DE3205683C2 - Anordnung zum Umsetzen einer Meßspannung unter Beibehaltung ihrer Frequenz auf konstante Amplitude - Google Patents

Abstract

Anmeldungsgegenstand ist eine Schaltungsanordnung, die eine Meßspannung U ↓M, die in einem bestimmten Frequenzbereich, z.B. dem Fernsprechübertragungsband, liegt und frequenzabhängig gedämpft eintrifft, unter Beibehaltung ihrer Frequenz auf konstante Amplitude bringt. In einer Begrenzerschaltung (1) wird die Meßspannung U ↓M zunächst in eine Rechteckspannung umgewandelt. Ein Nachlauffilter bekannter Bauart, das hier aus einem Switched-Capacitor-Tiefpaß (7) und einem PLL-Schaltkreis (2) (PLL = phase-locked-loop) mit einer Untersetzerstufe (3) in der Regelschleife besteht, wird in seiner Grenzfrequenz so gesteuert, daß diese jeweils das 1,28fache der Meßspannungsfrequenz beträgt. Die konstante Rechteckspannung am Ausgang der Untersetzerschaltung (3), deren Frequenz per Regelung der Frequenz der Meßspannung entspricht, wird durch den Switched-Capacitor-Tiefpaß (7) in die gewünschte Sinusspannung umgeformt. Zwei Tiefpässe (6 und 8) unterdrücken störende Anteile der den Tiefpaß (7) steuernden Taktsignalfrequenz. Eine Weiterbildung enthält einen auf die Bereichsgrenzen des zu verarbeitenden Frequenzbandes abgestimmten Frequenzdiskriminator (4), dessen Ausgangssignal in einer UND-Schaltung (5) mit dem Signal vom PLL-Schaltkreis (2) verknüpft ist, so daß dieses nur im vorgegebenen Bereich wirksam wird.

Description

führte Spannung, die — wie schon erwähnt — frequenz- und phasengleich zu der aus der umzusetzenden Spannung Um abgeleiteten Rechteckspannung ist und somit auch die Frequenz Im hat, gelangt über einen Tiefpaß 6 zum Signaleingang 71 des Switched-Capacitor-Tiefpasses 7. Dort werden alle oberhalb der Grenzfrequenz f_g liegenden Anteile eliminiert, und man erhält somit am Ausgang 73 eine sinusförmige Spannung der Frequenz /μ mit konstanter Amplitude. Nach Durchkufen eines weiteren Tiefpasses 8 erscheint diese Spannung am Ausgang 9 der Anordnung.

Die Tiefpässe 6 und 8 vor und nach dem Switched-Capacitor-Tiefpaß 7 dienen als sogenannte Anti-Aliasing-Filter. Sie verhindern, daß Anteile der Taktsignalfrequenz /7- zum Sign&leingang 71 und zum Ausgang 9 gelangen können. Ihre Grenzfrequenz muß über der höchsten zu verarbeitenden Frequenz /m und unterhalb vom m-fachen der niedrigsten Frequenz /m liegen. Das vorliegende Ausführungsbeispiel wurde für de~i Übertragungsbereich von Fernsprechleitungen, das ist ein Bereich von 200 Hz bis 3400 Hz, ausgelegt. Dementsprechend steht für die Grenzfrequenz der Tiefpässe 6 und 8 jeder Wert zwischen 3400 Hz und 25 600 Hz zur Verfügung, z. B. 1OkHz.

In der Anordnung von F i g. 1 ist ferner eingangsseitig parallel zum Tiefpaß 6 ein Frequenzdiskriminator 4 vorgesehen, der zwei den Grenzen des zu verarbeitenden Bereichs entsprechende Frequenzschwellen aufweist. Nur wenn die ihm zugeführte Spannung im Bereich von 200 Hz bis 3400 Hz liegt, gibt er das Ausgangssignal 1 ab, darüber und darunter das Signal 0. Sein Ausgang ist über die Verknüpfungsschaltung 5 mit dem Taktsignal verknüpft. Folglich gelangt das Taktsignal nur dann zum Takteingang 72, wenn die anstehende Spannung im zu verarbeitenden Frequenzbereich liegt. Ohne Taktsignal sperrt aber der Switched-Capacitor-Tiefpaß 7 völlig. Somit werden Störungen mit Sicherheit vom Ausgang 9 ferngehalten.

Treffen die auf konstante Höhe umzusetzenden Meßspannungen so verzerrt ein, daß ihre Nulldurchgänge nicht äquidistant sind, läßt sich eine einwandfreie Arbeitsweise des PLL-Schaltkreises 2 dadurch herbeiführen, daß der Begrenzerschaltung 1 eine eine Untersetzung um den Faktor 2 bewirkende Untersetzerstufe nachgeschaltet und dem Eingang 22 eine gleichartige Untersetzerstufe vorgeschaltet wird. Die erstgenannte Untersetzerstufe eliminiert die Ungenauigkeit der Nulldurchgänge innerhalb der verzerrten Signale, indem je nur noch entweder aufsteigende oder absteigende Nulldurchgänge ausgewertet werden. Die weitere Untersetzerstufe korrigiert die durch die erste vorgenommene Frequenzhalbierung, so daß die Taktfrequenz fr weiterhin 128 fu (fiu = Frequenz der eingangs angelegten Meßspannung Um) beträgt, und am Ausgang der Untersetzerstufe 3 und somit an den Eingängen von Frequenzdiskriminator 4 und Tiefpaß 6 nach wie vor die Frequenz f_M auftritt. Da diese Maßnahme die Einschwingzeit verdoppelt, wird man sich ihrer nur im Bedarfsfall bedienen.

In F i g. 2 ist ein Ausführungsbeispiel für den Frequenzdiskriminator 4 angegeben. Er besteht aus zwei retriggerbaren monostabilen Kippschaltungen 41, 42 für die untere Frequenzschwelle, hier 200 Hz, und zwei retriggerbaren monostabilen Kippschaltungen 43, 44 für die obere Frequenzschwelle, hier 3400 Hz. Sämtliche monostabilen Kippschaltungen werden jeweils mit der absteigenden Flanke des am Eingang a anliegenden Signals getriggert.

Der Signalverlauf an den einzelnen Punkten der Schaltung von F i g. 2 ist aus F i g. 3 ersichtlich. Liegt am Eingang a eine Spannung von einer Frequenz, die gleich oder größer als 200 Hz ist, triggert die abfallende Flanke die auf eine Standzeit von 5 ms bemessene monostabile Kippschaltung 41 im oberen Zweig vor oder bei Erreichen des jeweilen Endes der Standzeit immer wieder neu, so daß am Ausgang b, der gleichzeitige Eingang der monostabilen Kippschaltung 42 ist, ein 1-Signal ohne Einbrüche entsteht Die monostabile Kippschaltung 42 wird dadurch überhaupt nicht getriggert und gibt an ihrem Ausgang c, der der invertierende Ausgang ist, ebenfalls ein stetiges 1-Signal ab (linker Teil der oberen Hälfte von Fig.3). Bei einer Frequenz unterhalb von 200 Hz ist die Standzeit der monostabilen Kippschaltung 41 bereits abgelaufen, bevor eine neue Triggerflanke eintrifft Damit treten im Signal am Punkt 60-Einbrüche auf, wie im rechten Teil von F i g. 3 zu sehen ist Die negativen Flanken triggern jeweils die auf eine höhere Standzeit von z.B. 10ms eingerichtete monostabile Kippschaltung 42. Somit gibt sie an ihrem Ausgang c im Bereich von 100 Hz bis angenähert 200 Hz ein stetiges 0-Signal ab.

Im unteren Zweig, für den der untere Teil von F i g. 3 gilt, ist die monostabile Kippschaltung 43 auf eine Standzeit von 0,29 ms eingestellt, was dem Kehrwert der oberen Frequenzschwelle von 3400 Hz entspricht, die ihm nachgeschaltete monostabile Kippschaltung 44 hat eine Standzeit von 5 ms oder etwas höher, was dem Kehrwert der unteren Frequenzschwelle von 200 Hz bzw. einer darunter liegenden Frequenz entspricht. Liegt hier am Eingang a eine Frequenz unter 3400 Hz an (linker Teil), wird die Standzeit der monostabilen Kippschaltung überschritten, was zu 0-Einbrüchen im Ausgangssignal am Punkt d führt. Die negativen Flanken am Punkt d triggern aber die monostabile Kippschaltung 44 vor Ablauf von deren Standzeit immer wieder neu, so daß an deren normalem Ausgang e ein stetiges 1-Signal erscheint. Bei einer Frequenz über 3400 Hz wird die monostabile Kippschaltung 43 vor Ablauf ihrer Standzeit jeweils neu getriggert. Sie liefert damit ein stetiges Signal am Punkt e, und die Kippschaltung 44 erhält keine Triggerimpulse mehr. Nach Ablauf ihrer Standzeit, die mindestens 5 ms beträgt, gibt sie am Ausgang e 0-Signal ab. Die Signale an den Punkten c und e werden in der Schaltung von Fig. 2 durch ein UND-Glied 45 miteinander verknüpft. Es gibt, wie aus vorstehenden Erläuterungen klar ist, nur dann ein 1-Signal am Punkt t ab, wenn die am Eingang a zugeführte Frequenz zwischen 200 Hz und 3400 Hz liegt.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (4)

1 2 senvergleich zwischen der Filter-Ausgangsfrequenz und Patentansprüche: einer am N-Pfad-Schalter abnehmbaren Frequenz auf den jeweils n-fachen Wert der am Schalter anliegenden

1. Anordnung zum Umsetzen einer Meßspannung Frequenz geregelt wird. Im Unterschied zu dieser bemit sich ändernder Amplitude und innerhalb eines 5 kannten Schaltung wird hier nur ein Tiefpaß mit nachbestimmten Bereichs beliebiger Frequenz in eine laufender Grenzfrequenz benötigt

Spannung jeweils gleicher Frequenz mit konstanter Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen Amplitude, wobei die Meßspannung mittels einer darin, daß die Meßspannung nur zwei Umformungspro-Begrenzerschaltung zunächst in eine Rechteckspan- zessen unterworfen wird, die von der Genauigkeit her nung der jeweils gleichen Frequenz f_M umgewandelt io unkritisch sind, nämlich einer Begrenzung und einer FiI-wird, dadurch gekennzeichnet, daß die so terung. Beides läßt sich mit handelsüblichen Bauelemengewonnene Rechteckspannung einem Nachlauffilter ten, und zwar preisgünstigen integrierten Schaltungen, bekannter Bauart zugeführt wird, das aus einem so sicher bewerkstelligen, daß es keiner Zusatzmaßnah-Tiefpaß (7) mit steuerbarer Grenzfrequenz (f_g) und me, wie Temperaturkompensation ο. ä., bedarf. Zweckaus diesen durch ein aus der Frequenz /m der Meß- 15 mäßige Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unspannung durch Frequenzvervielfachung abgeleite- teransprüchen gekennzeichnet

tes Taktsignal steuernden Mittel (2, 3) besieht Die Erfindung wird nachstehend anhand der in der

(Fig. 1). Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele erläu-

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn- tert Es zeigt

zeichnet, daß der Begrenzerschaltung (1) eine Um:er- 20 Fig. 1 ein Übersichtsschaltbild der erfindungsgemä-

setzerstule mit dem Untersetzungsfaktor 2 nachge- ßen Anordnung,

schaltet ist F i g. 2 ein Blockschaltbild des in F i g. 1 eingesetzten

3. Anordnung nach einem der vorhergehenden Frequenzdiskriminators,

Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Recht- F i g. 3 ein Impulsdiagramm zur Illustration der Wireckspannung der Frequenz fu einem auf die Gren- 25 kungsweise der Schaltung von F i g. 2.
zen des zu verarbeitenden Frequenzbereichs der Die umzusetzende Meßspannung Um wird in der An-Meßspannung abgestimmten Frequenzdiskrimina- Ordnung von F i g. 1 einer Begrenzerschsltung 1 zugetor (4) zugeführt wird, dessen Ausgangssignal mit führt, dip sie in eine Rechteckspannung gleicher Fredem Taktsignal der Frequenz fr in einer logischen quenz Fm umformt Der Ausgang der Begrenzerschal-Verknüpfungsschaltung (5) verknüpft wird. 30 tung 1 ist mit einem Eingang 21 eines PLL-Schaltkreises

4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekenn- 2 verbunden, und zwar mit einem der beiden Eingänge zeichnet, daß der Frequenzdiskriminator (4) aus re- des im PLL-Schaltkreis enthaltenen Phasenkomparatriggerbaren monostabilen Multivibratoren aufge- tors. Der andere Eingang 22 des Phasenkomparators ist baut ist (F ig. 2). über eine Untersetzerstufe 3 mit dem Ausgang 23 des

35 im PLL-Schaltkreis enthaltenen spannungsgesteuerten

Oszillators verbunden, dessen Eingang 25 in üblicher

Weise vom Ausgang 24 des Phasenkomparators angesteuert wird. Ein Widerstand 26 in diesem Zweig bildet

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zum Umset- dabei zusammen mit einem Kondensator 27 einen Tief-

zen einer Meßspannung gemäß dem Oberbegriff des 40 paß für die vom Phasenkomparator abgegebene, die

Anspruchs 1. Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators steu-

Eine solche Anordnung ist durch die DE-PS 12 30 088 ernde Spannung. Diese Frequenz wird jeweils so gerebekannt. Dort geschieht die Umsetzung analog mittels gelt daG das am Eingang 22 anliegende Signal frequenzzweier Modulatoren, die von einer rechteckförmigen und phasengleich zur Rechteckspannung am Eingang 21 Hilfsspannung mit einer über dem Doppelten der hoch- 45 ist. Die in die Regelschleife eingefügte Untersetzerstufe sten umzusetzenden Frequenz liegenden Frequenz ge- 3 hat einen Untersetzungsfaktor m von 128. Folglich hat steuert werden. Ein Bandpaß und ein Tiefpaß sorgen die vom spannungsgesteuerten Oszillator am Ausgang dafür, daß nur ein Seitenband verarbeitet wird und hö- 23 abgegebene Spannung eine Frequenz /7·von 128 · /mhere Mischprodukte nicht zum Ausgang gelangen. Die Sie wird über eine Verknüpfungsschaltung 5 dem Taktanaloge Verarbeitung ist mit einem hohen Aufwand an 50 eingang 72 eines Switched-Capacitor-Tiefpasses 7 zuge-Bauelementen verbunden. Es können nur Bauteile ein- führt. Ein Switched-Capacitor-Filter üblicher Art hat eigesetzt werden, deren Langzeitkonstanz gewährleistet ne Grenzfrequenz f_g von einem Hundertstel der am ist, und Veränderungen auigrund von Temperatur- Takteingang 72 anliegenden Taktfrequenz /7-. Da die Schwankungen müssen kompensiert werden. Taktfrequenz /7- hier 128 · /m ist, ergibt sich für die

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einer 55 Grenzfrequenz f_g jeweils ein Wert von 1,28 · 4ί· Der

Anordnung zum Umsetzen einer Meßspannung der ein- Faktor 1,28 ist hier aus praktischen Gesichtspunkten

gangs genannten Art durch Anwendung eines anderen heraus gewählt worden, da sich ein Untersetzungsfaktor

Umsetzprinzips die Genauigkeit und Stabilität zu erhö- m von 128 leicht realisieren läßt. Bedingung für die ord-

hen, sie gleichzeitig billiger und von der Qualität und nungsgemäße Funktion der Schaltung ist lediglich, daß

Konstanz der eingesetzten Bauelemente unabhängig zu 60 die Grenzfrequenz fg größer als die Frequenz /m der

machen. Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 umzusetzenden Spannung und kleiner als 2 f_M ist

gekennzeichneten Merkmale gelöst. (fM < f_e < 2 /m)·

Ein N achlauf filter ist zum Beispiel aus der Technik Gleichgültig, welche Frequenz f_M die umzusetzende

der Rundfunkempfänger bekannt (DE-AS 23 63 387). Spannung hat, beträgt die Grenzfrequenz des Tiefpas-

Es besteht dort aus einem N-Pfad-Filter, dessen Mit- 65 ses 7 immer 1,28 · 4/· Sie läuft also.mit, wenn die umzutenfrequenz durch eine Taktfrequenz steuerbar ist. Die setzende Spannung eine durch Wobbein erzeugte Span-Taktfrequenz wird von einem spannungsgesteuerten nung ist.
Oszillator abgenommen, dessen Frequenz durch Pha- Die dem Eingang 22 des PLL-Schaltkreises 2 züge-