JP2016537942A - Ａｃ／ａｃ昇圧コンバータを有するブラシレスモータのための駆動回路 - Google Patents

Abstract

入力端子と、出力端子と、インダクタと、双方向スイッチの対を備えるブリッジアームと、コンデンサと、スイッチを制御するための制御回路とを備えるＡＣ／ＡＣ昇圧コンバータ。ブリッジアームおよびコンデンサは、出力端子に架して並列に接続される。インダクタは、入力端子の一方に接続される第１の端部と、ブリッジアームの端部又は接合部の一方に接続される第２の端部とを有し、接合部は２つのスイッチ間に配置される。次いで入力端子の他方は、ブリッジアームの他端部又は接合部に接続される。ＡＣ電源は、ＡＣ入力電圧を入力端子で供給し、制御回路は、ＡＣ出力電圧が出力端子に供給されるように、ブリッジアームのスイッチを制御し、ＡＣ出力電圧はＡＣ入力電圧より大きい。

Description

本発明は、ＡＣ／ＡＣ昇圧コンバータに関する。

ＡＣ／ＡＣ昇圧コンバータは典型的には、昇圧回路、およびＤＣ／ＡＣコンバータ（例えば、インバータ）が後に続くＡＣ／ＤＣコンバータ（例えば、整流器）を備える。

本発明は、ＡＣ電源への接続のための入力端子と、負荷への接続のための出力端子と、インダクタと、第１のスイッチおよび第２のスイッチを備えるブリッジアームと、コンデンサと、ブリッジアームのスイッチを制御するための制御回路とを備え、ブリッジアームおよびコンデンサが、出力端子に架して並列に接続され、インダクタが、入力端子の一方に接続される第１の端部と、ブリッジアームの端部又は接合部の一方に接続される第２の端部とを有し、前記接合部が２つのスイッチ間に配置され、入力端子の他方が、ブリッジアームの他端部又は前記接合部に接続され、ブリッジアームのスイッチが双方向性であり、ＡＣ電源が、ＡＣ入力電圧を入力端子に供給し、制御回路が、ＡＣ出力電圧が出力端子に供給されるように、ブリッジアームのスイッチを制御し、ＡＣ出力電圧がＡＣ入力電圧より大きい、ＡＣ／ＡＣ昇圧コンバータを提供する。

したがってこのコンバータは、ＡＣ／ＤＣコンバータまたはＤＣ／ＡＣコンバータの必要なしに、昇圧されたＡＣ電圧を供給する。したがってこのコンバータは、より少ない構成要素を有し、そのことによって、コストが低減するだけでなく、さらにはコンバータの効率が、低減される電力損失に起因して増大する。

制御回路は、ブリッジアームのスイッチの各々を、ＡＣ入力電圧の各半サイクルの間に開放および閉成し得る。すなわち、第１のスイッチおよび第２のスイッチの両方は、ＡＣ入力電圧の各半サイクルの間に開放および閉成される。このことは、ブリッジアームのただ１つのスイッチが、特定の半サイクルの間に開放および閉成される、他のタイプの昇圧コンバータとは対照的である。より詳細にはブリッジアームは、第１のスイッチが開放であり第２のスイッチが閉成される第１の状態、および、第１のスイッチが閉成され第２のスイッチが開放である第２の状態を有し得る。次いでインダクタは、ブリッジアームが第１の状態であるときにＡＣ入力電圧により充電され、インダクタからのエネルギーは、ブリッジアームが第２の状態であるときにコンデンサに移送される（すなわち、コンデンサは充電される）。次いで制御回路は、ブリッジアームが、第１の状態と第２の状態との間で、ＡＣ入力電圧の各半サイクルの間に複数回数トグルされるように、ブリッジアームのスイッチを制御する。したがってインダクタおよびコンデンサは、追加的なダイオード経路の必要なしに充電され、したがってコンバータのコストを低減する。加えて、他のタイプの昇圧コンバータは、コンデンサを充電するときに、電流がスイッチのボディダイオードを通過することを求める。対照的に、本発明のコンバータによって電流は、ボディダイオードではなく閉成されたスイッチを通って流れる。結果として電力損失は低減され、したがってコンバータの効率が向上させられる。

スイッチは、少なくとも２つの利点を有する窒化ガリウムスイッチであり得る。第１に窒化ガリウムスイッチは、比較的高い降伏電圧を有し、したがって、主電源電圧での動作に良好に適する。第２に窒化ガリウムスイッチは、比較的高いスイッチング周波数の能力がある。結果として、比較的低いインダクタンスを有するインダクタが使用され得、そのことにより、コンバータのコストおよびサイズを低減する。あるいは、より高いスイッチング周波数は、ＡＣ電源から取り出される電流内の脈動を低減するために使用され得、そのことにより、コンバータの力率を向上させる。

本発明はさらには、ブラシレスモータのための駆動回路であって、先の段落のいずれか１つで説明されたようなＡＣ／ＡＣ昇圧コンバータと、コンバータの出力端子に架して並列に接続される２つ以上のブリッジアームを有するインバータとを備え、インバータの各々のブリッジアームが、ブラシレスモータの巻線に接続され、双方向スイッチの対を備える、駆動回路を提供する。

この配置構成によって、電気的に整流された（ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ）ＤＣモータ（例えば、永久磁石モータまたはスイッチト・リラクタンス・モータ）を、ＡＣ電源を使用して、整流器または高静電容量バルクコンデンサの必要なしに駆動することが可能である。その結果、可能性として、より安価な、より小さな、および／または、より効率的な駆動回路が実現され得る。

駆動回路は、インバータのスイッチを制御するためのコントローラを備え得る。次いでコントローラは、インバータの各々のスイッチを、ＡＣ出力電圧の各半サイクルの間に複数回数開放および閉成し得る。結果として巻線が、ＡＣ出力電圧によって両方の方向（すなわち、左から右、および、右から左）で、ＡＣ出力電圧の正および負の両方の半サイクルの間に励磁され、すなわち駆動回路は、双方向電流制御の能力がある。加えて、または代替的に、コントローラは、ブラシレスモータの巻線をＡＣ出力電圧によって、ＡＣ出力電圧の正の半サイクルの間に励磁して、そのことにより、電流を、巻線を通して特定の方向で駆動するように、スイッチの第１の対を閉成し得、コントローラは、巻線をＡＣ出力電圧によって、ＡＣ出力電圧の負の半サイクルの間に励磁して、そのことにより、電流を、巻線を通して同じ特定の方向で駆動するように、スイッチの第２の異なる対を閉成し得る。したがって駆動回路は、巻線を同じ方向で、ＡＣ出力電圧の正および負の両方の半サイクルの間に励磁することが可能である。その結果駆動回路は、例えば、スイッチの第１の対のみが、ＡＣ出力電圧の正の半サイクルの間に閉成される、および、スイッチの第２の対のみが、ＡＣ出力電圧の負の半サイクルの間に閉成される場合に、一方向電流制御のために使用され得る。あるいは駆動回路は、スイッチの第１の対、および、スイッチの第２の対の両方が、ＡＣ出力電圧の各々の半サイクルの間に順次閉成される場合に、双方向電流制御のために使用され得る。

インバータは、２つのブリッジアームのみを備え得る。次いで駆動回路は、総数で３つのブリッジアーム、すなわち、コンバータのブリッジアームに加えて、インバータの２つのブリッジアームを備えることになる。したがって駆動回路は、双方向スイッチを有する従来型の３相インバータ接続形態を使用して実装され得る。結果として、駆動回路のサイズおよび／またはコストは、コンパクトなモジュールとしてパッケージ化された市販で入手可能な３相インバータを用いることにより低減され得る。

本発明がより容易に理解され得るように、本発明の実施形態がここで、例によって、付随する図面を参照して説明される。

本発明によるＡＣ／ＡＣ昇圧コンバータの概略線図である。 コンバータのスイッチの可能とされる状態を詳細説明する図である。 ＡＣ入力電圧が正であり、（ａ）第１のスイッチが閉成され、（ｂ）第２のスイッチが閉成されるときの、コンバータを通る電流の方向を例示する図である。 ＡＣ入力電圧が負であり、（ａ）第１のスイッチが閉成され、（ｂ）第２のスイッチが閉成されるときの、コンバータを通る電流の方向を例示する図である。 ＡＣ入力電圧（Ｖ_ＩＮ）、ＡＣ出力電圧（Ｖ_ＯＵＴ）、および、コンバータのインダクタを通って流れる電流（Ｉ_Ｌ）の波形を例示する図である。 本発明による代替的なＡＣ／ＡＣ昇圧コンバータの概略線図である。 図１のコンバータを組み込む、本発明によるモータシステムのブロック線図である。 モータシステムの部分の概略線図である。 励磁の間のモータシステムのインバータおよび相巻線を通る電流の方向を例示する図である。 環流（ｆｒｅｅｗｈｅｅｌｉｎｇ）の間のインバータおよび相巻線を通る電流の方向を例示する図である。 モータシステムのコントローラにより発行される制御信号に応じた、インバータのスイッチの可能とされる状態を詳細説明する図である。

図１のＡＣ／ＡＣ昇圧コンバータ１は、入力端子２の対と、出力端子３の対と、インダクタＬ１と、スイッチＳ１、Ｓ２の対を備えるブリッジアーム４と、コンデンサＣ１と、制御回路５とを備える。

入力端子２は、ＡＣ電源に接続されることが意図され、一方で出力端子３は、負荷に接続されることが意図される。

ブリッジアーム４およびコンデンサＣ１は、出力端子３に架して並列に接続される。ブリッジアーム４のスイッチＳ１、Ｓ２は、双方向性であり、両方の方向で制御され得る。すなわち、各々のスイッチＳ１、Ｓ２は、閉成されるときに両方の方向で導通し、開放のときはいずれの方向でも導通しない。したがってスイッチＳ１、Ｓ２は、例えば、両方の方向で導通する能力があるが、１つの方向のみで非導電性にされ得る、ボディダイオードを有するＭＯＳＦＥＴとは異なる。スイッチＳ１、Ｓ２は、比較的高い降伏電圧を有し、したがって、主電源電圧での動作に良好に適する、窒化ガリウムスイッチである。加えて窒化ガリウムスイッチは、比較的高いスイッチング周波数の能力があり、そのことの利点は下記で詳細説明される。それでも、両方の方向で制御される能力がある他のタイプの双方向スイッチが、代替的に使用され得る。

インダクタＬ１は、一方の端部で、入力端子２の一方に接続され、他方の端部で、２つのスイッチＳ１、Ｓ２間に配置されるブリッジアーム４内の接合部に接続される。次いで入力端子２の他方は、ブリッジアーム４の端部に接続される。

制御回路５は、ブリッジアーム４のスイッチＳ１、Ｓ２の開放および閉成を制御する。ブリッジアーム４の４つの可能な状態が、図２で詳細説明される。

下記でより詳細に説明される動作の間、ＡＣ電源は、ＡＣ入力電圧Ｖ_ＩＮを入力端子２で供給する。次いで制御回路５は、ＡＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴが出力端子３で供給されるように、ブリッジアーム４のスイッチＳ１、Ｓ２を制御し、ＡＣ出力電圧はＡＣ入力電圧より大きい。加えて制御回路５は、力率改善を提供するようにスイッチＳ１、Ｓ２を制御する。

コンバータ１の動作がここで、図３および４を参照して説明される。図３は、ＡＣ入力電圧の正の半サイクルの間の動作を例示し、一方で図４は、負の半サイクルの間の動作を例示する。

制御回路５は、ブリッジアーム４を第１の状態にするように、ブリッジアーム４の第１のスイッチＳ１を閉成し、第２のスイッチＳ２を開放する。次いでこのことが、インダクタＬ１が、図３（ａ）および図４（ａ）で例示されるように充電されることを引き起こす。続いて制御回路５は、ブリッジアーム４を第２の状態にするように、第１のスイッチＳ１を開放し、第２のスイッチＳ２を閉成する。次いでこのことが、インダクタＬ１のエネルギーが、図３（ｂ）および図４（ｂ）で例示されるように、コンデンサＣ１に移送されることを引き起こす。次いで制御回路５は、第１の状態と第２の状態との間で、ＡＣ入力電圧の各半サイクルの間に繰り返しスイッチングする。

図３および図４での矢印は、コンバータ１を通る電流の方向を例示する。図３でわかるように、電流は、コンバータ１の周囲を時計回りの方向で、ＡＣ入力電圧の正の半サイクルの間に流れる。結果として、コンデンサＣ１の上部電極が正に帯電され、したがって、正の出力電圧が出力端子３で供給される。逆に図４でわかるように、電流は、コンバータ１の周囲を反時計回りの方向で、ＡＣ入力電圧の負の半サイクルの間に流れる。結果として、コンデンサＣ１の上部電極が負に帯電され、したがって、負の出力電圧が出力端子３で供給される。双方向スイッチを用いることにより、ブリッジアーム４は、ＡＣ入力電圧の極性に無関係に、第１の状態であるときにインダクタＬ１を充電し、第２の状態であるときにコンデンサＣ１を充電することが可能である。

制御回路５は、ＡＣ入力電圧Ｖ_ＩＮに対して昇圧されるＡＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴを提供するように、２つの状態の各々でブリッジアーム４により費やされる時間の長さを制御する。加えて制御回路５は、力率改善を提供するように、２つの状態の各々で費やされる時間の長さを制御する。

図５は、１つのサイクルにわたる、ＡＣ入力電圧Ｖ_ＩＮ、ＡＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴ、およびインダクタ電流Ｉ_Ｌの波形を例示する。ＡＣ出力電圧は、ＡＣ入力電圧と同じ周波数を有することがわかる。その結果、大部分の従来型のＡＣ／ＡＣコンバータとは対照的に、本発明のコンバータ１は電圧の周波数を調整しない。コンバータ１は、連続的な導通モードで動作し、ヒステリシス電流制御を用いる。そのため例えば、インダクタ電流Ｉ_Ｌが下限より下に降下し、ＡＣ入力電圧Ｖ_ＩＮが正であるとき、または、インダクタ電流が上限より上に上昇し、ＡＣ入力電圧が負であるとき、制御回路５は、インダクタＬ１を充電するように、第１のスイッチＳ１を閉成し、第２のスイッチＳ２を開放する。逆に、インダクタ電流が上限より上に上昇し、ＡＣ入力電圧が正であるとき、または、インダクタ電流が下限より下に降下し、ＡＣ入力電圧が負であるとき、制御回路５は、コンデンサＣ１を充電するように、第１のスイッチＳ１を開放し、第２のスイッチＳ２を閉成する。したがってインダクタ電流は、上限および下限により定義されるヒステリシスバンドの範囲内で維持される。ヒステリシス電流制御は、ＡＣ−ＤＣ昇圧コンバータで用いられる、よく知られている技法である。したがって、ヒステリシス電流制御を実装するために必要なハードウェアおよび制御体系の詳細は、ここでは説明しない。

ヒステリシス電流制御を用いることにより、コンバータ１は、正弦曲線のものに近いＡＣ電源から入力電流を取り出し、そのことにより、良好な力率が結果として生じる。所与のヒステリシスバンドに対して、制御回路５により用いられるスイッチング周波数は、インダクタＬ１のインダクタンスにより決定される。窒化ガリウムスイッチは、比較的高いスイッチング周波数で動作する能力がある。結果として、比較的低いインダクタンスを有するインダクタＬ１が使用され得る。したがってこのことは、コンバータ１のコストおよびサイズを低減する利点を有する。代替的に、または加えて、より高いスイッチング周波数は、ヒステリシスバンドのサイズを低減するために使用され得る。結果として、ＡＣ電源から取り出される入力電流内の脈動が低減され得、そのことにより、コンバータ１の力率を向上させる。

上記で説明された実施形態ではインダクタＬ１は、一方の端部で、入力端子２の一方に接続され、他方の端部で、２つのスイッチＳ１、Ｓ２間に配置されるブリッジアーム４内の接合部に接続される。次いで入力端子２の他方は、ブリッジアーム４の端部に接続される。しかし図６で例示されるように、インダクタＬ１は、ブリッジアーム４の端部に同じように接続され得るものであり、入力端子２の他方は、ブリッジアーム４内の接合部に接続され得る。インダクタＬ１の位置は変化しているが、コンバータ１のあらゆる他の態様は、制御回路５がブリッジアーム４のスイッチＳ１、Ｓ２を制御する様式を含めて、上記で説明されたものから変更されない。したがって、より一般的な意味ではインダクタＬ１は、入力端子２の一方に接続される第１の端部と、ブリッジアーム４の端部又は接合部の一方に接続される第２の端部とを有すると言われる場合がある。次いで入力端子２の他方が、ブリッジアーム４の他端部又は接合部に接続される。

上記で説述されたように、制御回路５は、ブリッジアーム４のスイッチＳ１、Ｓ２を制御するためにヒステリシス電流制御を用いる。しかしながら、平均電流制御、臨界電流制御、または予測電流制御などの、従来型のＡＣ−ＤＣ昇圧コンバータで用いられる他の制御方法が、同じように用いられ得る。

従来型のＡＣ／ＡＣ昇圧コンバータは典型的には、昇圧回路、および次いでＤＣ／ＡＣコンバータ（例えば、インバータ）が後に続くＡＣ／ＤＣコンバータ（例えば、整流器）を備える。対照的に、本発明のＡＣ／ＡＣ昇圧コンバータ１は、ＡＣ／ＤＣコンバータもＤＣ／ＡＣコンバータも有さない。したがってコンバータ１は、より少ない構成要素を有し、そのことによって、コンバータ１のサイズおよびコストが低減するだけでなく、さらにはコンバータ１の効率が、低減される電力損失に起因して増大する。

双方向スイッチは典型的には、ゲート電圧が０であるときに、デフォルトで、閉成位置になる。その結果、コンバータ１が最初にＡＣ電源に接続されるとき、ブリッジアーム４のスイッチＳ１、Ｓ２は短絡を呈する場合がある。したがってコンバータ１は、始動での短絡を回避するための手段を要し得る。例えば、デフォルトで開放位置になり、インダクタＬ１と直列に配置される、追加的なスイッチ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）が設けられ得る。短絡に関しての一方で、制御回路５は、シュートスルーを回避するために、ブリッジアーム４の一方のスイッチの開放と、他方のスイッチの閉成との間でデッドタイムを用いるということが認識されよう。

ブリッジアーム４のスイッチＳ１、Ｓ２が開放されるとき、スイッチを通る電流の突然の変化が、スイッチの定格を超過し得る電圧過渡状態を生む。したがってブリッジアーム４は、スイッチＳ１、Ｓ２を過大な過渡状態に対して保護するための手段を備え得る。例えばブリッジアーム４は、スイッチＳ１、Ｓ２の各々と並列に接続されるスナバを備え得る。

ＡＣ／ＡＣ昇圧コンバータ１の応用例がここで、図７および８を参照して説明される。

図７および８は、家庭の主電源などのＡＣ電源１１により電力供給されるモータシステム１０を例示する。モータシステム１０は、ブラシレスモータ１２と駆動回路１３とを備える。

駆動回路１３は、ＡＣ／ＡＣ昇圧コンバータ１と、電力線２０の対と、インバータ２１と、電圧センサ２２と、電流センサ２３と、位置センサ２４と、ゲートドライバ２５と、コントローラ２６とを備える。

電力線２０は、ＡＣ／ＡＣコンバータ１の出力端子３に接続される。

インバータ２１は、電力線２０に架して並列に接続される２つのブリッジアームを備える。各々のアームは、両方の方向で制御され得る２つの双方向スイッチＱ１、Ｑ２、およびＱ３、Ｑ４を備える。各々のブリッジアームは、モータ１２の相巻線１７の端部に接続される。ＡＣ／ＡＣコンバータ１の場合と同じく、インバータ２１のスイッチＱ１〜Ｑ４は、比較的高い降伏電圧を有し、したがって、主電源電圧での動作に良好に適する窒化ガリウムスイッチである。しかしながら、両方の方向で制御される能力がある他のタイプの双方向スイッチが、代替的に使用され得る。

電圧センサ２２は、電力線２０に架して分圧器として配置構成される抵抗器Ｒ１、Ｒ２の対を備える。電圧センサ２２は、コントローラ２６に、コンバータ１により供給されるＡＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴのスケールダウンされた測定量を表す信号Ｖ＿ＡＣを出力する。

電流センサ２３は、シャント抵抗器Ｒ３、Ｒ４の対を備え、各々の抵抗器は、インバータ２１のブリッジアーム上に配置される。シャント抵抗器Ｒ３、Ｒ４の両端間の電圧が、コントローラ２６に、電流信号Ｉ＿ＰＨＡＳＥ＿１およびＩ＿ＰＨＡＳＥ＿２として出力される。これらの信号は、下記でより詳細に解説されるように、励磁および環流の両方の間の相巻線１７内の電流の測定量を提供する。

位置センサ２４は、モータ１２のロータの角度位置を検知し、コントローラ２６に信号ＰＯＳを出力する。例として位置センサ２４は、ホール効果センサまたは光学エンコーダの形式をとり得る。

ゲートドライバ２５は、コントローラ２６からの制御信号に応じてスイッチＱ１〜Ｑ４の開放および閉成を駆動する。

コントローラ２６は、モータシステム１０の動作を制御することに対して責任を負う。電圧センサ２２、電流センサ２３、および位置センサ２４から受信される入力信号に応じて、コントローラ２６は、３つの制御信号：ＤＩＲ１、ＤＩＲ２、およびＦＷを、生成および出力する。

ＤＩＲ１およびＤＩＲ２は、相巻線１７を、コンバータ１により供給されるＡＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴによって励磁するために使用される駆動信号である。ＤＩＲ１が論理的にハイにプルされ、ＤＩＲ２が論理的にローにプルされるとき、ゲートドライバ２５は、スイッチＱ１およびＱ４を閉成し、スイッチＱ２およびＱ３を開放する。逆に、ＤＩＲ２が論理的にハイにプルされ、ＤＩＲ１が論理的にローにプルされるとき、ゲートドライバ２５は、スイッチＱ１およびＱ４を開放し、スイッチＱ２およびＱ３を閉成する。ＤＩＲ１およびＤＩＲ２の両方がローにプルされる場合には、インバータ２１のすべてのスイッチＱ１〜Ｑ４が開放される。

図９は、励磁の間のインバータ２１および相巻線１７を通る電流の方向を例示する。ＤＩＲ１がハイにプルされ、ＡＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴが正であるとき、または、ＤＩＲ２がハイにプルされ、ＡＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴが負であるとき、電流は、相巻線１７を通して左から右への方向で駆動されることがわかる。逆に、ＤＩＲ１がハイにプルされ、ＡＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴが負であるとき、または、ＤＩＲ２がハイにプルされ、ＡＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴが正であるとき、電流は、相巻線１７を通して右から左への方向で駆動される。

相巻線１７は、相巻線１７を通る電流の方向を逆にすることにより転流される。したがって転流は一般的には、ＤＩＲ１およびＤＩＲ２を逆にすることを必然的に含む。しかしながら、ＡＣ出力電圧でのゼロ交差では（すなわち、電圧の極性が変化する場合）、転流は、ＤＩＲ１およびＤＩＲ２を不変のままにすることを必然的に含む。

ＦＷは、相巻線１７をＡＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴから切り離し、相巻線１７内の電流が、インバータ２１のローサイドループの周囲を環流することを可能とするために使用される環流信号である。ＦＷが論理的にハイにプルされるとき、ゲートドライバ２５は、ハイサイドスイッチＱ１およびＱ３の両方を開放し、ローサイドスイッチＱ２およびＱ４の両方を閉成する。

図１０は、環流の間のインバータ２１の周囲での、および相巻線１７を通る電流の方向を例示する。ＦＷおよびＤＩＲ１がハイにプルされ、ＡＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴが正であるとき、または、ＦＷおよびＤＩＲ２がハイにプルされ、ＡＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴが負であるとき、電流は、インバータ２１のローサイドループの周囲を、時計回りの方向で環流することがわかる。逆に、ＦＷおよびＤＩＲ１がハイにプルされ、ＡＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴが負であるとき、または、ＦＷおよびＤＩＲ２がハイにプルされ、ＡＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴが正であるとき、電流は、インバータ２１のローサイドループの周囲を、反時計回りの方向で環流する。したがって電流は、インバータ２１の周囲を、ＤＩＲ１、ＤＩＲ２、および、ＡＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴの極性により定義される方向で環流する。

図１１は、コントローラ２６の制御信号に応じた、スイッチＱ１〜Ｑ４の可能な状態を要約するものである。

上記で説述されたようにコンバータ１は、シュートスルーを防止するために、スイッチＳ１、Ｓ２の開放と閉成との間でデッドタイムを用いる。加えてコンバータ１は、スイッチＳ１、Ｓ２を過大な電圧過渡状態に対して保護するための手段（例えば、スナバ）を備え得る。同様にコントローラ２６は、シュートスルーを防止するために、インバータ２１の同じアーム上のスイッチＱ１〜Ｑ４の開放と閉成との間でデッドタイムを用いる。そのため例えば、ＤＩＲ１からＤＩＲ２にスイッチングするときに、コントローラ２６は、最初にＤＩＲ１をローにプルし、デッドタイムの間待機し、次いでＤＩＲ２をハイにプルする。加えてインバータ２１は、スイッチＱ１〜Ｑ４を過大な過渡状態に対して保護するための手段（例えば、スナバ）を備え得る。

ブラシレスモータ１２が駆動回路１３により制御される特定の様式は、本発明に関連するものではない。すなわち、相巻線１７が、転流される、励磁される、および、環流状態にされる時は重要ではない。ブラシレスモータ１２を制御するための適した体系は、ＷＯ２０１１／１２８６５９で説明されている。モータシステム１０に関する限り、本発明は、上記で説明されたＡＣ／ＡＣ昇圧コンバータ１を、双方向スイッチを有するインバータ２１と組み合わせて用いることから生起する相乗作用に存するものである。この配置構成の結果として、電気的に整流されたＤＣモータ（例えば、永久磁石モータまたはスイッチト・リラクタンス・モータ）に、ＡＣ電源を使用して、整流器、または高静電容量バルクコンデンサの必要なしに電力供給することが可能である。その結果、可能性として、より安価な、より小さな、および／または、より効率的な駆動回路１３が実現され得る。さらに、駆動回路１３は３つのブリッジアームを備え、各々のブリッジアームが２つの双方向性スイッチを備えるということが留意されよう。第１のブリッジアーム４は、ＡＣ／ＡＣ昇圧コンバータ１の部分を形成し、一方で第２および第３のブリッジアームは、インバータ２１の部分を形成する。３つのブリッジアーム４、２１は、並列に配置構成され、したがって、従来型の３相インバータのものと同じ接続形態を有する。したがって、駆動回路１３のサイズおよび／またはコストは、コンパクトなモジュールとしてパッケージ化された市販で入手可能な３相インバータを用いることにより低減され得る。

電圧センサ２２は、コントローラ２６に、コンバータ１により供給されるＡＣ出力電圧Ｖ_ＯＵＴの極性および大きさの両方の測定量を提供する。極性は、コントローラ２６により、スイッチＱ１〜Ｑ４のどれが、電流を、相巻線１７を通して特定の方向で駆動するために開放および閉成されるべきであるかを決定するために使用される。電圧の大きさは、コントローラ２６により、相巻線１７が、転流を行われる、励磁される、および／または、環流状態にされる時を制御するために使用され得る。ＡＣ出力電圧の大きさがコントローラ２６により使用されない場合には、ＡＣ出力電圧の極性を測定するための他の手段が用いられ得る。例えば電圧センサ２２は、ＡＣ出力電圧が正であるときにハイであり、ＡＣ出力電圧が負であるときにローであるデジタル信号を出力する、ゼロ交差検出器（例えば、クランピングダイオードの対）の形式をとり得る。

電流センサ２３は、コントローラ２６に、相巻線１７内の電流の測定量を提供する。次いでコントローラ２６は、この情報を使用して、過大な電流を回避することが可能であり、それらの過大な電流は、そうでなければ、モータ１２または駆動回路１３の構成要素に損傷を与え得るものである。例えばコントローラ２６は、相電流が、あらかじめ定義された限界を超過するときは常に、相巻線１７を環流状態にし得る。シャント抵抗器Ｒ３、Ｒ４を、インバータ２１の各々のアームの下方部分上に配置することにより、電流センサ２３は、励磁および環流の間の相電流の測定量を提供することが可能である。次いでコントローラ２６は、ヒステリシス電流制御を用いることが可能であり、すなわちコントローラ２６は、相電流が上限を超過するときは常に、相巻線１７を環流状態にし、相電流が下限より下に降下するときは常に、相巻線１７を励磁し得る。電流センサ２３はシャント抵抗器Ｒ３、Ｒ４の対を備えるが、考えられるところでは電流センサ２３は、励磁の間にのみ相電流に対する感受性がある単一のシャント抵抗器を備える場合がある。この代替的実施形態ではコントローラ２６は、相電流が上限を超過するときは常に、設定期間の間、相巻線１７を環流状態にし得る。さらなる代替方法として、電流センサ２３は、励磁および環流の両方の間に相電流を検知する能力がある変流器または他のトランスデューサを備え得る。さらに、電流センサ２３は完全に省略される場合があり、コントローラ２６は、ＰＷＭ信号を使用して、相巻線１７を励磁する、および環流状態にする場合がある。

コントローラ２６は、インバータ２１のハイサイドスイッチＱ１、Ｑ２を開放し、ローサイドスイッチＱ３、Ｑ４を閉成することにより、相巻線１７を環流状態にする。このことによって、相巻線１７内の電流が、インバータ２１のローサイドループの周囲を再循環することが可能になる。これに対して考えられるところでは、コントローラ２６は代わりに、電流がインバータ１７のハイサイドループの周囲を再循環することを可能とするように、ハイサイドスイッチＱ１、Ｑ２を閉成し、ローサイドスイッチＱ３、Ｑ４を開放する場合がある。そこで電流センサ２３のシャント抵抗器Ｒ３、Ｒ４が、電流が環流の間検知され続け得るように、インバータ２１の上方アーム上に配置されることになる。

上記で説明された実施形態では、相巻線１７を通る電流の方向は双方向である。しかしながら駆動回路１３は、電流を、一方向相巻線を通して駆動するために、同じように使用され得る。例えばコントローラ２６は、ＤＩＲ１のみをハイに、出力電圧の正の半サイクルの間プルし、ＤＩＲ２のみをハイに、出力電圧の負の半サイクルの間プルし得る。結果として電流は、相巻線を通して左から右への方向で絶えず駆動される。駆動回路１３が双方向相巻線を駆動するために使用されるか、それとも一方向相巻線を駆動するために使用されるかに無関係に、コントローラ２６は、電流を、相巻線を通して特定の方向で駆動するために、スイッチの第１の対（例えば、Ｑ１およびＱ４）を、出力電圧の正の半サイクルの間に閉成し、電流を、相巻線を通して同じ方向で駆動するために、スイッチの第２の異なる対（例えば、Ｑ２およびＱ３）を、出力電圧の負の半サイクルの間に閉成する。

モータシステム１０のブラシレスモータ１２は、単一の相巻線１７を備える。しかしながら駆動回路１３は、追加的な相巻線を有するブラシレスモータを制御するために使用され得る。するとインバータ２１は、追加的なアームを備えることになり、各々のアームは、相巻線に接続され、直列に接続される２つの双方向スイッチを備える。したがって、より一般的な意味では駆動回路１３は、並列に接続される２つ以上のアームを有するインバータ２１を備えると言われる場合がある。そこで各々のアームは、モータ１２の相巻線に接続され、双方向スイッチの対を備える。

上記で説明されたモータシステム１０は、どのようにＡＣ／ＡＣ昇圧コンバータ１が用いられ得るかの１つの例にすぎない。コンバータ１は、ＡＣ電圧を要する他の負荷に電力供給するために使用され得るということが理解されよう。

本発明は、ＡＣ／ＡＣ昇圧コンバータを備えるブラシレスモータのための駆動回路に関する。

本発明は、ブラシレスモータのための駆動回路であって、ＡＣ／ＡＣ昇圧コンバータと、コンバータの出力端子に架して並列に接続される２つ以上のブリッジアームを有するインバータとを備え、前記インバータの各々のブリッジアームが、ブラシレスモータの巻線に接続され、双方向スイッチの対を備え、ＡＣ／ＡＣ昇圧コンバータが、ＡＣ電源への接続のための入力端子と、負荷への接続のための出力端子と、インダクタと、第１のスイッチおよび第２のスイッチを備えるブリッジアームと、コンデンサと、ブリッジアームのスイッチを制御するための制御回路とを備え、当該ブリッジアームおよびコンデンサが、出力端子に架して並列に接続され、インダクタが、入力端子の一方に接続される第１の端部と、ブリッジアームの端部又は接合部の一方に接続される第２の端部とを有し、前記接合部が２つのスイッチ間に配置され、入力端子の他方が、ブリッジアームの他端部又は前記接合部に接続され、ブリッジアームのスイッチが双方向性であり、ＡＣ電源が、ＡＣ入力電圧を入力端子に供給し、制御回路が、ＡＣ出力電圧が出力端子に供給されるように、ブリッジアームのスイッチを制御し、ＡＣ出力電圧がＡＣ入力電圧より大きい、駆動回路を提供する。

したがってこのコンバータは、ＡＣ／ＤＣコンバータまたはＤＣ／ＡＣコンバータの必要なしに、昇圧されたＡＣ電圧を供給する。したがってこのコンバータは、より少ない構成要素を有し、そのことによって、コストが低減するだけでなく、さらにはコンバータの効率が、低減される電力損失に起因して増大する。
この配置構成によって、電気的に整流された（ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ）ＤＣモータ（例えば、永久磁石モータまたはスイッチト・リラクタンス・モータ）を、ＡＣ電源を使用して、整流器または高静電容量バルクコンデンサの必要なしに駆動することが可能である。その結果、可能性として、より安価な、より小さな、および／または、より効率的な駆動回路が実現され得る。

Claims (8)

1. ＡＣ電源への接続のための入力端子と、
   負荷への接続のための出力端子と、
   インダクタと、
   第１のスイッチおよび第２のスイッチを備えるブリッジアームと、
   コンデンサと、
   前記ブリッジアームの前記スイッチを制御するための制御回路と
   を備え、
   前記ブリッジアームおよび前記コンデンサが、前記出力端子に架して並列に接続され、
   前記インダクタが、前記入力端子の一方に接続される第１の端部と、前記ブリッジアームの端部又は接合部の一方に接続される第２の端部とを有し、前記接合部が前記２つのスイッチ間に配置され、
   前記入力端子の他方が、前記ブリッジアームの他端部又は前記接合部に接続され、
   前記ブリッジアームの前記スイッチが双方向であり、
   前記ＡＣ電源が、ＡＣ入力電圧を前記入力端子で供給し、
   前記制御回路が、ＡＣ出力電圧が前記出力端子で供給されるように、前記ブリッジアームの前記スイッチを制御し、前記ＡＣ出力電圧が前記ＡＣ入力電圧より大きい、
   ＡＣ／ＡＣ昇圧コンバータ。
2. 前記制御回路が、前記ブリッジアームの前記スイッチの各々を、前記ＡＣ入力電圧の各々の半サイクルの間に開放および閉成する、請求項１に記載のコンバータ。
3. 前記ブリッジアームが、前記第１のスイッチが開放であり前記第２のスイッチが閉成される第１の状態を有し、前記ブリッジアームが、前記第１のスイッチが閉成され前記第２のスイッチが開放である第２の状態を有し、前記インダクタが、前記ブリッジアームが前記第１の状態であるときに前記ＡＣ入力電圧により充電され、前記インダクタからのエネルギーが、前記ブリッジアームが前記第２の状態であるときに前記コンデンサに移送され、前記制御回路が、前記ブリッジアームが、前記第１の状態と前記第２の状態との間で、前記ＡＣ入力電圧の各々の半サイクルの間に複数回トグルされるように、前記ブリッジアームの前記スイッチを制御する、請求項１または２に記載のコンバータ。
4. 前記スイッチが窒化ガリウムスイッチである、請求項１から３のいずれか一項に記載のコンバータ。
5. ブラシレスモータのための駆動回路であって、請求項１から４のいずれか一項に記載のＡＣ／ＡＣ昇圧コンバータと、前記コンバータの前記出力端子に架して並列に接続される２つ以上のブリッジアームを有するインバータとを備え、前記インバータの各々のブリッジアームが、前記ブラシレスモータの巻線に接続され、双方向スイッチの対を備える、駆動回路。
6. 前記駆動回路が、前記インバータの前記スイッチを制御するためのコントローラを備え、前記コントローラが、前記インバータの各々のスイッチを、前記ＡＣ出力電圧の各々の半サイクルの間に複数回開放および閉成する、請求項５に記載の駆動回路。
7. 前記駆動回路が、前記インバータの前記スイッチを制御するためのコントローラを備え、前記コントローラが、前記ＡＣ出力電圧によって、前記ＡＣ出力電圧の正の半サイクルの間に前記ブラシレスモータの巻線を励磁して、そのことにより、電流を、前記巻線を通して特定の方向で駆動するように、スイッチの第１の対を閉成し、前記コントローラが、前記ＡＣ出力電圧によって、前記ＡＣ出力電圧の負の半サイクルの間に前記巻線を励磁して、そのことにより、電流を、前記巻線を通して前記同じ特定の方向で駆動するように、スイッチの第２の異なる対を閉成する、請求項５または６に記載の回路。
8. 前記インバータが、２つのブリッジアームのみを備える、請求項５から７のいずれか一項に記載の回路。

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