JP4972583B2 - インバータ及び偏磁抑制方法 - Google Patents

Description

本発明は、インバータの出力に接続される誘導性負荷に発生する偏磁の抑制に好適なインバータ及び偏磁抑制方法に関する。

電源装置やモーターの駆動制御装置のインバータに、変圧器やモーター等の誘導性負荷が接続される場合がある。例えば、電源装置では、インバータと負荷との間に絶縁のための変圧器が接続され、モーターの駆動制御装置では、インバータの出力に誘導電動機が接続される。ここで、理想的なインバータならば、変圧器や誘導電動機に印加される電圧は正極性側と負極性側で均衡しており、その積分値は０であるが、実際にはインバータを構成しているスイッチング素子のオン電圧のばらつき、駆動回路からの制御信号のタイミングのばらつき等によって、印加される電圧が不均衡となる。電圧が不均衡になると、変圧器や誘導電動機の鉄心が偏磁してリアクタンスが減少し、過電流が発生して制御不能になる可能性がある。

このような問題を解決するものとして、例えば、特許文献１，２がある。特許文献１では、スイッチング素子と駆動回路との間にパルス振分け回路を設け、各スイッチング素子の駆動パルスが同じ駆動回路から出力されるように構成して、駆動パルスの幅の偏りをなくすことで変圧器の偏磁を抑制している。また、特許文献２では、変圧器の１次巻線と直列に抵抗器を挿入し、インバータの出力電圧の偏差成分に基づき１次巻線に流入する電流を抑制することで、変圧器の偏磁を抑制している。

特開２００６−２６２６８３号公報 特開平８−３４０６７９号公報

しかし、特許文献１では、確実に偏磁を検出して抑制することは可能であるが、偏磁検出のための電流又は電圧の検出回路やそれらの積分回路といった主回路とは別の回路が必要となる。また、特許文献２では、抵抗器が必要となり、さらに、抵抗器で無駄な電力を消費することになる。

本発明は、インバータの出力に接続される誘導性負荷の偏磁を、特別な回路を設けることなく抑制するインバータを提供することを目的とする。

上記の課題を解決するため、本発明のインバータは、還流ダイオードが並列接続されたスイッチ素子又は還流ダイオード特性を備えたスイッチ素子を用いて構成されたインバータ回路と、設定された周波数に基づいて前記スイッチ素子をオンオフ制御する制御回路とを備えるインバータにおいて、制御回路は、インバータ回路から電圧パルスが出力された直後に全てのスイッチ素子を一定期間オフすることを特徴とする
本発明によれば、全てのスイッチ素子を一定の間オフする期間（以下「スイッチオフ期間」という。）中は、還流ダイオードを通じて、インバータの負荷にスイッチオフ期間前と逆向きの電圧が発生する。この電圧により、スイッチオフ期間前に発生した励磁の偏りを抑制する。このようなスイッチオフ期間をインバータ回路から電圧パルスが出力された直後に設けることにより、負荷に発生する偏磁を抑制できる。なお、電圧パルスが出力された直後とは、電圧パルスが立ち下がった直後である。また、スイッチオフ期間中に、インバータの入力に接続されている直流電源等に電流が戻ることで、効率が向上する。

この場合において、インバータの負荷を誘導性負荷とし、その誘導性負荷が変圧器であり、その変圧器の出力に複数のダイオードをブリッジ接続してなるコンバータを接続して構成することもできる。

これによれば、スイッチオフ期間中は、還流ダイオードを通じて、変圧器の１次巻線にスイッチオフ期間前と逆向きの電圧が発生する。これにより、変圧器の鉄心の励磁の偏りを抑制することができる。

本発明のインバータによれば、インバータの出力に接続される誘導性負荷の偏磁を、特別な回路を設けることなく抑制することができる。

以下、本発明のインバータの実施形態について図面を参照して説明する。

図１に、本発明のインバータの負荷に変圧器を適用してなる実施形態の回路構成図を示す。図１に示す回路は、交流電源１０と、交流電源１０の出力に接続されダイオードをブリッジ接続してなるコンバータ１２と、コンバータ１２の直流出力に並列接続された平滑コンデンサ１４と、平滑コンデンサ１４により平滑された直流出力に並列接続されたインバータ１と、インバータ１の交流出力に接続された変圧器１６と、変圧器１６の交流出力に接続されダイオードをブリッジ接続してなるコンバータ１８と、コンバータ１８の直流出力に接続され直流出力の脈流を抑えるインダクタ２０と、インダクタ２０の直流出力に接続され、コンバータ１８に並列接続された平滑コンデンサ２２と、平滑コンデンサ２２により平滑された直流出力に並列接続された負荷とを備えて構成されている。インバータ１は、インバータ回路２と、設定された周波数に基づいてインバータ回路２を駆動させるための駆動パルスを生成し、インバータ回路２を駆動させる制御回路３とを備えて構成されている。インバータ回路２は、スイッチ素子４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄに、それぞれ還流ダイオード５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄが並列に接続され、４ａと４ｃとが直列接続されてＡ相アームとなり、４ｂと４ｄとが直列接続されてＢ相アームとなり、各アームは並列接続され、各アームの各スイッチ素子同士の接続点をブリッジ接続して構成されている。スイッチ素子４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄは、ＩＧＢＴであるが、ＭＯＳＦＥＴを用いてもよく、ＭＯＳＦＥＴは還流ダイオードを内蔵するため、還流ダイオード特性を備えている。

図２は、インバータ回路２のスイッチ素子４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄの駆動パルスと、変圧器１６の２次側出力電圧についてのタイミングを示したもので、従来技術である。これらの駆動パルスは、制御回路３で、設定電圧の指令信号と周波数が一定の三角波信号とを比較する三角波比較法により生成される。図２に示すように、図１の各アームの上側のスイッチ素子と、各アームの下側のスイッチ素子が、相互に逆のオンオフ駆動を行う。これらは共にＤｕｔｙ５０％で行う。制御回路３は、設定電圧の指令信号が負の極性ならば、スイッチ素子４ｂ、４ｃをオンさせて変圧器１６の２次側に負の電圧を出力し、設定電圧の指令信号が正の極性ならば、スイッチ素子４ａ、４ｄをオンさせて変圧器１６の２次側に正の電圧を出力する。なお、Ａ相アームのオンオフ駆動と、Ｂ相アームのオンオフ駆動との位相をずらすことで、変圧器１６の２次側に正負方形波電圧を出力するこの方式をフェーズシフト方式という。

図３は、本発明の特徴である変圧器１６の偏磁を抑制するためのスイッチオフ信号と、インバータ回路２のスイッチ素子４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄの駆動パルス、変圧器１６の２次側出力電圧についてのタイミングを示したものである。なお、スイッチオフ信号はスイッチオフ期間に出力される信号である。制御回路３は、インバータ１が設定電圧を出力するようにスイッチ素子４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄを駆動させ、電圧パルスを出力した直後に全てのスイッチ素子４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄをオフするスイッチオフ信号を出力するように構成されている。なお、電圧パルスを出力した直後とは、後述するＣ期間、Ｅ期間直後である。図３に示すように、スイッチオフ信号が出力されている間は、変圧器１６の２次側に電圧は出力しない。このスイッチオフ期間は、例えば、スイッチング周期を２０ｋＨｚとすると、１０μｓ程度である。

このように構成される本実施形態の動作について、図３乃至７を参照して説明する。なお、図４乃至７は、インバータ回路２において、図３でのＣ、Ｄ、Ｅ、Ｆ期間での電流の流れと変圧器１６の出力電圧の方向を示したものである。

図３のＣ期間では、Ａ相アームのスイッチ素子４ｃとＢ相アームのスイッチ素子４ｂがオン、Ａ相アームのスイッチ素子４ａとＢ相アームのスイッチ素子４ｄがオフの状態で、変圧器１６の２次側に負の方形波電圧が出力する。この時、励磁電流は図４に示すように、スイッチ素子４ｂから変圧器１６の１次巻線を通り、スイッチ素子４ｃを流れる。なお、変圧器１６の１次側に印加される電圧は、図４に示すように、励磁電流とは逆向きの方向である。

図３のＤ期間は、従来であれば図２に示すように、Ａ相アームのスイッチ素子４ｃとＢ相アームのスイッチ素子４ｄがオン、Ａ相アームのスイッチ素子４ａとＢ相アームのスイッチ素子４ｂがオフの状態であり、変圧器１６の２次側に電圧が出力しない。なお、本実施形態で説明するフェーズシフト方式に限らず、従来は、インバータのスイッチ素子はいずれかが必ずオンしており、全てのスイッチ素子がオフする期間は存在しなかった。本発明では図３に示すようなスイッチオフ信号により、全スイッチ素子４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄをオフする期間を設ける。すなわち、インバータ１が負の方形波電圧を出力したＣ期間直後のＤ期間はスイッチオフ期間である。図３の網掛けをされた部分が、スイッチオフ信号によりオフ状態となり、Ｄ期間では、スイッチ４ｃ、４ｄがオフ状態となる。この時、電流は図５に示すように、還流ダイオード５ｄから変圧器１６の１次巻線を通り、還流ダイオード５ａを流れて平滑コンデンサ１４側に戻る。変圧器１６に印加される電圧は図５に示すように、図４の時とは逆向きとなり、変圧器１６の磁束の偏りを抑制する。

図３のＥ期間は、Ｃ期間とは各アームの上下を逆にした動作をする。Ａ相アームのスイッチ素子４ａとＢ相アームのスイッチ素子４ｄがオン、Ａ相アームのスイッチ素子４ｃとＢ相アームのスイッチ素子４ｂがオフの状態で、変圧器１６の２次側に正の方形波電圧が出力する。この時、励磁電流は図６に示すように、スイッチ素子４ａから変圧器１６の１次巻線を通り、スイッチ素子４ｄを流れる。変圧器１６に印加される電圧は、図６に示すように、励磁電流とは逆向きの方向である。

図３のＦ期間は、Ｄ期間とは各アームの上下を逆にした動作をする。Ｄ期間と同様に、従来であればスイッチ素子４ａとスイッチ素子４ｂがオン、スイッチ素子４ｃとスイッチ素子４ｄがオフの状態で、変圧器１６の２次側に電圧が出力しない。この期間にＤ期間と同様のスイッチオフ信号により、全スイッチ素子４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄをオフとする。すなわち、インバータ１が正の方形波電圧を出力したＥ期間直後のＦ期間もまたスイッチオフ期間である。図３の網掛けをされた部分が、スイッチオフ信号によりオフ状態となり、Ｆ期間では、スイッチ４ａ、４ｂがオフ状態となる。この時、電流は図７に示すように、還流ダイオード５ｃから変圧器の1次巻線を通り、還流ダイオード５ｂを流れて平滑コンデンサ１４側に戻る。変圧器１６に印加される電圧は図７に示すように、図６の時とは逆向きとなり、変圧器１６の磁束の偏りを抑制する。以降、期間Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆを、周期的に繰り返して行う。

以上説明したように、本実施形態のインバータ１によれば、スイッチオフ期間中は、還流ダイオードを通じて、変圧器１６にスイッチオフ期間前と逆向きの電圧が発生する。すなわち、図３のＣ期間、インバータ１が電圧パルスを出力した直後のスイッチオフ期間であるＤ期間は、電流は、還流ダイオード５ｄから変圧器１６の１次巻線を通り、還流ダイオード５ａを流れて平滑コンデンサ１４側に戻る。変圧器１６に印加される電圧は、Ｃ期間と逆向きとなり、変圧器１６の鉄心の励磁の偏りを抑制することができる。図３のＥ期間、インバータ１が電圧パルスを出力した直後のスイッチオフ期間であるＦ期間は、電流は、還流ダイオード５ｃから変圧器１６の１次巻線を通り、還流ダイオード５ｂを流れて平滑コンデンサ１４側に戻る。変圧器１６に印加される電圧は、Ｅ期間と逆向きとなり、変圧器１６の鉄心の励磁の偏りを抑制することができる。また、Ｄ、Ｆ両期間で電流が平滑コンデンサ１４側に戻ることで、変換器としての効率を向上させることができる。

なお、本実施形態においては、単相の場合について説明したが、三相の場合でも本発明を適用できる。また、インバータ１の駆動方式で、フェーズシフト方式について説明したが、本発明はこれに限らず、異なる方式でも適用できる。また、インバータ１の誘導性負荷として変圧器１６を適用した場合について説明したが、モーター等の誘導性負荷を適用してもよい。

本実施形態の回路構成図である。 インバータ回路を駆動するパルスと、変圧器の２次側出力電圧についてのタイミングを示す図である。 インバータ回路を駆動するパルスと、変圧器の２次側出力電圧と、スイッチオフ信号についてのタイミングを示す図である。 スイッチ４ｂとスイッチ４ｃをオンしたときの電流の流れを示す図である。 図４の後のスイッチオフ期間の電流の流れを示す図である。 スイッチ４ａとスイッチ４ｄをオンしたときの電流の流れを示す図である。 図６の後のスイッチオフ期間の電流の流れを示す図である。

符号の説明

１ インバータ
２ インバータ回路
３ 制御回路
４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ スイッチ素子
５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ 還流ダイオード
１６ 変圧器

Claims (4)

1. 還流ダイオードが並列接続されたスイッチ素子又は還流ダイオード特性を備えたスイッチ素子を用いて構成されたインバータ回路と、設定された周波数に基づいて前記スイッチ素子をオンオフ制御する制御回路とを備えるインバータにおいて、
   前記制御回路は、前記インバータ回路から電圧パルスが出力された直後に全ての前記スイッチ素子を一定期間オフすることを特徴とするインバータ。
2. 前記インバータ回路の負荷は誘導性負荷であることを特徴とする請求項１に記載のインバータ。
3. 前記誘導性負荷が変圧器であり、該変圧器の出力に複数のダイオードをブリッジ接続してなるコンバータが接続されてなる請求項２に記載のインバータ。
4. 還流ダイオードが並列接続されたスイッチ素子又は還流ダイオード特性を備えたスイッチ素子を用いて構成され、設定された周波数に基づいて前記スイッチ素子をオンオフ制御する制御回路を備え、出力に誘導性負荷が接続されたインバータにおいて、
   前記インバータが電圧パルスを出力した直後に全ての前記スイッチ素子を一定期間オフして前記誘導性負荷の偏磁を抑制することを特徴とする偏磁抑制方法。
   

Images