行うことができ、かつ、第２の電流源がカレント
ミラー回路にバイアス電流を流して該カレントミラー回
路をオフとなることなく動作させることにより、より高
速化できる。

また、請求項２の発明によれば請求項１記載のパルス
幅変換回路において、前記第１の電流源の設定電流を変
化させる電流可変手段を備えたので、変換周期の異なる
ディジタルデータに対応したパルス幅変換を行うことが
でき、簡単な構成で入力信号の周期の変化に対応でき
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の前提となるパルス幅変換回
路を示すブロック図、第２図は同パルス幅変換回路の三
角波発生回路を示す回路図、第３図〜第５図は本発明の
各実施例の三角波発生回路を示す回路図、第６図は従来
のパルス幅変換回路の一例を示すブロック図、第７図は
同パルス幅変換回路の各部の波形を示す波形図である。 11……D/A変換器、12……比較器、13……三角波発生回
路、16,17,19,20,38〜44……トランジスタ、18,45,46…
…電流源、23……コンデンサ。

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】所定周期の入力信号によりスイッチングさ
   れる差動スイッチング回路、この差動スイッチング回路
   により電流が充電用電流と放電用電流とにスイッチング
   される第１の電流源、前記差動スイッチング回路から前
   記充電用電流が入力されて該充電用電流を出力するカレ
   ントミラー回路、このカレントミラー回路からの充電用
   電流により充電されて前記放電用電流により放電される
   ことで基準パターン信号を生成するコンデンサ、前記カ
   レントミラー回路にバイアス電流を流して該カレントミ
   ラー回路をオフとなることなく動作させる第２の電流源
   を有する基準パターン信号生成回路と、ディジタルデー
   タをアナログ信号に変換するディジタル／アナログ変換
   器と、前記基準パターン信号と前記アナログ信号とを比
   較する比較器とを備えたことを特徴とするパルス幅変換
   回路。
2. 【請求項２】請求項１記載のパルス幅変換回路におい
   て、前記第１の電流源の設定電流を変化させる電流可変
   手段を備えたことを特徴とするパルス幅変換回路。