JPS63171162A - Ｄｃ−ｄｃコンバ−タの駆動バルス発生方法 - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバ−タの駆動バルス発生方法Info
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- JPS63171162A JPS63171162A JP138487A JP138487A JPS63171162A JP S63171162 A JPS63171162 A JP S63171162A JP 138487 A JP138487 A JP 138487A JP 138487 A JP138487 A JP 138487A JP S63171162 A JPS63171162 A JP S63171162A
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- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims abstract description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 9
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 4
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- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
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- 235000017317 Fortunella Nutrition 0.000 description 1
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Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はプッシュプル、ハーフブリッジ、フルブリッジ
型などの複数のスイッチング素子を有−ｊルＤ Ｃ−Ｄ
Ｃコンバータのパルス幅制御回路に適用され、一方（
スレイブＩｌｌ］）への駆動パルス全他方（イスタ側）
への駆動パルスから発生させ追従させる、前記ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの駆動パルス発生方法に関する。
型などの複数のスイッチング素子を有−ｊルＤ Ｃ−Ｄ
Ｃコンバータのパルス幅制御回路に適用され、一方（
スレイブＩｌｌ］）への駆動パルス全他方（イスタ側）
への駆動パルスから発生させ追従させる、前記ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの駆動パルス発生方法に関する。
インダクタと電力変換用変成器を含む半導体スイッチン
グ素子群との直列回路全直流入力電源に並列に接続し、
前記変成器の２次側回路は、コンデンサインプット型整
流回路で構成された昇降圧ＷＤＣ−ＤＣコンバータに於
て、前記変成器の１次巻線に入力電圧より高い電圧を印
加させるためには前記インダクタ全実質的に短絡的に結
合することにより該インダクタにエネルギを蓄えると共
に、そのエネルギを２次側回路に放出する昇圧動作モー
ド（デユーティ比≧黄）金柑いることが必要になる〇一
方、前記変成器の１次巻線に入力電圧よりも低い電圧會
印加させるためには前記インダクタと２次側回路を継続
的に開閉して、閉の期間に該インダクタに蓄えたエネル
ギ全開の期間に前記直流人力′電蝕に金柑いることが必
要になる。従って、前記変成器の１次巻線へ前記直流入
力電源電圧より高い電圧と低い電圧の両方上絵′＠、す
るためにはデユーティが１／２以下から１／２以上筐で
に変化することができる駆動パルス発生方法が必要にな
る。
グ素子群との直列回路全直流入力電源に並列に接続し、
前記変成器の２次側回路は、コンデンサインプット型整
流回路で構成された昇降圧ＷＤＣ−ＤＣコンバータに於
て、前記変成器の１次巻線に入力電圧より高い電圧を印
加させるためには前記インダクタ全実質的に短絡的に結
合することにより該インダクタにエネルギを蓄えると共
に、そのエネルギを２次側回路に放出する昇圧動作モー
ド（デユーティ比≧黄）金柑いることが必要になる〇一
方、前記変成器の１次巻線に入力電圧よりも低い電圧會
印加させるためには前記インダクタと２次側回路を継続
的に開閉して、閉の期間に該インダクタに蓄えたエネル
ギ全開の期間に前記直流人力′電蝕に金柑いることが必
要になる。従って、前記変成器の１次巻線へ前記直流入
力電源電圧より高い電圧と低い電圧の両方上絵′＠、す
るためにはデユーティが１／２以下から１／２以上筐で
に変化することができる駆動パルス発生方法が必要にな
る。
第６図は従来の駆動パルス幅発生方法を説明する為の図
である。
である。
第４図は第６図のタイムチャート図である０第６図に於
て、１はデユーティ比１／２の矩形波出力の基準発振器
、２〜５は微分回路、６はマスタ側のラッチ回路、７は
スレイプ１ｉｔ１１のラッテ回路、８は遅延回路、９は
マスタ側［の出力端子、１０はスレイブ側の出力端子で
ある０又、第４図ｇ ％ ｈは第３図内のａ −ｈに対
応したタイムチャート図である。
て、１はデユーティ比１／２の矩形波出力の基準発振器
、２〜５は微分回路、６はマスタ側のラッチ回路、７は
スレイプ１ｉｔ１１のラッテ回路、８は遅延回路、９は
マスタ側［の出力端子、１０はスレイブ側の出力端子で
ある０又、第４図ｇ ％ ｈは第３図内のａ −ｈに対
応したタイムチャート図である。
次に動作全説明する。基準発振器１の矩形波（第４図ｇ
に示−１）の立上りに同期して、微分回路２により、マ
スタ側のラッチ回路乙にオン信号（第４図すに示す）を
入力すると共に、Ａ。
に示−１）の立上りに同期して、微分回路２により、マ
スタ側のラッチ回路乙にオン信号（第４図すに示す）を
入力すると共に、Ａ。
Ｖ、 Ｒ等のオフ信号に同期して微分回路６によりマス
タ側のラッチ回路６にオフ信号（第４図Ｃに示す）を入
力する０ このようにして、ラッチ回路６の出力であるマスタ側の
出力端子９には基本となる矩形波（第４図ｆに示Ｔ）が
出力される〇一方、基準発振器１の矩形波（第４図ｇに
示す）の立下シに同期して微分回路４により、スレイブ
側のラッチ回路７にオン信号（第４図ｄに示Ｔ）ｋ入力
すると共に、マスタ側の出力端子９のオフに同期した遅
延回路８の発振器の動作周期全基準発振器１の動作周期
と等しく選ぶことにより Ｖ２周期遅延した信号（第４
図りに示す）全微分回路５を介してスレイブ側のラッチ
回路７にオフ信号（第４図ｅに示す）として入力する０
このようにしてラッチ回路７の出力であるスレイブ側の
出力端子１０には、マスタ側の出力端子９に出力される
基本となる矩形波（第４図ｆに示−ｊ）から１／２周期
位相のずれた矩形波（第４図ｇに示−ｊ）が出力するこ
ととなシ、パルス幅デユーティ比が０から１迄の範囲で
、スレイブ側への駆動パルスの幅をマスタ側への駆動パ
ルスの幅に等しくかつ周期が１／２周期ずれて追従させ
る事が出来る○ 〔発明が解決しようとする問題点〕 しかし、斯かる従来のパルス幅追従方法は、遅延回路８
が独立した回路であり遅延回路の発振器の動作周期が固
定であるため遅延させる時間が一定となる。従って、前
記昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの定電圧垂下時のよう
に、基準発振器１０周波数を変化させたい時には、
７２周期遅延せずスレイブ側への駆動パルスの幅をマス
タ側への駆動パルスの幅に等しくさせることができない
という欠点があった。
タ側のラッチ回路６にオフ信号（第４図Ｃに示す）を入
力する０ このようにして、ラッチ回路６の出力であるマスタ側の
出力端子９には基本となる矩形波（第４図ｆに示Ｔ）が
出力される〇一方、基準発振器１の矩形波（第４図ｇに
示す）の立下シに同期して微分回路４により、スレイブ
側のラッチ回路７にオン信号（第４図ｄに示Ｔ）ｋ入力
すると共に、マスタ側の出力端子９のオフに同期した遅
延回路８の発振器の動作周期全基準発振器１の動作周期
と等しく選ぶことにより Ｖ２周期遅延した信号（第４
図りに示す）全微分回路５を介してスレイブ側のラッチ
回路７にオフ信号（第４図ｅに示す）として入力する０
このようにしてラッチ回路７の出力であるスレイブ側の
出力端子１０には、マスタ側の出力端子９に出力される
基本となる矩形波（第４図ｆに示−ｊ）から１／２周期
位相のずれた矩形波（第４図ｇに示−ｊ）が出力するこ
ととなシ、パルス幅デユーティ比が０から１迄の範囲で
、スレイブ側への駆動パルスの幅をマスタ側への駆動パ
ルスの幅に等しくかつ周期が１／２周期ずれて追従させ
る事が出来る○ 〔発明が解決しようとする問題点〕 しかし、斯かる従来のパルス幅追従方法は、遅延回路８
が独立した回路であり遅延回路の発振器の動作周期が固
定であるため遅延させる時間が一定となる。従って、前
記昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの定電圧垂下時のよう
に、基準発振器１０周波数を変化させたい時には、
７２周期遅延せずスレイブ側への駆動パルスの幅をマス
タ側への駆動パルスの幅に等しくさせることができない
という欠点があった。
また、基準発振器１と遅延回路８の２個所に動作周期金
決める要素があるため、基準発振器１と遅延回路８には
、温度特性の良い特性の揃った部品音用いなければパル
ス幅に差が生じ、ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスに偏
励磁が生じるという欠点があり、この問題点をなくすに
は温度特性の良い特性の揃った部品を用いるため高価に
なるという問題があった０ 〔問題点全解決するための手段・作用〕本発明は、以上
の問題点全解決するために、ＤＣ−ＤＣコンバータの出
力検出電圧の基準電圧との偏差に応じた誤差信号出力を
、基準発振器の三角波出力とレベル比較して、マスタ側
への駆動パルスの幅を決定すると共に、前記三角波出力
の平均電圧レベルと等しい直流レベル電圧を基準として
上記誤差信号出力全増幅度１で反転させた反転誤差信号
出力を、上記基準発振器の三角波出力とレベル比較して
スレイブ側ノ（ルス幅を決定することによυ、パルス幅
デユーティ比がＯ〜１の範°囲で、スレイブ側への駆動
パルス幅が１／２周期位相がずれて、マスタ側への駆動
パルスの幅と等しくなり、簡易にマスタスレイブ出力波
形が得られ、かつ周波数が変化してもパルスの幅が等し
くかつ１／２周期位相がずれ追従すること’に％徴とす
る１）Ｃ−ＤＣコンバータの駆動パルス発生方法を提供
するものである。
決める要素があるため、基準発振器１と遅延回路８には
、温度特性の良い特性の揃った部品音用いなければパル
ス幅に差が生じ、ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスに偏
励磁が生じるという欠点があり、この問題点をなくすに
は温度特性の良い特性の揃った部品を用いるため高価に
なるという問題があった０ 〔問題点全解決するための手段・作用〕本発明は、以上
の問題点全解決するために、ＤＣ−ＤＣコンバータの出
力検出電圧の基準電圧との偏差に応じた誤差信号出力を
、基準発振器の三角波出力とレベル比較して、マスタ側
への駆動パルスの幅を決定すると共に、前記三角波出力
の平均電圧レベルと等しい直流レベル電圧を基準として
上記誤差信号出力全増幅度１で反転させた反転誤差信号
出力を、上記基準発振器の三角波出力とレベル比較して
スレイブ側ノ（ルス幅を決定することによυ、パルス幅
デユーティ比がＯ〜１の範°囲で、スレイブ側への駆動
パルス幅が１／２周期位相がずれて、マスタ側への駆動
パルスの幅と等しくなり、簡易にマスタスレイブ出力波
形が得られ、かつ周波数が変化してもパルスの幅が等し
くかつ１／２周期位相がずれ追従すること’に％徴とす
る１）Ｃ−ＤＣコンバータの駆動パルス発生方法を提供
するものである。
第１図、及び第２図は、本発明の一実施例全説明するた
めの図である。第１図にあ・いて、１１は誤差増幅器、
１２は増幅度１の反転増幅器、１６．１４は比較器、１
５は基準電圧、１６は基準発振器の三角波出力の平均電
圧と等しい直流レベル電圧、１７．１８は抵抗器である
。
めの図である。第１図にあ・いて、１１は誤差増幅器、
１２は増幅度１の反転増幅器、１６．１４は比較器、１
５は基準電圧、１６は基準発振器の三角波出力の平均電
圧と等しい直流レベル電圧、１７．１８は抵抗器である
。
次に動作全説明する。Ａ、 Ｖ、 Ｒ等の出力検出′電
圧を誤差増幅器１１で基準電圧１５と比較してその偏差
全増幅し、その誤差信号出力（第２図（（、ｌのａに示
す）全基準発振器１の三角波出力（第２図（イ）のｄに
示す）と比較器１６で比較して、三角波出力ｄの電圧が
誤差信号出力ａの′電圧よりも高い時、マスタ側の出力
端子９に第２図（ロ）に示すようなパルスが発生する。
圧を誤差増幅器１１で基準電圧１５と比較してその偏差
全増幅し、その誤差信号出力（第２図（（、ｌのａに示
す）全基準発振器１の三角波出力（第２図（イ）のｄに
示す）と比較器１６で比較して、三角波出力ｄの電圧が
誤差信号出力ａの′電圧よりも高い時、マスタ側の出力
端子９に第２図（ロ）に示すようなパルスが発生する。
このようにして、マスタ側の出力端子９には第２図（ロ
）に示すような基本となる矩形波が出力される。一方、
上記誤差信号出力ａを反転増幅器１２で、三角波出力ｄ
の平均電圧と等しい直流レベル電圧１６（第２図（イ）
のｂに示す）全基準として増幅度１で反転して、反転増
幅器１２の出力に第２図け）に示すような反転誤差信号
出力Ｃを得る。そして該誤差信号出力ｃｆ上記基準発振
器１の三角波出力ｄと比較器１４で比較して、三角波出
力ｄの電圧が反転誤差信号出力Ｃの電圧よりも低い時ス
レイブ側の出力端子１０に第２図（ハ）に示すようなパ
ルスが発生する。このようにして、スレイブ側の出力端
子１０には、マスタ側の出力端子９に出力される基本と
なる矩形波から１／２周期位相のずれた矩形波が出力し
、パルス幅デユーティ比が０から１の範囲でスレイブ側
へ駆動パルスの幅をマスタ側への駆動パルスの幅に１／
２周期ずれて等しく追従させることができる。しかも、
この場合は、簡単な方法であるに拘らず、動作周期及び
パルス幅デユーティ比を決める発振要素が基準発振器１
だけに有しているので、基準発振器１の発振周波数を変
化させても、スレイブ側への駆動パルスの幅はマスタ側
への駆動パルスの幅に等しくかつ１／２周期ずれて追従
する０更に、同様な理由で基準発振器１の抵抗器、コン
デンサ等の部品は、温度特性の揃った部品音用いる必要
がなく経済的であジ、ハイブリッドＩＣ化にも適する。
）に示すような基本となる矩形波が出力される。一方、
上記誤差信号出力ａを反転増幅器１２で、三角波出力ｄ
の平均電圧と等しい直流レベル電圧１６（第２図（イ）
のｂに示す）全基準として増幅度１で反転して、反転増
幅器１２の出力に第２図け）に示すような反転誤差信号
出力Ｃを得る。そして該誤差信号出力ｃｆ上記基準発振
器１の三角波出力ｄと比較器１４で比較して、三角波出
力ｄの電圧が反転誤差信号出力Ｃの電圧よりも低い時ス
レイブ側の出力端子１０に第２図（ハ）に示すようなパ
ルスが発生する。このようにして、スレイブ側の出力端
子１０には、マスタ側の出力端子９に出力される基本と
なる矩形波から１／２周期位相のずれた矩形波が出力し
、パルス幅デユーティ比が０から１の範囲でスレイブ側
へ駆動パルスの幅をマスタ側への駆動パルスの幅に１／
２周期ずれて等しく追従させることができる。しかも、
この場合は、簡単な方法であるに拘らず、動作周期及び
パルス幅デユーティ比を決める発振要素が基準発振器１
だけに有しているので、基準発振器１の発振周波数を変
化させても、スレイブ側への駆動パルスの幅はマスタ側
への駆動パルスの幅に等しくかつ１／２周期ずれて追従
する０更に、同様な理由で基準発振器１の抵抗器、コン
デンサ等の部品は、温度特性の揃った部品音用いる必要
がなく経済的であジ、ハイブリッドＩＣ化にも適する。
以上述べたように、本発明はＤＣ−ＤＣコンバータの出
力検出電圧の基準電圧との偏差に応じた誤差信号出力を
、基準発振器の三角波出力とレベル比較してマスタ側へ
の駆動パルスの福音決定すると共に、前記三角波出力の
平均電圧と等しい直流レベル電圧を基準として、上記誤
差信号出力を増幅度１で反転させた反転誤差信号出力を
、上記基準発振器の三角波出力とレベル比較して、スレ
イブ側への駆動パルスの幅を決定することにより、パル
ス幅デユーティ比が０から１の範囲でスレイブ側への駆
動パルスの幅がマスタ側への駆動パルスの幅に等しくか
つ周期が１７２周期ずれて追従する駆動パルス発生方法
であり、動作周期かつパルス幅デユーティ比金決める発
振要素全基準発振器のみに簡易化したことが特徴でおる
。本発明は、このような特徴を有するので基準発振器の
発振周波数全変化すせても、スレイブ側への駆動パルス
の幅はマスタ側への駆動パルスの幅に等しくかつ周期は
１／２周期ずれて追従する。また、発振は基準発振器だ
けで行っているので抵抗器、コンデンサ等の部品は温度
特性の揃った部品金柑いる必要がなく経済的である。
力検出電圧の基準電圧との偏差に応じた誤差信号出力を
、基準発振器の三角波出力とレベル比較してマスタ側へ
の駆動パルスの福音決定すると共に、前記三角波出力の
平均電圧と等しい直流レベル電圧を基準として、上記誤
差信号出力を増幅度１で反転させた反転誤差信号出力を
、上記基準発振器の三角波出力とレベル比較して、スレ
イブ側への駆動パルスの幅を決定することにより、パル
ス幅デユーティ比が０から１の範囲でスレイブ側への駆
動パルスの幅がマスタ側への駆動パルスの幅に等しくか
つ周期が１７２周期ずれて追従する駆動パルス発生方法
であり、動作周期かつパルス幅デユーティ比金決める発
振要素全基準発振器のみに簡易化したことが特徴でおる
。本発明は、このような特徴を有するので基準発振器の
発振周波数全変化すせても、スレイブ側への駆動パルス
の幅はマスタ側への駆動パルスの幅に等しくかつ周期は
１／２周期ずれて追従する。また、発振は基準発振器だ
けで行っているので抵抗器、コンデンサ等の部品は温度
特性の揃った部品金柑いる必要がなく経済的である。
第１図、及び第２図は本発明の一実施例全説明するため
の図、第６図、及び第４図は従来の駆動パルス発生方法
を説明するための図である。 １・・・基準発振器 ２〜５・・・微分回路６．
７°・°ラッチ回路 ８・・・遅延回路９．１０・・
・出力端子 １１・・・誤差増幅器１２・・・反転増
幅器 １３．１４・・・比較器１５・・・基準電圧
１６・・・直流レベル電圧１７．１８・・・
抵抗器 特許出願人 オリジン電気株式会社 日本電信電話株式会社 第 １ 図 第 ２ 図
の図、第６図、及び第４図は従来の駆動パルス発生方法
を説明するための図である。 １・・・基準発振器 ２〜５・・・微分回路６．
７°・°ラッチ回路 ８・・・遅延回路９．１０・・
・出力端子 １１・・・誤差増幅器１２・・・反転増
幅器 １３．１４・・・比較器１５・・・基準電圧
１６・・・直流レベル電圧１７．１８・・・
抵抗器 特許出願人 オリジン電気株式会社 日本電信電話株式会社 第 １ 図 第 ２ 図
Claims (1)
- 複数のスイッチング素子を有し、交互にスイッチング素
子を動作させるＤＣ−ＤＣコンバータに於て、該ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力検出電圧と基準電圧との偏差に応
じた誤差信号出力を、基準発振器の三角波出力とレベル
比較して、第１のスイッチング素子（マスタ側）への駆
動パルスの幅を決定すると共に、前記三角波出力の平均
電圧と等しい直流レベル電圧を基準として、上記誤差信
号出力を増幅度１で反転させた反転誤差信号出力を、上
記基準発振器の三角波出力とレベル比較して、第２のス
イッチング素子（スレイブ側）への駆動パルスの幅を決
定することにより、マスタ側への駆動パルスと１／２周
期位相のずれかつパルス幅の等しいスレイブ側への駆動
パルスをマスタ側への駆動パルスから発生させることを
特徴とする複数のスイッチング素子を有するＤＣ−ＤＣ
コンバータの駆動パルス発生方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP138487A JPS63171162A (ja) | 1987-01-07 | 1987-01-07 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タの駆動バルス発生方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP138487A JPS63171162A (ja) | 1987-01-07 | 1987-01-07 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タの駆動バルス発生方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63171162A true JPS63171162A (ja) | 1988-07-14 |
Family
ID=11499987
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP138487A Pending JPS63171162A (ja) | 1987-01-07 | 1987-01-07 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タの駆動バルス発生方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63171162A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009207304A (ja) * | 2008-02-28 | 2009-09-10 | Hitachi Ltd | インバータ及び偏磁抑制方法 |
-
1987
- 1987-01-07 JP JP138487A patent/JPS63171162A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009207304A (ja) * | 2008-02-28 | 2009-09-10 | Hitachi Ltd | インバータ及び偏磁抑制方法 |
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