DE2604925C2

DE2604925C2 - Schaltungsanordnung mit einem Präzisionsmodulator

Info

Publication number: DE2604925C2
Application number: DE19762604925
Authority: DE
Inventors: Helmut Dipl.-Ing. 7800 Freiburg Leist
Original assignee: Hellige GmbH
Current assignee: GE Medical Systems Information Technologies GmbH
Priority date: 1976-02-09
Filing date: 1976-02-09
Publication date: 1982-04-01
Also published as: DE2604925A1

Description

C/a-i ^- U_n: U_K2 = -& U_n,-

Un =

C,

Mit Up = U_n und U_K2 = U_n folgen daraus die Schaltzeiten

η π

T. = Γ P 121 . ^u"i

T, = C₁R, ^-

U_n,

U_n,

Nach der Übertragungsstrecke S bringt ein zweiter Komparator K₂ das Signal auf definierte Potentialwerte. Dieser Komparator K₂, der aus einer bekannten Anordnung eines Eingangswiderstandes Ra, eines Operationsverstärkers Vj und eines Rückkopplungswiderstandes /?5 besteht, arbeitet infolge des Widerstan des /?5 ebenfalls mit Schalthysterese.

Durch Tiefpaßintegration wird das Ausgangssignal des Komparators K₂ demoduliert. 1st U,i die Ausgangsspannung des empfängerseitigen Komparators K₂. so ergibt sich für die Ausgangsspannung U₂ am Tiefpaß Rj, C,

T₁ + T,

= ^—-f U,,

' 1 ⁺ 1:

mit //„ = ¹TU₁₁ Tür ; < Ί]
mit ;//, = -U₁, für 7", < / < I)

Setzt man die oben berechneten Werte für Ί] und T_: ein. so erhält man für die Ausgangsspannung U_::

d. h., die Ausgangsspannung U₂ ist proportional zur Eingangsspannung U\. Sie ist unabhängig von Toleranzen und Driften der Widerstände und der Kondensatoren, da die Spannungen Uj und Um, die charakteristischen Ausgangsspannungen der Komparatoren durch entsprechende Schaltungsmaßnahmen wie Referenzdioden, C-MOS-Bausteine usw.. wie noch zu beschreiben, stabilisiert bzw. driftfrei gehalten werden.

F i g. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel die Grundschaltung nach Fig. 1.

Der Ausgang des sendeseitigen Komparators V₂ ist über eine Diode D=, mit einem Feldeffekttransistor Ti verbunden. Er gestattet definieite und stabilisierte Spannungen am Integratoreingang wirksam werden zu lassen. Der Feldeffekttransistor T\ schaltet im leitenden Zustand die durch die Zenerdiode D₂ stabilisierte Spannung über den Widerstand R] bzw. im sperrenden Zustand die durch die Zenerdiode D, stabilisierte Spannung über die Widerstände R] und R\ an den invertierenden Eingang des Integrators Vi. Die Meßspannung muß sich in dem durch die Dioden D, und D₂ vorgegebenen Spannungsbereich bewegen. Die C'bertragungsstrecke ist bei dieser Schaltungsanordnung nicht invertierend. Empfangsseitig ist eine entsprechende Schaltung mit dem Feldeffekttransistor 7": und den Zenerdioden D₁ und Dt vorgesehen, die im Takt des modulierten Signals abwechselnd die stabilisierten Spannungen an den Tiefpaß RtCt legen. Durch die Schaitungsanordnungen mit den Feldeffekttransistoren T und T₂ werden die Eingangsspannungen des Integrators ( ± Ur,) und des Tiefpasses (± Ud) unabhängig von der Drift der Ausgangssättigungsspannungen der Komparatoren K\ und K₂.

In einer anderen Ausführung (Fig. 3) werden die Spannungen am integrator- und am Tiefpaßeingang durch die Ausgangsspannungen von C-MOS-Invertern Z\ und Z2 bestimmt.

Der Ausgang des Komparators V₂ ist mit dem Eingang des Inverters Zi und dessen Ausgang mit den Rückkopplungswiderständen /?i und /?₃ verbunden. Der Inverter Z₂ ist zwischen den Ausgang des Verstärkers V3 und den Eingang des Tiefpasses geschaltet Auch diese Schaltungsanordnung liefert definierte und von den Ausgangsspannungsdriften der Komparatoren V₂ und V₃ unabhängige Spannungen an die entsprechenden Eingänge.

Für die Übertragung des Signals über die Obertra- gungsstrecke 5 ist in Fig.3 ein Dualoptokoppler vorgesehen. Dieser besteht aus zwei Leuchtdioden D\ und Dj. die über die Widerstände R=, und Rt symmetrisch zum Ausgang des Komparators mit je einer der Speisespannungen U' und U verbunden sind und aus zwei Fototransistoren Γι und T₂, deren Kollektorspannungen je einen Eingang des Komparators Vj wirken.

Fig. 3a zeigt eine grundsätzlich gleiche Schaltungsanordnung wie F i g. 3; abweichend davon hat sie jedoch einen einzigen Optokoppler' Di, Ti. Um für die Speisespannungen U* und U' eine konstante Last zu erzeugen, ist symmetrisch zur Leuchtdiode D₁ und zum Widerstand R^ eine Ausgleichslast, bestehend aus der Diode D₂ und dem Widerstand R_b, geschaltet.

F i g. 4 zeigt sendeseitig die gleiche Schaltungsanordnung wie F i g. 3. Empfangsseitig wirkt jedoch das von den Fototransistoren Ti und T₂ verstärkte Signal auf je einen Eingang eines Set-Reset-Flipflops Z₂, Zj. Dieses Flipflop kann entweder aus NAND- oder NOR-Gattern bestehen. Bei dieser .Anordnung kann ggf. der empfangsseilige Komparator entfallen. Zwar ist die Scnaltgeschwindigkeit der Fototransistoren in diesem Ausführungsbeispiel gering, jedoch wird stets die gleiche Pulsflanke zum Schalten verwendet, so daß sich in beiden Übertragungszweigen gleiche Verzögerungszeiten einstellen.

Fig. 4a zeigt eine Empfängerschaltung für höhere Schaltgeschwindigkeiten. Bei dieser Schaltungsanordnung muß der Fototransistor Ti' seine Kollektor-Basis-Kapazität nur noch über den Emitter-Ausgangswiderstand des Transistors Tz, der in Basisschaltung angeordnet ist, umladen. Diese an sich bekannte Kaskadenschaltung ist für sehr hohe Frequenzen geeignet. Am Spannungsteiler R₇ZRg fällt eine dem Emitterstrom des Transistors T₃ entsprechende Spannung ab, die den Transistor T₄ schaltet. Die Diode Di erzeugt ein Referenzpotential für die Spannungsversorgung der Transistoren Tjund Ta.

Die beiden Fototransistoren Ti und Ti in F i g. 4 und 3 bzw. den Fototransistor Ti in Fig. 3a können zur Erhöhung der Schaltgeschwindigkeit durch je eine Anordnung nach F i g. 4a ersetzt werden.

F i g. 5 zeigt eine Abwandlung der Schaltung nach Fig.3, iiiueiii äucii sendeseiug das gemäß Fig.4 benutzte Prinzip des Umschaltens eines RS-Flipflops Zi, Zt, benutzt wird, vorzugsweise für langsam ansteigende bzw. abfallende Schaltflanken am Ausgang des Komparators V₂. Auch hier sind Optokoppler vorgesehen. Den Fototransistoren Γι und Ty ist zur Erzeugung steilerer Schaltflanken je ein Transistor (Tj, Ti) in Basisschaltung, wie in F i g. 4a gezeigt, nachgeschaltet.

Die F i g. 6 und 7 betreffen eine andere Lösung des Problems. In diesen Ausführungsbeispielen wird das Tastverhältnis eines astabilen Multivibrators über von dem Meßsignal gesteuerte Konstantstromquellen verändert. Die Transistoren Tu. und Γι 2, die Kondensatoren Cn und Q₂ und die Widerstände Ä13, R^ der Schaltung gemäß F i g. 6 bilden einen an sich bekannten astabilen Multivibrator. Die Transistoren Tn und Tu

wirken zusammen mit den Widerständen Ru, R\2 als Konstantstromquellen. Die Meßspannung liegt an der Basis des einen Transistors Tn direkt und an der Basis des anderen Transistors Γη invertiert an (Ausgangsspannungen eines Differenzverstärkers). Hier gehen Driften der Widerstände und Kondensatoren nicht ein, solange die entsprechenden Bauteile gleich sind.

Für diese Schaltanordnung ergeben sich folgende Zeiten für Impulsdauer T) und Pulspausendauer Tp, für gleiche Widerstände Ru = Rn = R, gleiche Kondensatoren Cn = C|2 = Cund gleichen Kollektorspannungshub

Om - 0_ni = U₀₁₁₁:

υ- - u_Bh: + ι/,

J· _ "Mill I "

" {Γ -Übe- Ui

d. h. auch bei dieser Lösung des Problems ist sowohl Pulsdauer als auch die Pausendauer gegensinnig so von der Meßspannung abhängig, daß in diesem Anwendungsbeispiel das Meßsignal gemäß der Pulssymmetriemodulation umgewandelt wird.

Das übertragene Signal kann daher über einen einfachen Tiefpaß demoduliert werden; aber auch die Übertragungsarten und Demodulationen gemäß den F i g. 3,3a, 4 und 4a sind möglich.

F i g. 7 zeigt eine F i g. 6 entsprechende Anordnung, jedoch mit einem an sich bekannten emittergekoppelten astabilen Multivibrator.

In diesem Ausführungsbeispiel ergeben sich für Impulsdauer Ti und Pulspausendauer T_p entsprechende Zeiten wie im Ausführungsbeispiel nach F i g. 6.

Nach der Demodulation durch einen Tiefpaß erhält man wieder einen linearen Zusammenhang zwischen Ausgangsspannung L^und Meßspannung U\:

U, =

IT-U₁

U₁

'he

wobei Ud der Betrag der Amplitude des Demodulatorsignals ist; U_mi bleibt ohne Einfluß.

Die beschriebene Pulssymmetriemodulation eignet sich besonders für die telemetrische Übertragung von Signalen über geringe Distanzen, beispielsweise zur Kopplung eines potentialfreien, schwebenden Eingangs an ein netzgebundenes Gerät, wobei die zu übertragende Bandbreite von untergeordneter Bedeutung ist, jedoch höchste Anforderung an die Linearität und Driftfreiheit gestellt werden, bei gleichzeitig geringem Aufwand an Bauelementen. Signale von physiologisehen Meßwerten, die von Probanden oder Tieren abgenommen werden, um diagnostische bzw. medizinisch verwertbare Aussagen zu erhalten, sind besonders geeignet für die Übertragung mit der beschriebenen Modulation.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung mit einem Präzisionsmodulator zur Umwandlung einer niederfrequenten ι Meßspannung in eine impulsförmige Spannung mit einem Präzisionsdemodulator zur Rückgewinnung einer zur Meßspannung proportionalen Ausgangsspannung, gekennzeichnet auf der Sendeseite durch in

— einen aus einem Differenzverstärker (V\) bestehenden Integrator (I), an dessen nichtinvertierendem Eingang die steuernde Meßspannung (Ut) anliegt und dessen Ausgang mit seinem invertierenden Eingang über einen Γι Kondensator (C]) rückgekoppelt ist, und

— einen an den Ausgang des Integrators (I) angeschlossenen, aus einem Differenzverstärker (V₂) bestehenden Komparator (K]) mit Schalthysterese zur Unterdrückung von während der Umschaltphase an seinem Ausgang im Signalnulldurchgang entstehenden Störungen, der zur Pulsformung mit einer bestimmten Spannungsdifferenz zwischen zwei Umschaltpegeln + £/_mund — U_m arbeitet, dessen Ausgang 2ϊ mit dem invertierenden Eingang des Integrators (I bzw. V]) über einen Widerstand (R\) rückgekoppelt ist, so daß der Integrator (I) und der Komparator (K]) zusammen als ein Dreieck-Rechteck-Generator mit Pulssymme- so trie-Modulation wirken, indem sowohl die Pulsdauer (mit der Pulsamplitude + U_m) als auch die Pulspause (mit der Amplitude — U_n,) im umgekehrten Verhältnis zur Amplitude des Eingangssignals (U]) steuerbar sind;

und auf der Empfängerseite durch

— einen nach der Übertragungsstrecke (S) folgenden, aus einem Differenzverstärker (V3) bestehenden, zwischen zwei festen Ausgangsamplituden + Ud und — Ud arbeitenden Komparator (K₂) mit Schalthysterese sowie

— einen an den Ausgang des Komparators (K₂ bzw. V₃) angeschlossenen Tiefpaß (Rt, Ct), der an seinem Ausgang ein zum Eingangssignal (U]) formgetreues Ausgangssignal (Ut) liefert.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der invertierende Eingang des ersten Komparators (K] bzw. V₂) auf Null liegt und daß sein Ausgang über einen Widerstand (RJ) mit seinem nicht invertierenden Eingang verbunden ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der nach der Übertragungsstrecke (S) folgende Komparator aus einem Operationsverstärker (V3) besteht, dessen Ausgang über einen Widerstand (R5) mit seinem nicht invertierenden Eingang verbunden ist (F i g. 1).

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch sende- und empfangsseitig je zwei zur Eingabe einer positiven und negativen Referenzspannung dienende Dioden (D], D₂ bzw. Lh, O») im Rückkopplungszweig vom Komparator (K]) zum Integrator (I)bzw. im Demodulatoreingang sowie durch die Verwendung je eines Feldeffekttransistors (T] bzw. T₂) als sende- bzw. empfangsseitiger Schalter (F i g. 2).

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß sende- und empfangsseitig je ein C-MOS-Inverter (Z], Z₂) als Schalter vorgesehen ist (F i g. 3).

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der sendeseitige Komparator (V₂) einen nicht invertierenden und einen invertierenden Ausgang aufweist, die jeweils auf je einen Eingang eines /iS-Flip-Flops, bestehend aus C-MOS-NAND- oder -NOR-Gattern (Z], Z₄) geschaltet sind, dessen einer Ausgang über einen Widerstand (R]) mit dem invertierenden Eingang des Integrators (V]) und dessen anderer Ausgang über einen weiteren Widerstand (R3) mit dem nicht invertierenden Eingang des Komparators (V₂) verbunden ist (F i g. 5).

7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der sendeseitige Komparator zwei Sendestufen im Gegentakt betreibt und empfangsseitig die übertragenen Signale jeweils auf einen der beiden Differenzeingänge des empfangsseitigen Komparators einwirken (F i g. 3,4,5).

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die im Gegentakt übertragenen Signale ein Set-Reset-Flip-Flop (Z₂, Z₃) schalten, dessen Ausgänge mit je einer Demodulatorschaltung verbunden sind (F i g. 4).

9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß das modulierte Signal unter Verwendung mindestens eines Optokopplers über die Übertragungsstrecke (^übertragen wird (F i g. 3,3a).

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Optokoppler jeweils aus einer Leuchtdiode (D\ bzw. D₂), einem Vorwiderstand (Ri bzw. R₆) und einem Fototransistor (T₁ bzw. T₂) in Emitterschaltung (Kollektorwiderstand R? bzw. Rs) bestehen (F i g. 4).

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Fototransistor (T]) über eine seiner Ausgangselektroden mit einem weiteren Transistor (T3) in Basisschaltung zur Erhöhung der Schallgeschwindigkeit verbunden ist (F ig. 4a).

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß ein konstantstromgesteuerter astabiler Multivibrator die Meßspannung (U]) moduliert, indem diese an ^iner von zwei Konstantstromquellen direkt und an der anderen invertiert (— U]) anliegt und daß ein Tiefpaß das übertragene Signal demoduliert (F i g. 6).

13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der astabile Multivibrator aus einer an sich bekannten symmetrischen oder emittergekoppelten Anordnung von zwei Transistoren (Tn, T]₂), Kondensatoren (Qn Qi bzw. C) und Widerständen (Ri₃, Ä_M, R_u', R_i4', R,s) und eventuell einer Referenzdiode (D) besteht (F i g. 6 und 7).

14. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 12 und 13, dadurch gekennzeichnet, daß die vom Meßsignal gesteuerten Stromquellen (T\3, Rn bzw. Tu, R]]) das Tastverhältnis des astabilen Multivibrators beeinflussen.

15. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Demodulator aus einem einfachen /?C-Tiefpaß (Rt, Ct) besteht.

16. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprü-

ehe 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Demodulator aus einem aktiven oder passiven Tiefpaß erster oder höherer Ordnung besteht.

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung mit einem Präzisionsmodulator nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1, der eine niederfrequente Meßspannung in eine impulsförmige Spannung umwandelt, und einem Demodulator zur Rückgewinnung einer zur Meßspannung proportionalen Ausgangsspannung.

Für die störungsfreie Übertragung von niederfrequenten, sehr kleinen Spannungs- oder Stromschwankungen über Übertragungsstrecken, deren Sende- und Empfangsteile auf unterschiedlichen Bezugspotentialen liegen können, sind solche Modulations- und Demodulationsschaltungen von praktischer Bedeutung.

Bisher sind hauptsächlich Frequenz-, Pulsdauer- und Pulsintervallmodulatoren in Gebrauch. Nachteile dieser Verfahren sind bei hoher Linearitätsanforderung die relativ aufwendigen Schaltungen mit einer größeren Anzahl von Bauelementen, die zur Drift beitragen.

Aus der DE-OS 20 57 856 ist eine Schaltungsanordnung zur Umwandlung einer elektrischen Spannung in eine der Spannung proportionale Frequenz bekannt, in der ein Integrator und ein Komparator eingesetzt sind. Liegt am Eingang der bekannten Schaltung ein Steuersignal an, so entsteht an deren Ausgang ein Signa! mit unsymmetrischem, sägezahnförmigem Verlauf. Liegt ein Steuersignal nicht an, so steht am Schaltungsausgang eine konstante Spannung an. Eine zugehörige Demodulatorschaltung ist nicht beschrieben.

Aus der schweizerischen Patentschrift 5 52 857 ist eine Signalübertragungsvorrichtung mit einem optoelektronischen Koppelglied bekannt, bei der der Ausgang der Signalauswerteeinrichtung über eine nichtlineare Rückkopplung den Eingang des Lichtempfängers beeinflußt.

Beide Schaltungsanordnungen arbeiten nicht mit symmetrischen Spannungsimpulsen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine lineare Übertragungseinrichtung für zeitlich veränderbare Signale wechselnder Polarität zu schaffen, deren Sende- und Empfangsteile auf verschiedenen Bezugspotentialen liegen können.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst. Die Vorteile des beanspruchten Modulationsprinzips sind demgegenüber die einfache Demodulation mittels eines Tiefpaßfilters und der Umstand, daß die Toleranzen und die Driften der Widerstände und Kondensatoren keinen Einfluß auf die Genauigkeit der Übertragung haben. Die:, wird vor allem mittels einer Modulationsart erreicht, bei der sowohl die Impulsdauer als auch die Pausendauer eines Rechtecksignals gegensinnig von einer Meßspannung gesteuert werden. Dieses Verfahren der Modulation sei Pulssymmetriemodulation genannt.

Die Erfindung und vorteilhafte Weiterbildungen werden nachfolgend unter Bezug auf die Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 die erfindungsgemäße Grundschaltung,

F i g. 2 eine Ausführung mit Feldeffekttransistoren,

F i g. 3 eine Ausführung mit linearem Übertragungsverhalten mit Optokopplern für die Übertragung,

F i g. 3a eine vereinfachte Optokoppleranordnung nach F i g. 3,

Fig.4 eine Ausführung mit einem empfangsseitig angeordneten Set-Reset-Flipflop für die Übertragung mit größeren Verzögerungs- und/oder Schaltzeiten,

F i g. 4a eine Ausführung des Fotodetektors mit hoher Empfindlichkeit und kleinen Schaltzeiten,

Fig.5 eine Ausführung mit einem sendeseitig angeordneten Set-Reset-Flipflop,

F i g. 6 eine Ausführung mit .einem konstantstromgesteuerten astabilen Multivibrator und

F i g. 7 eine Ausführung mit einem emittergekoppelten Multivibrator.

Die erfindungsgemäße Grundschaltung wird anhand von Fig. 1 erläutert. Ein Integrator /, der in bekannter Anordnung aus einem Differenzverstärker Vi und einem Rückkopplungskondensator Ci besteht, ist mit einer bekannten Komparatorschaltung Ku bestehend aus einem Operationsverstärker V₂ und den Widerständen R₂, /?3, verbunden. Der invertierende Eingang des Verstärkers Vj liegt auf Null, sein Ausgang ist über den Widerstand Ri mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers Vl rückgekoppelt. Diese rückgekoppelte Spannung wird am Ausgang des Verstärkers V, integriert. Nach Erreichen der Ausschaltspannung des Komparator K\ schaltet dessen Ausgang von der positiven Aussteuerspannung (+U_m) auf die negative Aussteuerspannung (— U_m)um, so daß am invertierenden Eingang des Integrators / eine negative Spannung liegt. Am Ausgang des Integrators / nimmt nan die Spannung linear zu bis zum Erreichen der Einschaltspannung, die den Komparator K\ auf die positive Aussteuerspannung (+ Um) umschalten läßt.

Der Integrator / wirkt in dieser Anordnung als Dreieckgenerator, der vom Komparator Ki gesteuert wird. Durch die Rückkopplung von Integrator / und Komparator Ki stellt diese Schaltungsanordnung einen Dreieck-Rechteck-Generator dar. Die am nicht invertierenden Eingang des Verstärkers Vi anliegende Meßspannung U\ steuert die Steilheit der Ausgangsspannung des Integrators / und damit die Schaltzeiten des Komparators Ku

Zur Unterdrückung von Störungen, die beispielsweise während der Umschaltphase des Komparators K\ im Signalnulldurchgang an dessen Ausgang entstehen können, besitzt der Komparator K\ Hystereseverhalten. Die Schalthysterese wird durch den vom Ausgang des Komparators K\ auf den nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers V2 geschalteten Rückkopplungswiderstand A3 erzeugt.

Im Zeitpunkt des Einschalten des Komparators K\ ist die Einschaltspannung Uk 1 des Komparators K\ gleich der Spannung Un am Integratorausgang; das Entsprechende gilt für den Ausschaltzeitpunkt (Uk 2, U₁₂).