CN113597738A - 马达驱动装置、电吸尘器以及干手机 - Google Patents

马达驱动装置、电吸尘器以及干手机 Download PDF

Info

Publication number
CN113597738A
CN113597738A CN201980094128.XA CN201980094128A CN113597738A CN 113597738 A CN113597738 A CN 113597738A CN 201980094128 A CN201980094128 A CN 201980094128A CN 113597738 A CN113597738 A CN 113597738A
Authority
CN
China
Prior art keywords
switching element
current
motor
voltage
current detection
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN201980094128.XA
Other languages
English (en)
Inventor
畠山和德
高山裕次
松尾遥
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Publication of CN113597738A publication Critical patent/CN113597738A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/26—Arrangements for controlling single phase motors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/04—Single phase motors, e.g. capacitor motors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Abstract

马达驱动装置(2)具备：逆变器(11)，具备开关元件(51～54)，将从电池(10)供给的直流电力变换为交流电力并供给到单相马达(12)；第1电流检测单元(55a、22)，检测在将开关元件(51)和开关元件(52)串联地连接而成的支路(5A)中流过的电流；第2电流检测单元(55b、22)，检测在将开关元件(53)和开关元件(54)串联地连接而成的支路(5B)中流过的电流；以及控制部(25)，以使在第1电流检测单元的检测器(55a)中流过非脉冲的电流的第1期间和在第2电流检测单元的检测器(55b)中流过非脉冲的电流的第2期间连续的方式，控制开关元件(51～54)。

Description

马达驱动装置、电吸尘器以及干手机
技术领域
本发明涉及对单相马达进行驱动的马达驱动装置以及具备其的电吸尘器及干手机(hand drying machine)。
背景技术
以往，公开了如下结构：在对单相马达进行驱动的逆变器中，为了检测从逆变器流到单相马达的马达电流，在逆变器的2个下侧开关元件的连接点与直流电源的负极侧端子之间设置作为电流检测单元的分流电阻。
现有技术文献
专利文献1：日本特开2017-200433号公报
发明内容
然而，在专利文献1的结构中存在如下课题：在2个下侧开关元件同时接通或者2个上侧开关元件同时接通的逆流期间，无法检测马达电流。即，在专利文献1中存在如下课题：根据逆变器所具备的开关元件的开关状态，在马达电流的1个周期中存在无法检测马达电流的不可检测期间。
本发明是鉴于上述情形而完成的，其目的在于得到一种马达驱动装置，消除马达电流的1个周期中的不可检测期间，而能够可靠地实施马达电流的检测。
为了解决上述课题并达到目的，本发明所涉及的马达驱动装置具备逆变器、第1电流检测单元、第2电流检测单元以及控制部。逆变器具备将上臂的第1开关元件和下臂的第2开关元件串联地连接而成的第1支路以及将上臂的第3开关元件和下臂的第4开关元件串联地连接而成的第2支路。第1支路以及第2支路并联地连接于直流电源。逆变器将从直流电源供给的直流电力变换为交流电力并供给到单相马达。第1电流检测单元检测在第1支路中流过的电流。第2电流检测单元检测在第2支路中流过的电流。控制部以使在第1电流检测单元的检测器中流过非脉冲的电流的第1期间和在第2电流检测单元的检测器中流过非脉冲的电流的第2期间连续的方式，控制第1至第4开关元件。
根据本发明所涉及的马达驱动装置，起到消除马达电流的1个周期中的不可检测期间而能够可靠地实施马达电流的检测这样的效果。
附图说明
图1是包括实施方式所涉及的马达驱动装置的马达驱动系统的结构图。
图2是图1所示的逆变器的电路图。
图3是示出图1所示的控制部的功能部位之中的生成脉冲宽度调制(Pulse WidthModulation：PWM)信号的功能部位的框图。
图4是示出图3所示的载波比较部的一个例子的框图。
图5是示出图4所示的载波比较部中的主要部分的波形例的时序图。
图6是示出图3所示的载波比较部的其它例子的框图。
图7是示出图6所示的载波比较部中的主要部分的波形例的时序图。
图8是示出用于计算输入到图4以及图6所示的载波比较部的超前角相位(leadangle phase)的功能结构的框图。
图9是示出实施方式中的超前角相位的计算方法的一个例子的图。
图10是用于说明图4以及图6所示的电压指令和超前角相位的关系的时序图。
图11是将从电池向单相马达供给电力时的1个电流路径示出到图2的图。
图12是将从电池向单相马达供给电力时的另1个电流路径示出到图2的图。
图13是将逆变器进行续流动作时的1个电流路径示出到图2的图。
图14是将逆变器进行续流动作时的另1个电流路径示出到图2的图。
图15是将单相马达的能量被再生到电池时的1个电流路径示出到图2的图。
图16是将单相马达的能量被再生到电池时的另1个电流路径示出到图2的图。
图17是示出图1所示的电流检测部的结构例的图。
图18是示出图1所示的电流检测部的变形例的结构的图。
图19是示出在能够排除图13的动作状态的单侧PWM模式下使逆变器动作时的各种波形的图。
图20是示出实施方式中的电流检测动作的流程图。
图21是具备实施方式所涉及的马达驱动装置的电吸尘器的结构图。
图22是具备实施方式所涉及的马达驱动装置的干手机的结构图。
(符号说明)
1：马达驱动系统；2：马达驱动装置；5A、5B：支路；6A、6B：连接点；10：电池；11：逆变器；12：单相马达；12a：转子；12b：定子；12b1：齿；20：电压传感器；22、22A：电流检测部；25：控制部；31：处理器；32：驱动信号生成部；33：载波生成部；34：存储器；38、38A、38B：载波比较部；38a：绝对值运算部；38b：除法部；38c、38d、38f、38k：乘法部；38e、38m、38n：加法部；38g、38h：比较部；38i、38j：输出反转部；42：旋转速度计算部；44：超前角相位计算部；51、52、53、54：开关元件；51a、52a、53a、54a：体二极管；55a、55b：分流电阻；61：电吸尘器；62：延长管；63：吸入口(suction port)；64：电动送风机；65：集尘室；66：操作部；68、97：传感器；70a、70b：放大电路；71a、71b：电平转换电路；72：合成部；73、74：保护部；74a、74b：比较器；74c：逻辑和电路；90：干手机；91：外壳；92：手探测传感器；93：接水部；94：排水容器；95：电动送风机；96：罩；98：吸气口；99：手插入部。
具体实施方式
以下，参照附图，详细地说明本发明的实施方式所涉及的马达驱动装置、电吸尘器以及干手机。此外，本发明不被以下的实施方式所限定。另外，以下不区分电气性的连接和物理性的连接，而简单地称为“连接”来进行说明。
实施方式.
图1是包括实施方式所涉及的马达驱动装置2的马达驱动系统1的结构图。图1所示的马达驱动系统1具备单相马达12、马达驱动装置2、电池10以及电压传感器20。
马达驱动装置2对单相马达12供给交流电力而驱动单相马达12。电池10是对马达驱动装置2供给直流电力的直流电源。电压传感器20检测从电池10输出到马达驱动装置2的直流电压Vdc。
单相马达12被用作使未图示的电动送风机旋转的旋转电机。单相马达12以及该电动送风机搭载于电吸尘器以及干手机这样的装置。
此外，在本实施方式中，电压传感器20检测直流电压Vdc，但电压传感器20的检测对象不限定于从电池10输出的直流电压Vdc。电压传感器20的检测对象也可以是作为从逆变器11输出的交流电压的逆变器输出电压。“逆变器输出电压”是马达驱动装置2的输出电压，是与后述的“马达施加电压”相同的含义。
马达驱动装置2具备逆变器11、电流检测部22、控制部25以及驱动信号生成部32。逆变器11将从电池10供给的直流电力变换为交流电力并供给到单相马达12，从而驱动单相马达12。此外，关于逆变器11，设想单相逆变器，但只要是能够驱动单相马达12的逆变器即可。另外，虽然在图1中未图示，但也可以在电池10与逆变器11之间插入用于电压稳定化的电容器。
电流检测部22生成并输出用于恢复马达电流Im的2个电流信号Ima、Imb以及保护信号Sps。此外，关于电流信号Ima、Imb，记载为电流信号，但也可以使用变换为电压值的电压信号。
向控制部25输入电压振幅指令V*、由电压传感器20检测到的直流电压Vdc、由电流检测部22检测到的电流信号Ima、Imb以及保护信号Sps。电压振幅指令V*是后述的电压指令Vm的振幅值。控制部25根据电压振幅指令V*以及直流电压Vdc，生成PWM信号Q1、Q2、Q3、Q4(以下记载为“Q1～Q4”)。根据该PWM信号Q1～Q4来控制逆变器输出电压，对单相马达12施加期望的电压。另外，控制部25根据保护信号Sps，生成使逆变器11的开关元件的动作停止的PWM信号Q1～Q4。逆变器11根据该PWM信号Q1～Q4而停止动作，向单相马达12进行的电力供给被切断。
驱动信号生成部32将从控制部25输出的PWM信号Q1～Q4变换为用于驱动逆变器11的驱动信号S1、S2、S3、S4，并输出到逆变器11。
控制部25具有处理器31、载波生成部33以及存储器34。处理器31生成上述PWM信号Q1～Q4。处理器31除了与PWM控制有关的运算处理以外，还进行与超前角控制有关的运算处理。后述的载波比较部38、旋转速度计算部42以及超前角相位计算部44的各功能通过处理器31来实现。处理器31也可以是被称为CPU(Central Processing Unit，中央处理单元)、微型处理器、微电脑、微型计算机或者DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器)的设备。
在存储器34中，保存由处理器31读取的程序。存储器34被用作处理器31进行运算处理时的作业区域。关于存储器34，一般是RAM(Random Access Memory，随机存取存储器)、闪存存储器、EPROM(Erasable Programmable ROM，可擦除可编程只读存储器)、EEPROM(日本注册商标)(Electrically EPROM，电可擦除可编程只读存储器)这样的非易失性或者易失性的半导体存储器。载波生成部33的结构的详情后述。
单相马达12的一个例子是无刷马达。在单相马达12是无刷马达的情况下，在单相马达12的转子12a中，在圆周方向上排列未图示的多个永磁体。这些多个永磁体以使磁化方向在圆周方向上交替地反转的方式被配置，形成转子12a的多个磁极。在单相马达12的定子12b上卷绕有未图示的绕组。在该绕组中流过马达电流。此外，在本实施方式中，关于转子12a的磁极数，设想4极，但也可以是4极以外。
图2是图1所示的逆变器11的电路图。逆变器11具有桥接的多个开关元件51、52、53、54(以下记载为“51～54”)。
开关元件51、52构成作为第1支路的支路5A。支路5A是将作为第1开关元件的开关元件51和作为第2开关元件的开关元件52串联地连接而成的串联电路。
开关元件53、54构成作为第2支路的支路5B。支路5B是将作为第3开关元件的开关元件53和作为第4开关元件的开关元件54串联地连接而成的串联电路。
支路5A、5B以相互并联的方式连接于高电位侧的直流母线16a与低电位侧的直流母线16b之间。由此，支路5A、5B并联地连接于电池10的两端。
开关元件51、53位于高电位侧，开关元件52、54位于低电位侧。一般而言，在逆变器电路中，高电位侧被称为“上臂”，低电位侧被称为“下臂”。因此，有时将支路5A的开关元件51称为“上臂的第1开关元件”，将支路5A的开关元件52称为“下臂的第2开关元件”。同样地，有时将支路5B的开关元件53称为“上臂的第3开关元件”，将支路5B的开关元件54称为“下臂的第4开关元件”。
开关元件51与开关元件52的连接点6A以及开关元件53与开关元件54的连接点6B构成桥电路中的交流端。单相马达12连接于连接点6A与连接点6B之间。
在开关元件51～54各自中，使用作为金属氧化膜半导体场效应型晶体管的MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)。MOSFET是FET(Field-Effect Transistor，场效应晶体管)的一个例子。
在开关元件51中，在开关元件51的漏极与源极之间形成并联连接的体二极管51a。在开关元件52中，在开关元件52的漏极与源极之间形成并联连接的体二极管52a。在开关元件53中，在开关元件53的漏极与源极之间形成并联连接的体二极管53a。在开关元件54中，在开关元件54的漏极与源极之间形成并联连接的体二极管54a。多个体二极管51a、52a、53a、54a分别是在MOSFET的内部形成的寄生二极管，被用作续流二极管。此外，也可以连接另外的续流二极管。另外，也可以代替MOSFET而使用绝缘栅双极晶体管(Insulated GateBipolar Transistor：IGBT)。
开关元件51～54不限定于由硅系材料形成的MOSFET，也可以是由碳化硅、氮化镓、氧化镓或者金刚石这样的宽带隙(Wide Band Gap：WBG)半导体形成的MOSFET。
一般而言，WBG半导体相比于硅半导体，耐电压以及耐热性高。因此，通过在多个开关元件51～54中使用WBG半导体，开关元件的耐电压性以及容许电流密度变高，能够使嵌入有开关元件的半导体模块小型化。另外，WBG半导体由于耐热性也高，所以能够实现用于对在半导体模块中发生的热进行散热的散热部的小型化，并且能够简化对在半导体模块中发生的热进行散热的散热构造。
另外，开关元件51～54之中的作为下臂的元件的开关元件52、54优选为是由WBG半导体形成的元件。虽然详情在后面叙述，但在应用本实施方式的开关控制的情况下，与作为上臂的元件的开关元件51、53相比，作为下臂的元件的开关元件52、54的开关次数更多。因此，通过将开关次数相对多的开关元件52、54设为由WBG半导体形成的元件，能够提高逆变器11的运转效率。
另外，作为下臂的元件的开关元件52、54优选为电流容量比作为上臂的元件的开关元件51、53大的元件。电流容量大的元件相比于电流容量小的元件，接通电阻小。因此，通过将开关元件52、54设为电流容量比开关元件51、53大的元件，能够进一步减小导通损失，所以能够提高逆变器11的运转效率。
另外，在图2中，在开关元件52的低电位侧的端子与直流母线16b之间设置有分流电阻55a，在开关元件54的低电位侧的端子与直流母线16b之间设置有分流电阻55b。分流电阻55a是用于检测在支路5A中流过的电流的检测器，分流电阻55b是用于检测在支路5B中流过的电流的检测器。分流电阻55a以及电流检测部22构成“第1电流检测单元”，分流电阻55b以及电流检测部22构成“第2电流检测单元”。此外，在以下的说明中，有时将与分流电阻55a相当的结构部称为“第1电流检测单元的检测器”或者“第1电流检测器”，将与分流电阻55b相当的结构部称为“第2电流检测单元的检测器”或者“第2电流检测器”。
此外，分流电阻55a是能够检测在支路5A中流过的电流的部件即可，不限定于图2的例子。分流电阻55a也可以配置于直流母线16a与开关元件51的高电位侧的端子之间、开关元件51的低电位侧的端子与连接点6A之间、或者连接点6A与开关元件52的高电位侧的端子之间。同样地，分流电阻55b也可以配置于直流母线16a与开关元件53的高电位侧的端子之间、开关元件53的低电位侧的端子与连接点6B之间、或者连接点6B与开关元件54的高电位侧的端子之间。另外，也可以构成为代替分流电阻55a、55b，而利用MOFFET的接通电阻，用在接通电阻的两端产生的电压进行电流检测。
图3是示出图1所示的控制部25的功能部位之中的生成PWM信号的功能部位的框图。
在图3中，向载波比较部38输入在生成后述的电压指令Vm时所使用的被进行了超前角控制的超前角相位θv和基准相位θe。基准相位θe是将转子12a的从基准位置起的角度即转子机械角θm换算为电角度(electric angle)而得到的相位。此外，本实施方式所涉及的马达驱动装置是不使用来自位置传感器的位置传感器信号的、所谓的无位置传感器驱动的结构。因此，转子机械角θm以及基准相位θe是通过运算来推测的。另外，此处所称的“超前角相位”是指用相位来表示电压指令的“超前角度”即“超前角”。而且，此处所称的“超前角度”是指施加于定子12b的绕组的马达施加电压与在定子12b的绕组中感应的马达感应电压之间的相位差。此外，在马达施加电压比马达感应电压更超前时，“超前角度”取正的值。
另外，向载波比较部38，除了超前角相位θv和基准相位θe以外还输入由载波生成部33生成的载波、直流电压Vdc以及作为电压指令Vm的振幅值的电压振幅指令V*。载波比较部38根据载波、超前角相位θv、基准相位θe、直流电压Vdc以及电压振幅指令V*，生成PWM信号Q1～Q4。
图4是示出图3所示的载波比较部38的一个例子的框图。在图4中，示出载波比较部38A以及载波生成部33的详细结构。
在图4中，对载波生成部33设定作为载波的频率的载波频率fC[Hz]。在载波频率fC的箭头的前方，作为载波波形的一个例子而示出了在“0”与“1”之间上下的三角波载波。在逆变器11的PWM控制中有同步PWM控制和非同步PWM控制。在同步PWM控制的情况下，需要使载波与超前角相位θv同步。另一方面，在非同步PWM控制的情况下，无需使载波与超前角相位θv同步。
载波比较部38A如图4所示，具有绝对值运算部38a、除法部38b、乘法部38c、乘法部38d、乘法部38f、加法部38e、比较部38g、比较部38h、输出反转部38i以及输出反转部38j。
在绝对值运算部38a中，运算电压振幅指令V*的绝对值|V*|。在除法部38b中，将绝对值|V*|除以由电压传感器20检测到的直流电压Vdc。在图4的结构中，除法部38b的输出成为调制率。作为电池10的输出电压的电池电压由于持续流过电流而变动。另一方面，通过将绝对值|V*|除以直流电压Vdc，能够调整调制率的值，防止由于电池电压的降低而使马达施加电压降低。
在乘法部38c中，运算对基准相位θe相加超前角相位θv的“θe+θv”的正弦值。对作为除法部38b的输出的调制率乘以运算的“θe+θv”的正弦值。在乘法部38d中，对作为乘法部38c的输出的电压指令Vm乘以“1/2”。在加法部38e中，对乘法部38d的输出相加“1/2”。在乘法部38f中，对加法部38e的输出乘以“-1”。将加法部38e的输出作为用于对多个开关元件51～54之中的上臂的2个开关元件51、53进行驱动的正侧电压指令Vm1而输入到比较部38g，将乘法部38f的输出作为用于对下臂的2个开关元件52、54进行驱动的负侧电压指令Vm2而输入到比较部38h。
在比较部38g中，比较正侧电压指令Vm1和载波的振幅。将比较部38g的输出进行反转而得到的输出反转部38i的输出成为向开关元件51的PWM信号Q1，比较部38g的输出成为向开关元件52的PWM信号Q2。同样地，在比较部38h中，比较负侧电压指令Vm2和载波的振幅。将比较部38h的输出进行反转而得到的输出反转部38j的输出成为向开关元件53的PWM信号Q3，比较部38h的输出成为向开关元件54的PWM信号Q4。由于输出反转部38i，开关元件51和开关元件52不会同时接通，由于输出反转部38j，开关元件53和开关元件54不会同时接通。
图5是示出图4所示的载波比较部38A中的主要部分的波形例的时序图。在图5中，示出从加法部38e输出的正侧电压指令Vm1的波形、从乘法部38f输出的负侧电压指令Vm2的波形、PWM信号Q1～Q4的波形以及逆变器输出电压的波形。
关于PWM信号Q1，在正侧电压指令Vm1大于载波时成为“低(Low)”，在正侧电压指令Vm1小于载波时成为“高(High)”。PWM信号Q2是PWM信号Q1的反转信号。关于PWM信号Q3，在负侧电压指令Vm2大于载波时成为“低(Low)”，在负侧电压指令Vm2小于载波时成为“高(High)”。PWM信号Q4是PWM信号Q3的反转信号。这样，图4所示的电路以“低电平有效(LowActive)”来构成，但也能够以各个信号成为相反的值的“高电平有效(High Active)”来构成。
关于逆变器输出电压的波形，如图5所示，示出根据PWM信号Q1和PWM信号Q4的差电压而得到的电压脉冲以及根据PWM信号Q3和PWM信号Q2的差电压而得到的电压脉冲。将这些电压脉冲作为马达施加电压而施加到单相马达12。
作为在生成PWM信号Q1～Q4时使用的调制方式，已知双极调制和单极调制。双极调制是输出针对电压指令Vm的每1个周期以正或者负的电位进行变化的电压脉冲的调制方式。单极调制是输出针对电压指令Vm的每1个周期以3个电位进行变化的电压脉冲、即变化为正的电位、负的电位以及零的电位的电压脉冲的调制方式。图5所示的波形是通过单极调制得到的波形。在本实施方式的马达驱动装置2中，可以使用任意的调制方式。此外，在需要将马达电流波形控制为更接近正弦波的用途中，相比于双极调制，更优选为采用高次谐波含有率少的单极调制。
另外，利用在电压指令Vm的半周期T/2的期间中使构成支路5A的开关元件51、52和构成支路5B的开关元件53、54的4个开关元件进行开关动作的方式，得到图5所示的波形。这个方式由于利用正侧电压指令Vm1和负侧电压指令Vm2这双方进行开关动作，所以被称为“两侧PWM”。与此相对，还有如下方式：在电压指令Vm的1个周期T之中的一方的半周期中使开关元件51、52的开关动作停止，在电压指令Vm的1个周期T之中的另一方的半周期中使开关元件53、54的开关动作停止。这个方式被称为“单侧PWM”。以下，说明“单侧PWM”。此外，在以下的说明中，将以两侧PWM进行动作的动作模式称为“两侧PWM模式”，将以单侧PWM进行动作的动作模式称为“单侧PWM模式”。
图6是示出图3所示的载波比较部38的其它例子的框图。在图6中，示出基于上述“单侧PWM”的PWM信号的生成电路的一个例子，具体而言示出载波比较部38B以及载波生成部33的详细结构。此外，图6所示的载波生成部33的结构与图4所示的结构相同或者等同。另外，在图6所示的载波比较部38B的结构中，对与图4所示的载波比较部38A相同或者等同的结构部附加同一符号而示出。
载波比较部38B如图6所示，具有绝对值运算部38a、除法部38b、乘法部38c、乘法部38k、加法部38m、加法部38n、比较部38g、比较部38h、输出反转部38i以及输出反转部38j。
在绝对值运算部38a中，运算电压振幅指令V*的绝对值|V*|。在除法部38b中，将绝对值|V*|除以由电压传感器20检测到的直流电压Vdc。在图6的结构中，除法部38b的输出也成为调制率。
在乘法部38c中，运算对基准相位θe相加超前角相位θv的“θe+θv”的正弦值。对作为除法部38b的输出的调制率乘以运算出的“θe+θv”的正弦值。在乘法部38k中，对作为乘法部38c的输出的电压指令Vm乘以“-1”。在加法部38m中，对作为乘法部38c的输出的电压指令Vm相加“1”。在加法部38n中，对乘法部38k的输出、即电压指令Vm的反转输出相加“1”。将加法部38m的输出作为用于对多个开关元件51～54之中的上臂的2个开关元件51、53进行驱动的第1电压指令Vm3而输入到比较部38g。将加法部38n的输出作为用于对下臂的2个开关元件52、54进行驱动的第2电压指令Vm4而输入到比较部38h。
在比较部38g中，比较第1电压指令Vm3和载波的振幅。使比较部38g的输出进行反转得到的输出反转部38i的输出成为向开关元件51的PWM信号Q1，比较部38g的输出成为向开关元件52的PWM信号Q2。同样地，在比较部38h中，比较第2电压指令Vm4和载波的振幅。使比较部38h的输出进行反转得到的输出反转部38j的输出成为向开关元件53的PWM信号Q3，比较部38h的输出成为向开关元件54的PWM信号Q4。由于输出反转部38i，开关元件51和开关元件52不会同时接通，由于输出反转部38j，开关元件53和开关元件54不会同时接通。
图7是示出图6所示的载波比较部38B中的主要部分的波形例的时序图。在图7中，示出从加法部38m输出的第1电压指令Vm3的波形、从加法部38n输出的第2电压指令Vm4的波形、PWM信号Q1～Q4的波形以及逆变器输出电压的波形。此外，在图7中，为便于说明，用平坦的直线来表示振幅值比载波的峰值大的第1电压指令Vm3的波形部分以及振幅值比载波的峰值大的第2电压指令Vm4的波形部分。
PWM信号Q1在第1电压指令Vm3大于载波时成为“低(Low)”，在第1电压指令Vm3小于载波时成为“高(High)”。PWM信号Q2是PWM信号Q1的反转信号。PWM信号Q3在第2电压指令Vm4大于载波时成为“低(Low)”，在第2电压指令Vm4小于载波时成为“高(High)”。PWM信号Q4是PWM信号Q3的反转信号。这样，图6所示的电路以“低电平有效(Low Active)”来构成，但也能够以各个信号成为相反的值的“高电平有效(High Active)”来构成。
关于逆变器输出电压的波形，如图7所示，示出根据PWM信号Q1和PWM信号Q4的差电压而得到的电压脉冲以及根据PWM信号Q3和PWM信号Q2的差电压而得到的电压脉冲。将这些电压脉冲作为马达施加电压而施加到单相马达12。
在图7所示的波形中，在电压指令Vm的1个周期T之中的一方的半周期中，开关元件51、52的开关动作停止，在电压指令Vm的1个周期T之中的另一方的半周期中，开关元件53、54的开关动作停止。
另外，在图7所示的波形中，在电压指令Vm的1个周期T之中的一方的半周期中开关元件52被控制为始终成为接通状态，在电压指令Vm的1个周期T之中的另一方的半周期中开关元件54被控制为始终成为接通状态。此外，图7是一个例子，还可能存在如下情况：在一方的半周期中开关元件51被控制为始终成为接通状态，在另一方的半周期中开关元件53被控制为始终成为接通状态。即，在图7所示的波形中有如下特征：在电压指令Vm的半周期中，开关元件51～54之中的至少1个被控制为成为接通状态。
另外，在图7中，成为逆变器输出电压的波形针对电压指令Vm的每1个周期以3个电位进行变化的单极调制。如上所述，也可以代替单极调制而使用双极调制，但在需要将马达电流波形控制为更接近正弦波的用途中，优选为采用单极调制。
接下来，参照图8至图10的附图，说明本实施方式中的超前角控制。图8是示出用于计算向图4所示的载波比较部38A以及图6所示的载波比较部38B输入的超前角相位θv的功能结构的框图。图9是示出实施方式中的超前角相位θv的计算方法的一个例子的图。图10是用于说明图4以及图6所示的电压指令Vm和超前角相位θv的关系的时序图。
超前角相位θv的计算功能如图8所示能够通过旋转速度计算部42和超前角相位计算部44来实现。旋转速度计算部42根据由电流检测部22检测到的电流信号Ima、Imb，计算单相马达12的旋转速度ω。另外，旋转速度计算部42根据电流信号Ima、Imb，计算转子12a的从基准位置起的角度即转子机械角θm，并且计算将转子机械角θm换算为电角度得到的基准相位θe。
在此，在图10的最上段部，用信号电平来表示转子12a的位置。在最上段部的波形中，信号从“H”向“L”的下降沿的部分成为转子12a的基准位置，该基准位置被设定为转子机械角θm的“0°”。另外，在表示转子机械角θm的数值列的下部，示出将转子机械角θm换算为电角度得到的相位即基准相位θe。超前角相位计算部44根据旋转速度计算部42计算出的旋转速度ω以及基准相位θe，计算超前角相位θv。
图9的横轴示出旋转速度N，图9的纵轴示出超前角相位θv。如图9所示，能够使用超前角相位θv相对旋转速度N的增加而增加的函数来决定超前角相位θv。在图9的例子中，利用1次的线性函数来决定超前角相位θv，但不限定于1次的线性函数。只要是根据旋转速度N的增加而超前角相位θv变得相同或者变大的关系，则也可以使用1次的线性函数以外的函数。
在图10的中段部，作为“例1”以及“例2”，示出2个电压指令Vm的波形例。另外，在图10的最下段部，示出转子12a按顺时针方向进行旋转时的转子机械角θm为0°、45°、90°、135°以及180°的状态。对单相马达12的转子12a设置有4个磁铁，在转子12a的外周设置有4个齿12b1。在转子12a按顺时针方向进行旋转的情况下，根据电流信号Ima、Imb来推测转子机械角θm，根据推测出的转子机械角θm来计算换算为电角度得到的基准相位θe。
在图10的中段部中，作为“例1”示出的电压指令Vm是超前角相位θv＝0的情况的电压指令。在超前角相位θv＝0的情况下，输出与基准相位θe同相的电压指令Vm。此外，根据上述电压振幅指令V*来决定此时的电压指令Vm的振幅。
另外，在图10的中段部中，作为“例2”示出的电压指令Vm是超前角相位θv＝π/4的情况的电压指令。在超前角相位θv＝π/4的情况下，输出从基准相位θe超前作为超前角相位θv的分量的π/4得到的电压指令Vm。
接下来，参照图11至图16的附图，说明逆变器11的动作模式。图11是将从电池10向单相马达12供给电力时的1个电流路径示出到图2的图。图12是将从电池10向单相马达12供给电力时的另1个电流路径示出到图2的图。图13是将逆变器11进行续流动作时的1个电流路径示出到图2的图。图14是将逆变器11进行续流动作时的另1个电流路径示出到图2的图。图15是示出单相马达12的能量被再生到电池10时的1个电流路径的图。图16是示出单相马达12的能量被再生到电池10时的另1个电流路径的图。
首先，在图11中，开关元件51、54根据驱动信号S1、S4而导通，按照开关元件51、单相马达12、开关元件54、分流电阻55b的顺序流过电流。另外，在图12中，开关元件52、53根据驱动信号S2、S3而导通，按照开关元件53、单相马达12、开关元件52、分流电阻55a的顺序流过电流。不论在哪个情况下，都从电池10向单相马达12供给电力。另外，不论在哪个情况下，都在分流电阻55a或者分流电阻55b中流过电流。
接下来，说明图13以及图14。图13以及图14是通过使驱动信号S1、S3或者驱动信号S2、S4同时成为接通而使得逆流(还称为“续流(flywheel)”)的开关模式。在图13中，开关元件51、53根据驱动信号S1、S3而导通，从单相马达12流出的续流电流经由开关元件51以及开关元件53而返回到单相马达12。另外，在图14中，开关元件52、54根据驱动信号S2、S4而导通，从单相马达12流出的续流电流经由开关元件54、分流电阻55b、分流电阻55a以及开关元件52而返回到单相马达12。在这些动作中，特征在于，在图13的开关模式中在分流电阻55a、55b中不流过电流，在图14的开关模式中在分流电阻55a、55b这双方中流过电流。
接下来，说明图15以及图16。图15以及图16都是单相马达12的能量被再生到电池10时的动作。在图15中，开关元件51、54根据驱动信号S1、S4而导通，从单相马达12流出的再生电流经由开关元件51、在图15中未图示的电池10、分流电阻55b以及开关元件54而返回到单相马达12。另外，在图16中，开关元件52、53根据驱动信号S2、S3而导通，从单相马达12流出的再生电流经由开关元件53、在图15中未图示的电池10、分流电阻55a以及开关元件52而返回到单相马达12。不论在哪个情况下，都在分流电阻55a或者分流电阻55b中流过电流。
如从以上的说明可知，除了图13的开关模式以外，会在分流电阻55a、55b中的任意分流电阻中流过电流。即，可知通过以防止发生图13所示的开关模式的方式使逆变器11动作，能够在所有期间中检测马达电流Im。
在此，比较示出使逆变器11以两侧PWM模式进行动作时的PWM信号的波形的图5、和示出使逆变器11以单侧PWM模式进行动作时的PWM信号的波形的图7。在图5中存在Q1以及Q3同时成为接通的期间，但在图7中不存在Q1以及Q3同时成为接通的期间。因此，如果使逆变器11以单侧PWM模式进行动作，则能够排除Q1以及Q3同时成为接通的期间。
接下来，说明实施方式中的电流检测部。图17是示出图1所示的电流检测部22的结构例的图。在图17中，电流检测部22具备放大电路70a、70b、电平转换电路71a、71b、合成部72以及保护部73。合成部72以及保护部73是生成保护信号Sps的结构部。即，对图17所示的电流检测部22附加有保护功能。
放大电路70a放大由于在分流电阻55a中流过的电流I1而产生的分流电阻55a的两端电压。同样地，放大电路70b放大由于在分流电阻55b中流过的电流I2而产生的分流电阻55b的两端电压。
分流电阻55a、55b配置于单相马达12的电流路径，所以考虑损失以及发热面，优选为是微小的电阻值。因此，在流过马达电流Im时分流电阻55a、55b的两端电压成为极其低的值。因此，如图17所示设置放大电路70a、70b这成为优选的结构。
电平转换电路71a以使电平转换电路71a的输出信号成为可输入到处理器31的电平的方式，转换放大电路70a的输出的电平。同样地，电平转换电路71b以使电平转换电路71b的输出信号成为可输入到处理器31的电平的方式，转换放大电路70b的输出的电平。
处理器31的典型的例子是微电脑。微电脑一般而言能够检测0～5V程度的正的电压，未对应于直至5V为止的负电压。另一方面，如图11、图12以及图14至图16所示，在分流电阻55a、55b中流过的电流的朝向会变化。其结果，由于电流的极性，有可能发生负电压。因此，在例如微电脑的输出电压的最大值是5V的情况下，具有2.5V程度的偏置地成为零点。并且，将0～2.5V设为负电压，将2.5V～5V设为正电压。承担该功能的是电平转换电路71a、71b。通过设置电平转换电路71a、71b，能够输入到处理器31的未图示的模拟数字(AnalogDigital：AD)输入端子。另外，处理器31通过将作为电压值的电平转换电路71a、71b的输出换算为电流值，能够检测正以及负的电流。此外，也可以将0～2.5V设为正电压，并将2.5V～5V设为负电压，利用处理器31进行正负反转的处理。
合成部72将电平转换电路71a、71b的各输出信号合成为1个信号而输出到保护部73。合成部72的一个例子是加法电路。保护部73根据由合成部72合成的电流信号和所设定的保护阈值的比较结果，生成并输出保护信号Sps。具体而言，保护部73将由合成部72合成的电流信号的电平与保护阈值进行比较，如果电流信号的电平大于保护阈值，则生成保护信号Sps。保护信号Sps被输入到处理器31。处理器31在接收到保护信号Sps时，为了保护逆变器11而停止用于对逆变器11的各开关元件进行驱动的各PWM信号的生成。
补充上述合成部72以及保护部73的结构。例如，作为开关元件发生短路故障的情况的保护的结构，还能够对分流电阻55a、55b分别附加保护功能。另一方面，在对分流电阻55a、55b分别附加保护功能的结构中，部件件数会增加，无法避免成本增加。因此，用合成部72将由分流电阻55a、55b检测到的电流信号Ima、Imb合成为1个信号。然后，根据由合成部72合成的合成信号，在保护部73中判断有无过大电流。然后，将由保护部73生成的保护信号Sps发送给处理器31，从而能够以使逆变器11的各开关元件的驱动停止的方式进行动作。
此外，图17所示的电流检测部22也可以如图18所示构成。图18是示出图1所示的电流检测部22的变形例的结构的图。在图18所示的电流检测部22A中，在图17所示的电流检测部22的结构中，合成部72以及保护部73被置换为保护部74。保护部74具备比较器74a、74b和逻辑和电路74c。向比较器74a输入放大电路70a的输出，向比较器74b输入放大电路70b的输出。比较器74a、74b各自将所输入的各个信号的电平与作为保护阈值的阈值Vth进行比较，生成表示有无过大电流的信号。在图18的例子中，在“有”过大电流的情况下输出逻辑“1”(高(High))，在“无”过大电流的情况下输出逻辑“0”(低(Low))。然后，将逻辑和电路74c的输出作为保护信号Sps而输入到处理器31。之后的动作如上所述。此外，也可以如以往技术那样，通过在分流电阻55a、55b的连接点与电池10之间设置另外的分流电阻(未图示)而进行流过过大的电流的情况的保护。
图19是示出使逆变器11以能够排除图13的动作状态的单侧PWM模式进行动作时的各种波形的图。在图19的上段部，示出使逆变器11以单侧PWM模式进行动作时的PWM信号Q1～Q4的波形例。在图19的下段部，示出在以上段部所示的PWM信号Q1～Q4使逆变器11动作时流过的马达电流Im、用于恢复马达电流Im的2个电流信号Ima、Imb的波形。另外，关于处于最下段部的以往电流，示出在电池10与逆变器11之间设置有分流电阻的所谓基于1个分流电阻的电流检测方式中流过该分流电阻的电流Ibc的波形。
在图19中，在作为第1期间的期间A(0.5ms～1.5ms、2.5ms～3.5ms的期间)中电流信号Ima成为脉冲状的电流，但电流信号Imb并非是脉冲状的电流，而流过与马达电流Im同等的连续的电流。此时流过的电流信号Imb也可以被称作非脉冲的电流。
另外，在作为第2期间的期间B(1.5ms～2.5ms、3.5ms～4.5ms的期间)中，电流信号Imb成为脉冲状的电流，但电流信号Ima并非是脉冲状的电流，而流过与马达电流Im同等的连续的电流。此时流过的电流信号Ima也可以被称作非脉冲的电流。
因此，可知如果在期间A中检测电流信号Ima并在期间B中检测电流信号Imb，则能够在所有期间中检测与马达电流Im同等的连续的电流。此外，期间A、B是与马达电流Im的半周期相当的期间。
在此，在观察图19的波形时可知，能够用分流电阻55a、55b检测电流信号Ima、Imb的定时与开关元件51～54的动作的切换定时一致。关于开关元件51～54的动作的切换定时，由控制部25进行管理，所以如果根据电压输出期间来选择电流信号Ima、Imb之中的任意电流信号，则能够得到基于与马达电流Im同等的连续的电流的检测值。
图20是示出实施方式中的电流检测动作的流程图。图20由控制部25实施。控制部25判定电压输出期间是期间A还是期间B(步骤S101)。此外，在图20的流程图中所称的期间A、B的定义如图19所示。在电压输出期间是“期间B”的情况下，控制部25检测电流信号Ima作为马达电流Im(步骤S102)，结束图20的处理。另外，在电压输出期间是“期间A”的情况下，控制部25检测电流信号Imb作为马达电流Im(步骤S103)，结束图20的处理。
如图20所示，控制部25根据电压输出期间，以在电流连续地流过的期间能够检测电流的方式切换电流信号Ima、Imb的选择。在此，无需如以往的用1个分流电阻进行检测的情况那样使AD变换的定时与特定的定时一致。另外，在电流的检测中，电流连续地流过，所以也易于排除由于开关元件的状态变化引起的鸣震(ringing)等所造成的电流脉动的影响。由此，能够提高抗噪声性能。
而且，由于电流连续地流过，所以无法检测电流的期间消失。因此，不论在什么样的定时开始AD变换，都能够检测电流。由此，无需使用高性能并且昂贵的处理器，能够削减成本。此外，一般而言，执行控制运算的是载波的波峰、波谷或者这两方。因此，为了减少控制开始定时与AD变换的定时的偏离，优选为使AD变换的定时与载波的波峰或者波谷同步而进行电流检测。
如以上说明那样，根据实施方式所涉及的马达驱动装置，以使在设置于将第1开关元件和第2开关元件串联地连接而成的第1支路的第1电流检测单元的检测器中流过非脉冲的电流的第1期间和在设置于将第3开关元件和第4开关元件串联地连接而成的第2支路的第2电流检测单元的检测器中流过非脉冲的电流的第2期间连续的方式，控制第1至第4开关元件。由此，马达电流的1个周期中的不可检测期间消失，能够可靠并且连续地实施马达电流的检测。
接下来，说明实施方式所涉及的马达驱动装置的应用例。图21是具备实施方式所涉及的马达驱动装置2的电吸尘器61的结构图。电吸尘器61具备图1所示的电池10、图1所示的马达驱动装置2、由图1所示的单相马达12驱动的电动送风机64、集尘室65、传感器68、吸入口63、延长管62以及操作部66。
使用电吸尘器61的用户手持操作部66来操作电吸尘器61。电吸尘器61的马达驱动装置2将电池10作为电源来驱动电动送风机64。通过驱动电动送风机64，从吸入口63吸入灰尘。所吸入的灰尘经由延长管62而被集中到集尘室65。
电吸尘器61是单相马达12的旋转速度从0[rpm]超过10万[rpm]地进行变动的产品。在这样的单相马达12驱动高速旋转的产品时，需要较高的载波频率，所以在以往的电流检测方式下难以调整A/D变换定时，开关时间也变短而更难以检测，所以上述实施方式所涉及的控制方法是合适的。
另外，在向单相马达12输出基于电压指令的电压时，控制部25在电压指令的周期之中的一方的半周期中使上臂的第1开关元件和下臂的第2开关元件的开关动作停止，在电压指令的周期之中的另一方的半周期中使上臂的第3开关元件和下臂的第4开关元件的开关动作停止。由此，开关损失的增加被抑制，能够实现效率良好的电吸尘器61。
另外，实施方式所涉及的电吸尘器61能够通过上述散热部件的简化来实现小型化以及轻量化。而且，电吸尘器61不需要对电流进行检测的电流传感器，也不需要高速的模拟数字变换器，所以能够实现抑制设计成本以及制造成本的增加的电吸尘器61。
图22是具备实施方式所涉及的马达驱动装置2的干手机90的结构图。干手机90具备马达驱动装置2、外壳91、手探测传感器92、接水部93、排水容器94、罩96、传感器97、吸气口98以及电动送风机95。在此，传感器97是陀螺仪传感器以及运动传感器(motion sensor)中的任意传感器。在干手机90中，通过将手插入到位于接水部93的上部的手插入部99，从而用电动送风机95的送风将水吹散，吹散的水被接水部93收集后积存到排水容器94。
干手机90与图21所示的电吸尘器61同样地，是马达转速从0[rpm]超过10万[rpm]地进行变动的产品。因此，在干手机90中，上述实施方式所涉及的控制方法也是合适的，能够得到与电吸尘器61同样的效果。
如以上说明那样，在本实施方式中说明了在电吸尘器61以及干手机90中应用马达驱动装置2的结构例，但不限定于这个例子。马达驱动装置2能够广泛地应用于搭载有马达的电气设备。搭载有马达的电气设备的例子是焚烧炉、粉碎机、干燥机、集尘机、印刷机械、清洁机械、制点心机械、制茶机械、木工机械、塑料挤压机、纸板机械(cardboardmachines)、包装机械、热风发生机、OA设备以及电动送风机。电动送风机是物体输送用、吸尘用或者一般送风排风用的送风单元。
此外，以上的实施方式所示的结构是本发明的内容的一个例子，也能够与其它公知的技术组合，还能够在不脱离本发明的要旨的范围中将结构的一部分进行省略、变更。

Claims (12)

1.一种马达驱动装置，具备：
逆变器，该逆变器具备将上臂的第1开关元件和下臂的第2开关元件串联地连接而成的第1支路以及将上臂的第3开关元件和下臂的第4开关元件串联地连接而成的第2支路，所述第1支路和所述第2支路并联地连接于直流电源，将从所述直流电源供给的直流电力变换为交流电力并供给到单相马达；
第1电流检测单元，检测在所述第1支路中流过的电流；
第2电流检测单元，检测在所述第2支路中流过的电流；以及
控制部，以使在所述第1电流检测单元的检测器中流过非脉冲的电流的第1期间和在所述第2电流检测单元的检测器中流过非脉冲的电流的第2期间连续的方式，控制所述第1开关元件至所述第4开关元件。
2.根据权利要求1所述的马达驱动装置，其中，
所述第1电流检测单元以及所述第2电流检测单元分别具备电平转换电路。
3.根据权利要求1或者2所述的马达驱动装置，其中，
所述控制部进行控制以使所述第1开关元件至所述第4开关元件之中的至少1个开关元件在所述单相马达中流过的马达电流的半周期的期间成为接通状态。
4.根据权利要求1或者2所述的马达驱动装置，其中，
所述第1电流检测单元的检测器配置于所述第2开关元件的低电位侧的端子与低电位侧的直流母线之间，
所述第2电流检测单元的检测器配置于所述第4开关元件的低电位侧的端子与低电位侧的直流母线之间。
5.根据权利要求1、2或者4所述的马达驱动装置，其中，
所述控制部根据将所述第1电流检测单元的检测器的检测信号和所述第2电流检测单元的检测器的检测信号进行合成得到的电流信号与所设定的保护阈值的比较结果，控制所述第1开关元件至所述第4开关元件的动作。
6.根据权利要求1、2或者4所述的马达驱动装置，其中，
所述控制部根据所述第1电流检测单元的检测器的检测信号与所设定的保护阈值的比较结果以及所述第2电流检测单元的检测器的检测信号与所述保护阈值的比较结果，控制所述第1开关元件至所述第4开关元件的动作。
7.根据权利要求4至6中的任意一项所述的马达驱动装置，其中，
所述第1开关元件至所述第4开关元件之中的至少所述第2开关元件以及所述第4开关元件由宽带隙半导体形成。
8.根据权利要求7所述的马达驱动装置，其中，
所述宽带隙半导体是碳化硅、氮化镓或者金刚石。
9.根据权利要求4至6中的任意一项所述的马达驱动装置，其中，
所述第2开关元件以及所述第4开关元件的电流容量大于所述第1开关元件以及所述第3开关元件的电流容量。
10.根据权利要求4至6中的任意一项所述的马达驱动装置，其中，
所述第2开关元件以及所述第4开关元件的接通电阻小于所述第1开关元件以及所述第3开关元件的接通电阻。
11.一种电吸尘器，具备权利要求1至10中的任意一项所述的马达驱动装置。
12.一种干手机，具备权利要求1至10中的任意一项所述的马达驱动装置。
CN201980094128.XA 2019-03-28 2019-03-28 马达驱动装置、电吸尘器以及干手机 Pending CN113597738A (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2019/013889 WO2020194753A1 (ja) 2019-03-28 2019-03-28 モータ駆動装置、電気掃除機及び手乾燥機

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN113597738A true CN113597738A (zh) 2021-11-02

Family

ID=69183676

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201980094128.XA Pending CN113597738A (zh) 2019-03-28 2019-03-28 马达驱动装置、电吸尘器以及干手机

Country Status (4)

Country Link
EP (1) EP3952103A4 (zh)
JP (1) JP6636224B1 (zh)
CN (1) CN113597738A (zh)
WO (1) WO2020194753A1 (zh)

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013188133A (ja) * 2012-03-06 2013-09-19 Dyson Technology Ltd ブラシレス永久磁石モータのセンサレス制御
CN104107012A (zh) * 2013-04-19 2014-10-22 戴森技术有限公司 具有机载诊断系统的空气运输器具
US20160261214A1 (en) * 2013-10-08 2016-09-08 Dyson Technology Limited Drive circuit for a brushless motor having an ac/ac boost converter
WO2017179095A1 (ja) * 2016-04-11 2017-10-19 三菱電機株式会社 電力変換装置
CN108352795A (zh) * 2015-11-02 2018-07-31 三菱电机株式会社 马达驱动装置、电动吸尘器以及干手器

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2549742B (en) 2016-04-26 2020-06-17 Dyson Technology Ltd Method of determining the rotor position of a permanent-magnet motor
JP6991008B2 (ja) * 2017-08-09 2022-01-12 マブチモーター株式会社 モータ制御回路、及びモータ装置

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013188133A (ja) * 2012-03-06 2013-09-19 Dyson Technology Ltd ブラシレス永久磁石モータのセンサレス制御
CN104107012A (zh) * 2013-04-19 2014-10-22 戴森技术有限公司 具有机载诊断系统的空气运输器具
US20160261214A1 (en) * 2013-10-08 2016-09-08 Dyson Technology Limited Drive circuit for a brushless motor having an ac/ac boost converter
JP2016537942A (ja) * 2013-10-08 2016-12-01 ダイソン テクノロジー リミテッド Ａｃ／ａｃ昇圧コンバータを有するブラシレスモータのための駆動回路
CN108352795A (zh) * 2015-11-02 2018-07-31 三菱电机株式会社 马达驱动装置、电动吸尘器以及干手器
WO2017179095A1 (ja) * 2016-04-11 2017-10-19 三菱電機株式会社 電力変換装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
ENRICO SANTI等: "Modeling of Wide-Bandgap Power Semiconductor Devices—Part II", IEEE TRANSACTIONS ON ELECTRON DEVICES, pages 434 - 442 *

Also Published As

Publication number Publication date
EP3952103A4 (en) 2022-03-16
JPWO2020194753A1 (ja) 2021-04-08
EP3952103A1 (en) 2022-02-09
JP6636224B1 (ja) 2020-01-29
WO2020194753A1 (ja) 2020-10-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6644159B2 (ja) モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤー
CN111937295B (zh) 马达驱动装置、电动送风机、吸尘器以及干手器
JP7237198B2 (ja) モータ駆動装置、電気掃除機及び手乾燥機
JP6847195B2 (ja) モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤー
CN111869098B (zh) 马达驱动装置、电动送风机、吸尘器以及干手器
JP7237197B2 (ja) モータ駆動装置、電気掃除機及び手乾燥機
CN113597738A (zh) 马达驱动装置、电吸尘器以及干手机
EP3955455B1 (en) Motor drive device
JP7076637B2 (ja) モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ
JP6616055B1 (ja) モータ駆動装置、電気掃除機及び手乾燥機
WO2022085049A1 (ja) モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ
JP7462788B2 (ja) モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ
WO2022085050A1 (ja) モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ
WO2023181181A1 (ja) モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ
JP6910538B2 (ja) モータ駆動装置、電気掃除機及び手乾燥機
JP7150152B2 (ja) モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ
WO2019180968A1 (ja) モータ駆動装置、電気掃除機及び手乾燥機
WO2019180969A1 (ja) モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination