DE2062294A1 - Wechselrichter - Google Patents
WechselrichterInfo
- Publication number
- DE2062294A1 DE2062294A1 DE19702062294 DE2062294A DE2062294A1 DE 2062294 A1 DE2062294 A1 DE 2062294A1 DE 19702062294 DE19702062294 DE 19702062294 DE 2062294 A DE2062294 A DE 2062294A DE 2062294 A1 DE2062294 A1 DE 2062294A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- transistor
- output
- voltage
- controllable switching
- switching elements
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
- H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M3/3378—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current in a push-pull configuration of the parallel type
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
Patentanwalt ,
Dipl.-Phys.Leo Thul -
Stuttgart 206 2 2
J.Martens-M.Natens-M.de Aguirre 52-5-1
INTEMATIONAL STANDARD ELECTRIC CORPORATION, NEW YORK
Wechselrichter ■
Die Erfindung betrifft einen Wechselrichter mit zwei in
einer Gegentakt- B -Stufe auf einen Ausgangstransformator arbeitenden steuerbaren Schaltelementen und mit einem
diese Schaltelemente steuernden und zwei Impulszüge mit
unterschiedlicher Phasenlage abgebenden Steuergenerator. Ein derartiger Wechselrichter ist beispielsweise aus der
US-Pat ent schrift .3 1^5 ~5J>k bekannt.
Dieser bekannte Wechselrichter Ist jedoch für den Betrieb
bei verhältnismäßig hohen Frequenzen, beispielsweise bei etwa 20 kHz, ungeeignet. Bei der zuletzt genannten Frequenz
ist die Gleichstromkomponente der Wechselrichterausgangsspannung nicht mehr vernachlässigbar. Diese Komponente
sättigt den Ausgangstransformator, wenn keine besonderen Vorsichtsmaßnahmen ergriffen werden. Diese Unsymmetrie
der Wechselrichterausgangsspannung ist hauptsächlich durch das ungleiche Speichervermogen der als steuerbare Schaltelemente
verwendeten Leistungstransistoren und zu einem geringeren Grad durch ungleiche Speicherzelten derjenigen
Transistoren bedingt, die üblicherweise in den Treiberstufen verwendet werden. Daher werden sogar dann, wenn die
Steuerimpulse der beiden Leistungstransistoren einander
völlig gleichen, im allg*emelnen die Ausgangsstromimpulse dieser beiden Transistoren nicht die gleiche Länge haben.
Der sich-ergebende Magnetisierungsglelchstrom, zu dem
Strom des einen Leistagstrarisistors zuaddiert und vom
Dtrom des anderen Leistungatransistors subtrahiert, kann
KrU/Mr -/-
11.Dez.1970 ' .
7, J 09 32b/1168
- 2 -J. Mar tens -M. Natens-M.de Agulrre 32-5-1 2062294
eine Zerstörung des erstgenannten Leistungstransistors be-
da
wirken, der Ausgangstransformator über die entsprechende Primärwicklungshälfte gesättigt wird und damit zu diesem Zeitpunkt dieser Leistungstransistor unmittelbar an der Betriebsspannungsnuelle liegt und demzufolge seine zulässige Verlustleistung überschritten wird.
wirken, der Ausgangstransformator über die entsprechende Primärwicklungshälfte gesättigt wird und damit zu diesem Zeitpunkt dieser Leistungstransistor unmittelbar an der Betriebsspannungsnuelle liegt und demzufolge seine zulässige Verlustleistung überschritten wird.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin,einen Wechselrichter
der eingangs genannten Art zu schaffen, bei dem der vorgenannte Nachteil vermieden ist. Dies wird gemäß
der Erfindung dadurch erreicht, daß mittels Ableitungsschaltmittel aus den Arbeitsstromkreisen der steuerbaren
Schaltelemente zwei den Strömen durch diese Schaltelemente proportionale Spannungen abgeleitet werden, daß diese
Spannungen einer Vergleichseinrichtung zur Bildung einer Differenzspannung zugeführt werden und daß diese Differenzspannung
an den Steuergenerator angelegt wird und diesen derart beeinflußt, daß die Stromimpulsbreiten durch die
beiden steuerbaren Schaltelemente im Vergleich zueinander im wesentlichen gleich groß gehalten werden.
Ein V/echselrichter mit diesen Merkmalen läßt sich insbesondere
in geregelten Gleichspannungswandlern anwe nden
Anhand eines Ausführungsbeispiels wird die Erfindung näher erläutert.
Es zeigen:
Pig.l einen geregelten Gleichspannungswandler gemäiS der
Erfindung;
Fig.2 ausführliche Schaltungsanordnungen von einem Teil
des Gleichspannungswandlers nach Pig.l.
Der in Pig.l gezeigte geregelte Gleichspannungswandler weist
im /',ui-';g der Gleiohspanriurigswandlung folgende Glieder auf:
eine uriger'ffj-1 te G ieLch;;tromquel.le ΐΐ,ι-,.ί). eine Batterie
1 Ο Γ? ϊί, .-/1166
BAD OSiiölNAL
J. Mar tens-M. Katens-K.de Aguirre 32 - 5-1 2062
mit 48V ± 15$, ein Eingangstiefpaßfilter--LjZC1, einen
gesteuerten Wechselrichter mit zwei Leisbungstransistoren
Q1 und Qg sowie die mit diesen Leistungstransistqren verbundenen
Steuerschaltungen und eine Gleichrichter- und Glättungsschaltung, die aus vier Dioden VL - W. und
Ausgangstiefpaßfiltern LgZC-, und L^ZCj. besteht. Der
positive Pol der Gleichstromquelle B ist mit der Erdungsklemme verbunden, während der negative Pol der Gleich- ;
stromquelle B über eine Glättungsdrossel L1 einerseits
an das eine Ende der betreffenden Primärwicklungen zweier
identischer Stromwandler-Übertrager CT; und CTp und andererseits
über den Kondensator'.Cj>
zudem eine Reihenschaltung aus einem Widerstand R1 und einem Kondensator C2 parallel
liegt, an die Erdklemme angeschlossen. Die anderen Enden der Primärwicklungen der Transformatoren CT1 und CTg sind
individuell mit den Emittern zweier zugeordneter npn-Leistungs transistoren Q1 und Qg verbunden, deren Kollektoren reit
zugeordneten Enden der Primärwicklung eines Ausgangstransformators
PT verbunden sind. Diese Primärwicklung ist mit ihrem Mittelabgriff an die Erdklemme angeschlossen. Die
Basis-Emitter-Strecken, der Transistoren Q1 und Qg sind an
Sekundärwicklungen zw.eier , jeweils zugeordneter, identischer
Treiberübertrager DT, und DTp angeschlossen. Die Sekundärwicklung
des Ausgangstransforrnators PT ist mit ihren Enden an zwei die Dioden Vi1 - Vi2, umfassenden Doppelweggleichrichterschaltungen
verbunden. Die Mitte dieser Sekundärwicklung ist geerdet. Die Ausgange der beiden Doppelweggleichrichterschaltungen sind jeweils an das eine Ende
zweier Wicklungen Lg und L7 einer Drossel angeschlossen.
Diese Wicklungen Lp und L haben die gleiche Induktivität
und erzeugen entgegengesetzte Magnet—-flüsse, wie durch
die an den Wicklungsenden eingezeichneten Punkte angedeutet is.. Zwischen den anderen Enden der-Wicklungen Lp
und L_ und der Erdklemme liegt jeweils eine Parallelschaltung
aus einem Kondensator C^, bzw. Ch und einer
Lastimpedanz ZL bzw. Z1L. Auf diese Weise wird den Last- ■
1 0 £ t 2 S / 1 1 6 6 BAÖ ORKSiNAL
_ 4 J.Martens-M.Natens-M.de
Aguirre 32-5-1 2062294
impedanzen ZL und Z1L eine geregelte positive Spannung von
27V und eine geregelte negative Spannung von -27V zugeführt.
Die Steuerschaltung für den Wechselrichter umfaßt drei
Rückkopplungswege.
Der erste Rückkopplungsweg umfaßt die Stromwandler-Transformatoren
CT, und CTp, deren Sekundärwicklungen zwei
identische Spitzengleichrichterschaltungen PR, und PRg
speisen. Die Ausgänge der Schaltungen PR, und PRg sind
mit zwei zugehörigen EingäVngen eines Differenzverstärkers DA gekoppelt. Der Differenz —ausgang d und d des Verstärkers
DA ist an zwei zugehörige Steuereingänge eines astabilen Multivibrators AM angeschlossen, der zwei abwechselnd leitende
Stufen M und M aufweist. Die komplementären Ausgänge m und m des Multivibrators AM sind mit den ersten Eingängen
zweier, jeweils drei Eingänge umfassender negativer und Schaltungen
G, und Gp verbunden. Die Ausgänge dieser UND-Schaltungen
G, und G? sind jeweils über eine zugeordnete *
Treiberstufe DR1 bzw. DR2 mit den Primärwicklungen des
Treiberübertragers DT. und DTp angeschlossen.
Der zweite Rückkopplungsweg umfaßt zwei Phasenumkehrstufen I, und Ip, die mit ihren Eingängen über Adern h. und h an
die Kollektoren der Transistoren Q1 und Q2 und mit ihren
Ausgängen an die zweiten Eingänge der negativen UND-Schaltungen Gp und G. angeschlossen sind.
Der dritte Rückkopplungsweg weist eine Hilfswicklung AW
des Ausgangstransformators PT auf, die von der Sekundärwicklung dieses Transformators gespeist wird. Diese Hilfswicklung,
deren Mittelabgriff geerdet ist, speist selbst wiederum eine an ihren äußeren Enden angeschlossene Gleichrichter-
und Glättungsschaltung RS. Die Schaltung RS ist
G-/ 1 166
- 5 J.Martens-M.Natens-M.deAguirre 32-5-1 2062294
In bekannter Weise ausgeführt und kann z.B. durch zwei
Gleichrichter W10ZW11 gebildet werden,deren Kathoden
mit den betreffenden Enden der Hilfswicklung AW und deren miteinander verbundene 'Anoden über ein nicht gezeigtes
■Glättungsfilter mit einem geerdeten Widerstand IUq verbunden
sind. Das den Ausgang der Schaltung RS bildende Ende des Transistors PUn ist mit dem Eingang eines
S>y ■■■".-.-.
Fehleryerstärkers EA verbunden. DeriAusgang des Verstärkers
EA ist an den Steuereingang für die Impulsbreite eines
Impulsbreitenmodulators PWM angeschlossen. Der Ausgang ρ
des -Modulators- PWM ist mit den dritten Eingängen der negativen UND-Schaltungen Gj. und G2 verbunden. Der Triggereingang
des Impulsbreitenmodulators PWM ist mit dem Ausgang einer zwei Eingänge aufweisenden ODER-Sehaltung 0
verbunden, deren Eingänge an die Ausgänge m und m des
Multivibrators AM über zwei Differenzierglieder DF1 und
DFp angeschlossen sind.
Die Steuerschaltung für den Gleichspannungswandler weist
ferner eine tiberstromschutzschaltung auf, die eine Schwellwertschaltung TH enthalt. Diese Schwellwertschaltung ist
mit ihrem Eingang an den Summenausgang c des Differenzverstärkers
TA und mit ihrem Ausgang an den Sperreingang des Impulsbreitenmodulators PWM über eine Ader h-* angeschlossen» ■ ■
FIg.2 zeigt im einzelnen die Schaltungsanordnung des geregelten
Gleichspannungswandlers, der in Fig.4 durch die
Funkt!onsblöcke dargestellt ist. Der Differenzverstärker
DA enthält npn-Transistören Q12 xms3t ^13* deren miteinander
verbundene Emitter über zwei in Reihe geschaltete Widerstände R~g und r-^q an den negativen Pol einer
stabilisierten Spannungsquelle E1 angeschlossen sind.
Die Basen der Transistoren Q12 und Q1-Zj die die erwähnten
Differenzeingange des Verstärkers DA bilden., sind an die
Ausgänge der Spitzengleichrlchterschaltungen PR1 und PR2
' -A 10 9 8 2 6/1166
- 6 J. Mart ens-M. Natens-M.de Aguirre 32-5-1 2062
angeschlossen. Die Kollektoren der Transistoren Q,ρ und
CL., sind einerseits miteinander über einen Kondensator CQ
und andererseits über Widerstände R-,ο und R-^17. mit den
Basen zweier pnp-Transistoren Q10 und Q verbunden, die
die zwei aktiven Stufen M und M (Fig.l) des astabilen Multivabrators AM bilden. Die Basis des TransistorsQ10
(Q11) ist auch über einen Widerstand R-,- (R-^7,) mit der
Erdklemme und über einen Widerstand R^0 (R32) mit dem
gemeinsamen Verbind ungspunkt der Kathode einer Diode Wo (W7) und eines Widerstandes Rpg (R2Q) verbunden. Die
Anode der Diode Wn (W7) ist mit dem Kollektor desTrtansistors
Q11 (Qn0) verbunden, während das andere Ende des
Widerstandes R28^R29 ^ an ^ie sPannunSsquelle E1 angeschlos
29 1
sen ist. Die Emitter der Transistoren Q und Q^sind jeweils
über einen Widerstand R^1- bzw. R^ mit der Erdklemme
und ferner miteinander über einen Kondensator Cg verbunden.
Der Multivibrator AM erzeugt normalerweise eine symmetrische .rechteckförmige Ausgangsspannung. Die positionsgleichen
Elemente der Stufen M und M haben identische Werte, beispielsweise: R,Q = R^2, R^1 = R^, R,^ = R^, R2Q = R2g.
Der Kollektor des Transistors Q10 (Q11), der den vorerwähnten
Ausgang m (in) des Multivibrators AM bildet, ist an den
Triggereingang des Impulsbreitenmodulators PWM über das Differenzierglied DP1 (DP2) angeschlossen, welches die
Parallelschaltung einer Diode W15(Wg) und eines Widerstandes
R2^(R27) ,beispielsweise R2g = R = 27k0hm,aufweist, wobei
diese Parallelschaltung in Reihe mit einem Kondensator Cg
(Ογ) liegt. Diese Differenzierglieder DF1 und DF3 differenzieren
die positiven Flanken der rechteckförmigen Wellen, die in entgegengesetzter Phasenlage an den Multivibratorausgängen
m und m auftreten. Der genannte Triggereingang des Impulsbreitenmodulators PWM wird durch die Basis des
Transistros Qq einer bistabilen Schaltung verkörpert,
die zwei pnp-Transistoren Qq und Qg enthält. Die Basis
109826/1166
J. Mar tens-M. Nat ens-M. de Aguirre 32-5-1 2 06229 A
des Transistors Q„ ist ferner über einen Widerstand R22,
([ 500 Ohm) an die Erdklemme und über einen Widerstand
Rp1-(15 000 Ohm ) an die Spannungsquelle E1 angeschlossen.
Die Kollektoren der Transistoren QQund Qg s±n^ auch über
zugeordnete Widerstände R2j_ und R22 ^R21 = R22 ~ ^ ^00 oiim)
mit der Spannungsquelle E, verbunden, während die Emitter
dieser Transistoren über einen gemeinsamen Widerstand Rp1,
(33 Ohm) an die Erdklemme angeschlossen sind. Die Basis
des Transistors Qo ist einerseits über einen Widerstand
R2Q (1 000 Ohm) an den gemeinsamen Verbindungspunkt des
Widerstandes R21 und des Kollektors des Transistors Qq
und andererseits über einen Widerstand R^g (220 Ohm) an
den Kollektor eines npn-Transistors Q.u angeschlossen.
Mit dem Transistor Q1K wird die Schwellwertschaltung TH
gebildet. Der Emitter des Transistors Q12J. ist mit dem
negativen Pol einer Bezugsspannungsquelle E2 verbünden,
während die Basis des Transistors Q12J. an den Summenausgang e des Differenzverstärkers DA angeschlossen ist; der
Summenausgang c ist der gemeinsame Verbindungspunkt der
Widerstände R-.~ und RfI~. Der Kollektor des Transistor^
Qn ist ferner über eine Reihenschaltung aus einer Entkopplungsdiode Wq und einem Widerstand R1O an die Basis
des Transistors Q7.-einer monostabilen Schaltung angeschlossen, die 2 pnp-Transistoren Qg und Q_ aufweist. Der gemeinsame
Verbindungspunkt der Kathode der Diode Wg und des
Widerstandes R1O ist einerseits über einen Kondensator C1-mit
der Erdklemme und andererseits über einen Widerstand R mit der Spannungsquelle E verbunden. Der geinsame Verbindungspunkt
der Basis des Transistors Q„ und des Widerstandes
R1O ist über einen Widerstand R1^ an die Erdklemme
und über einen Widerstand R17. an den Kollektor eines npn-Transistors
Q1 j- angeschlosssen. Der Transistor Q1 c* mik dem
der Fehlerverstärker EA gebildet ist, ist mit seinem Emitter
an den negativen Pol einer Bezugsspannungsquelle E, und mit
seiner Basis an den Ausgang einer Gleichrichter- und Glättungs· schaltung RS angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Qr
109826/1166
- 8 J.Martens-M. Nat ens-M. de Aguirre 32-5-1 2062294
ist einerseits über einen Widerstand R-^ an die Spannungsquelle
E1 und andererseits über die Reihenschaltung eines Widerstandes R1-, und eines Widerstandes R12 an die Erdklemme
angeschlossen, wobei der Verbindungspunkt der beiden Widerstände R1^* R12 mit der Basis des Transistors
Qy- verbunden ist. Die Emitter der Transistoren CL- und Q„
x> ο 7
sind über einen gemeinsamen Widerstand R1 ^ mit der Erdklemme
verbunden. Der Kollektor des Transistors Q,-, der den Ausgang ρ des Impulsbreitenmodulators PWM bildet, ist
über einen Widerstand Rg mit der Basis des Transistors Q2,
einer bistabilen Schaltung verbunden, die zwei pnp-Transistoren
Q-. und Q2, aufweist.
Diese Transistoren Q-, und Q,, bilden die Treiberstufe DR.
3 4 1
und sind mit ihren Kollektoren an die Enden der Primärwicklung des Treibertransformators DT1 über Widerstände
Rp beziehungsweise R-* angeschlossen. Der Mittelabgriff
der Primärwicklung ist geerdet. Zwischen dem Kollektor
des Transistors Q2, und der negativen Klemme Ε-liegt ein
Spannungsteiler aus Widerständen R2, und R1-. Dem Widerstand
R2, ist ein Kondensator C10 parallel geschaltet. Der
gemeinsame Verbindungspunkt der Widerstände R2,, R1- ist an
die Basis des Transistors Q^, angeschlossen. Die miteinander
verbundenen Emitter der Transistoren Q_, Q2, liegen unmittelbar
an der negativen Klemme E1. Die Basis des Transistors
Q2, ist noch über einen Widerstand R7 mit dem
Kollektor eines pnp-TransistonsQj- verbunden. Dieser Transistor
Q(-, der die Phasenumkehrstufe Ip bildet, ist mit
seinem Emitter an die Erdklemme und mit seiner Basis an den gemeinsamen Verbindungspunkt zweier Widerstände R1Q
und R11 angeschlossen. Die anderen Enden der Widerstände
R10 und R11 sind mit der Erdklemme und mit der erwähnten
Ader h2 verbunden. Die negative UND-Schaltung G1 der Plg.l
wird durch die Widerstände R7, Ro, Rq^Rg und den Tran-
109826/1166
BAD ORIGINAL
- 9 J. Mar tens-M. Nat ens-M. de Aguirre 32-5-1 2062 29
sistor Q1. der bistabilen Schaltung Q,.,, Qj, gebildet (negative
Signale stellen eine logische 1 dar). In ähnllchEr Weise sind der Ausgang ρ des Impulsbreitenmodulators PWM,
der Ausgang in des Multivibrators AM und der Ausgang der
Phasenumkehrstufe I^ ( in Pig.2 nicht gezeigt) über zugeordnete
Widerstände R'g, R'q und R ( nicht gezeigt;
Rg =. R1Q- rq ~ Rla,' R7 = Rl '.)■ roifc. der Treiberstufe TRg
in Fig.2 nicht gezeigt) verbunden. Die Schaltungsanordnungen für die Umkehrstufe I'i und die Treiberstufe DRp
sind ähnlich wie die umkehrstufe Ip und der Treiberstufe
DR, ausgebildet und sind der Einfachheit halber nicht in
Fig.2 gezeigt.
Im folgenden wird nun die Arbeitsweise des geregelten
GleiGhspannungswandlers in Verbindung mit den Schaltungsanordnungen der Figuren 1 und 2 erläutert.
Die ungeregelte Spannung der Gleichstromquelle B wird über
das Eingangsfilter L^/C. und das Dämpfungsglied R./Cg den
toren Q,
ausgeschaltet,, die mittels der Treiberübertrager DT, und
DTp an die Emitter und die Basen angelegt werden. Diese
Transistoren erzeugen, wie später noch erklärt wird,Stromimpulse mit zueinander gleicher Breite., die der Primärwicklung
des Ausgangstransformator PT zugeführt werden.
Daher ist die an der Sekundärwicklung auftretende Wechsel-Spannung
erdsymmetrisch, d.h. daß die Flächen der negativen Halbwelle und der positiven Halbwelle gleich groß sind.
Die Dioden W, bis W. richten diese Wechselspannung gleich,
und die doppelweggleichgerichteten Spannungen, die an.den Kathoden der Dioden W1, Wg und an den Anoden der Dioden
W^j W^ abgenommen werden, werden über das Filter G^/G-der
Lastimpedanz ZL und über das Filter L,/Lu der Last-Impedanz
Z1L zugeführt. Auf diese Weise werden die La;;t-
109826/1166
- 10 -J. Mart ens-M. Natens-M.de Aguirre 32-5-1 2062294
impedanzen ZL und Z'L mit gleichen Gleichspannungen entgegengesetzter
Vorzeichen gespeist. Es sei darauf hingewiesen, daß in der praktischen Ausführung de." jleichspannungswandlers
individuelle Gleichspannungsstabilisatoren (nicht gezeigt) zwischen den Filtern Lp/c-z und L^/C. und den zugehörigen
Lastimpedanzen ZL und Z'L eingefügt sind, um hochkonstante
Ausgangsgleichspannungen zu erhalten.
In Verbindung mit den filtern Lg/C-, und L^/C^ ist zu bemerken,
daß. aufgrund der induktiven Kopplung der einer gemeinsamen Drossel zugehörigen Wicklungen L2 und L-^ein verbesserter
Gleichlauf der positiven und negativen Ausgangsspannungen erreicht wird. Wenn nämlich eine der veränderlichen
Lastimpedanzen ZL und Z1L einen unbestimmten Wert annimmt und die andere Lastimpedanz einen normalen Wert hat,
dann übersteigt die Spannungswelle am unbelasteten Ausgang nicht einen verhältnismäßig niedrigen Wert, weil der letztgenannte
Ausgang immer noch durch die induktive Kopplung der Wicklungen Lp und L, belastet ist. Auf diese Weise werden
die Dioden W, bis W^ keinen großen inversen Spannungen ausgesetzt.
Die Egalisierung der Durchschaltzeiten t^ und t2 derJLeistungstransistoren
Q1 und Q wird durch den erwähnten ersten Rück-
1 2
kopplungsweg hervorgerufen. Die die Transistoren Q1 und Qp und die Primärwicklungen der Stromwandler-Transformatoren CT. und CT2 durchlaufenden Stromimpulse erzeugen in den Sekundärwicklungen dieser Transformatoren entsprechend lange Spannungen. Diese Spannungen werden mittels der Schaltungen PR1 und PR2 spitzengleich.gerichtet. Die sich ergebenden Gleichspannungen V, und V2, die zur Dauer der Stromimpulse durch die Transistoren Q-, und Q0 proportional sind, werden den betreffenden Eingängen des Differenzverstärkers DA, d.h. den Basen der Transistoren Q-,2 und Qj-5, zugeführt. Wenn die Stromimpulsbreiten t. und ^einander entsprechen (t1=tp=t),
kopplungsweg hervorgerufen. Die die Transistoren Q1 und Qp und die Primärwicklungen der Stromwandler-Transformatoren CT. und CT2 durchlaufenden Stromimpulse erzeugen in den Sekundärwicklungen dieser Transformatoren entsprechend lange Spannungen. Diese Spannungen werden mittels der Schaltungen PR1 und PR2 spitzengleich.gerichtet. Die sich ergebenden Gleichspannungen V, und V2, die zur Dauer der Stromimpulse durch die Transistoren Q-, und Q0 proportional sind, werden den betreffenden Eingängen des Differenzverstärkers DA, d.h. den Basen der Transistoren Q-,2 und Qj-5, zugeführt. Wenn die Stromimpulsbreiten t. und ^einander entsprechen (t1=tp=t),
V-109826/1166
J.Martens-M.Natens-M.de Aguirre 32-5-1
sind auch die Spannungen V1 und Vp gleich. Dasselbe gilt
auch für die Kollektorspannungen der Transistoren Q1 ρ und
Q,,,,. Die Basispotentiale der Transistoren Q10 und Q11
sind ebenfalls gleich zueinander, und der Multivibrator AM erzeugt eine symmetrische, rechteckförmige Ausgangsspannung.
Wenn angenommen wird, daß eine der Impulsbreiten t, und tp größer als die obengenannte normale Impulsbreite
t sowie die andere Impulsbreite kleiner, beispielsweise tj>
t > t2i ist, dann wird die Spannung V1 positiver als
die Spannung Vg. Die Kollektorspannung des Transistors
Q12 wird daher negativer als die des Transistors Qi-z·
Das Basisvorspannungpotential des Transistors Q10 wird
auch negativer als das des Transistors Q11* sojdaß der
Multivibrator AM nun eine unsymmetrische rechteckförmige Ausgangsspannung erzeugt. In der betrachteten Multivibratorperiode
wird dabei die Durchschaltzeit des Transistors Q10 verlängert und die Durchschaltzeit des Transistors Q11
um denselben Betrag verkürzt. Es wird darauf hingewissen,
daß die Transistoren Q10 und Q11 des astabilen Multivabrators
AM durch die Dioden 1W7 und Wg an der Sättigung gehindert werden. Die Differenzierglieder DP1 und DF2 differenzieren
die positiven Planken der Rechteekwellen, die an den Ausgängen m und m des Multivibrators AM.mit einer
Phasenverschiebung von I80 Grad erscheinen. Dabei ist
die Frequenz des sich ergebenden Impulszuges am Ausgang
der ODER-Schaltung 0, d.h. am gemeinsamen Verbindungspunkt
der Kondensatoren Cg und Ογ, zweimal so groß wie die Frequenz
des astabilen Multivibrators AM. Der zuletzt genannte Impulszug aus positiven Impulsen gelangt zur Basis des
Transistors Qg des Impulsbreitenmodulators PWM und triggert
die bistabile Schaltung Qo - Qg mit derselben Frequenz.
Im Normalzustand sind der Transistor Qg der bistabilen
Schaltung gesättigt und der Transistor Qo gesperrt, dessen
V-109826/1166
J.Martens-M.Natens-M.de Aguirre 32-5-1
Basis über den Widerstand R2-, (33 Ohm), den gesättigten
Transistor Qq und den Widerstand Rp0 (1 OOO Ohm) etwa Erdpotential
erhält. Wenn der Basis des Transistors QQ ein positiver Impuls zugeführt wird, wechselt die bistabile
Schaltung Qq/Qq ihren Schaltzustand solange, wie der positive
Impuls dauert. Dabei erhält der Kollektor des gesättigten Transistors Qg etwa Erdpotential,.während der
Kollektor des Transistors QQ das negative Potential der
Spannungsquelle E1 aufweist. Nachdem die bistabile Qo/Qq
in den umgekehrten Schaltzustand getriggert ist, in dem der Transistor Qg gesättigt und der Transistor Qq gesperrt
ist, wird die Diode W„ leitend, soldaß der Kondensator C,-der
monostabilen Schaltung Qg/Qy über den mittels der Diode
W0, des gesättigten Transistors WR und des Widerstandes R0.,
y sich ° .
gebildeten niederohmigen Weg fast augenblicklich entlad t Der normalerweise leitende Transistor Q7 wird gesperrt, weil
seine Basis auf ein positiveres Potential als das Basisvorspannungpotentials des Transistors Qg gebracht worden ist.
Daher ist der Transistor Qg in den leitenden Zustand geschaltet
worden. Wenn der kurzzeitige positive Impuls an der Basis des Transistors Qq verschwindet, dann schaltet die bistabile
Schaltung Qq/Qq in den normalen Schaltzustand zurück
und dann wird die Diode WQ wieder in den Sperrzustand gebracht,
so daß der Entladeweg des Kondensators C1- unterbrochen wird.
Der Ladestrom des Kondensators Cp- beginnt über die Widerstände
R.g und R»o zu fließen, so daß die monostabile
Schaltung Qg/Qy in den normalen Schaltzustand zurückschaltet,
wenn der Kondensator .C1- auf ein negativeres Potential als
das Basisvorspannungspotential des Transistors Q,- aufgeladen
worden ist. Die genannte Ladezeit des Kondensators Cp-' hängt von dem Betrag des Stromes ab, der über den Widerstand
Rn„ und den Transistor Q11- des Fehlerverstärkers EA
17 15
abgeleitet wird. Der Transistor Q1C- arbeitet in seinem
linearen Kennlinienbereich. Der von ihm abgeleitete Strom ist eine lineare Funktion der Differenz zwischen der ne-
-A
109826/1166
J. Mart ens-M. Nat ens-M. de Aguirre 32-5-1 206229 A
■gativen Ausgangsspannung der Schaltung RS und der normalerweise
negativeren Spannung der Bezugsspannungsquelle E-,. Je großer die Spannung an der Hilfswicklung AW des Ausgangstransformators
PT ist, desto negativer wird die Ausgangsspannung der Schaltung RSj damit zweigt der Transistor
Q,|p-weniger Strom von dem Ladestrom des Kondensators
Cj- ab, und daher wird der Kondensator Cp. schneller geladen;
das bedeutet, daß die monostabile Schaltung QgZQ7 schneller
in ihre normale Schaltstellung zurückschaltet.
Es ist jetzt zu erkennen, daß die positiven Planken der
rechteokfö'rmigen, am Ausgang ρ des Impulsbreitenmodulätors
PWM auftretenden Welle zusammen mit den Planken der
Multivibratorausgangsspannung erscheinen,, daß jedoch die
Erscheinungszeitpunkte der negativen Flanken durch den Fehlerverstärker EA gesteuert werden.
Der Transistor Qc der Phasenumkehrstufe I« bildet einen
Teil des erwähnten dritten Rückkopplungsweges und wird
zusammen mit dem Transistor Qp ein- und ausgeschaltet.
Wenn der Transistor Qp- eingeschaltet'wird, dann führt
der Kollektor Erdpotential, während im Ausschaltzustand des Transistors Qp- dessen Kollektor ein negatives Potential
hat. Die bistabile Schaltung Q ,/Q ^ der Treiberstufe DR1
befindet sich im normalen Schaltzustand, wenn der Transistor
Q, ein- und der Transistor Q^ ausgeschaltet ist?
dies ist der Fall, wenn keiner der Transistoren Q^q* Qg
und Q,- eingeschaltet ist, d.h., wenn ihre Kollektoren das
negative Potential der Spannungsquelle E1 aufweisen* Die
bistabile Schaltung Qy^ nimmt den umgekehrten Schaltzustand
ein, wenn der Transistor Q- aus- und der Transistor
Q1, eingeschaltet ist; dies ist der Fall ,wenn irgendeiner .
der Transistoren Q10, Qg und Q1- im Einschaltzustand ist».
Wenn der Transistor Q^ eingeschaltet ist, weist sein Kollektor
negatives Potential (E1) auf; wenn der Transistor Q.,
109826/1168
- 14 J.Martens-M.Natens-M.de Aguirre 32-5-1 2ϋθΖΖΰ4
ausgeschaltet ist, weist sein Kollektor Erdpotential auf. Der Primärstrom der Treiberübertrager DT1 fließt dann von
der Erdklemme über die rechte Hälfte der Primärwicklung, den Widerstand R, und die Kollektor-Emitter-Strecke des
Transistors Q2. zur Klemme E. . Die auf diese Weise in der
Sekundärwicklung des Übertrageis DT, induzierte Spannung
schaltet den Leistungstransistor Q, aus, da seine Emitter-Basis-Strecke
invers vorgespannt wird. Wenn der Transistor Q2, ausgeschaltet und der Transistor Q-, eingeschaltet ist,
dann fließt der Primärstrom des Übertragers DT1 von der Erdklemme über die linke Hälfte der Primärwicklung,
den Widerstand R2 und die Kollektor-Emitter-Strecke des
Transistors Q^5 zur Klemme E, . Die nun in der Sekundärwicklung
des Übertragers DT, induzierte Spannung schaltet den Transistor Q1 ein, weil die Emitter-Basis-Strecke in
Vorwärtsrichtung vorgespannt wird.
Wenn die negative Logik angewendet wird, bei der Signale mit negativerem Pegel,(Pegel der Spannungsquelle E1) als
eine logische eins angesehen werden, und wenn mit I2 der
Ausgangsimpuls (nicht gezeigt) der Phasenumkehrstufe Ip
bezeichnet wird, dann können die den Leistungstransistor Q1 ein- und ausschaltenden Impulse durch die logischen
Punktionen pmig und p+m+i2 wiedergegeben werden.
Es ist klar, daß ähnliche Betrachtungen für die Treiberstufe DB2 und die Phasenumkehrstufe I1 angestellt werden
können. Ihre nichtgezeigten Schaltungsanordnungen sind identisch mit den Schaltungsanordnungen für die Treiberstufe
DR.' und die Phasenumkehrstufe Ip, so daß die den Leistungstransistor Q2 ein- und ausschaltenden Impulse
durch die logischen Punktionen pmi., und p+m+ί., wiedergegeben
werden können. Darin ist i, der Ausgangsimpuls der Phasenumkehrstufe I1.
Es ist nun zu erkennen, daß die Impulse pmi2 und pmi, die
-A 10982 6/1166
J.Martens-M.Natens-M.de Aguirre 32-5-1
Leistungstransistoren Q1 und Qp einschalten und eine Länge
haben, die proportional zur Länge der Impulse ra = 1 und
.m = 1 des astabilen Multivibrators AM und daher umgekehrt
proportional zu den Längen der über die Leistungstransistoren
Q1 und Qp laufenden Stromimpulse ist. Somit ist
klar, daß die über die Leistungstransistoren Q1 und Q2
laufenden Stromimpulse im Vergleich zueinander im wesentlichen
die gleiche Größe haben, so daß der Magnetisierungsgleichstrom des Ausgangstransformators PT auf etwa den Wert 0
reduziert wird.
Die Aufgabe der Schwellwertschaltung TH kann nun leicht erkannt
werden. Diese Schwellwertschaltung bildet eine Strombegrenzungsanordnung,
die in folgender Weise arbeitet: wenn
der Summenstrom des Differenzverstärkers TH, welcher proportional zur' Summe der Durchschnittswerte der über die
Leistungstransistoren Q1 und Q? fließenden Ströme ist, über
einen vorbestimmten Wert hinaus anwächst, dann wird die
Summenspannung am Ausgang c positiver als die Spannung der
Bezugsspannungsquelle E2* Dadurch wird der Transistor Q1^,
eingeschaltet (gesättigt). Aufgrund der Einschaltung des Transistors Q.^ wird ein Stromweg von der Erdklemme über
den Widerstand R0-, (JJ Ohm), den gesättigten Transistor Qn,
den Widerstand Rp0 (1 000 Ohm), die Ader h^, den Widerstand
R^g (220 Ohm) und den gesättigten Transistor Q-,- zur Klemme
E2 (|E2 |<
I E-, ) hergestellt. Die Basis des Transistros Qg
weist somit das negative Potential der Spannungsquelle E2 auf,
und daher schaltet die bistabile Schaltung Qg/Qg in den Schaltzustand^n
dem der Transistor Qg ein- und der Transistor
ausgeschaltet ist. Der Transistor C1- wird dann entladen , und
' die monostabile Schaltung Qg/Qy schaltet dann in den Zustand,
in dem derTransistor Qg ein- und der Transistor Q7 ausgeschaltet
ist. Auf diese Weise wird der Ausgang ρ des Impulsbreitenmodulators
PWM auf einen Pegel gebracht, der der logischen 0 entspricht, so daß die Treiberstufen DR1 und DRp
109826/1166
- 16 J.Martens-M.Natens-M.de Aguirre 32-5-1 206229A
den Leistungstransistoren GL und Qp keinen Steuerimpuls zuführen
können. Der Transistor Q,h wird so lange im Einzustand gehalten, wie das Potential am Summenausgang c des ·
Differenzverstärkers DA positiver als das Potential der Spannungsquelle Ep ist. Ein Stromweg ist nun .von der Erdklemme
über den Widerstand R2V die
des leitenden Transistors Qo, die~Ader h.,, den Widerstand
R.,/- und den Transistor Q1^ zur Klemme Ep hergestellt.
Zu bemerken ist noch, daß das erwähnte, durch die Reihenschaltung
aus dem Widerstand PL und dem Kondensator C? gebildete
Dämpfungsglied deshalb zwischen die Eingangsklemmen geschaltet ist, um die negative Eingangsimpedanz zu kompensieren;
diese Impedanz würde sonst zum Pumpen mit niedriger Frequenz führen.
7 Patentansprüche
2 Blatt Zeichnungen mit 2 Figuren
10 9 8 2 6/1166 -/-
Claims (1)
- Patentansprüche .[!.Wechselrichter mit zwei in einer Gegentakt-B-Stufe auf einem Ausgangstransformator arbeitenden steuerbaren Schaltelementen und mit einem diese Schaltelemente steuernden und zwei Impulszüge mit unterschiedlicher Phasenlage abgehenden Steuergenerator, dadurch gekennzeichnet, daß mittels Ableitungsschaltmittel (CT1 , PR1 und CTg, PR2) aus den Arbeitsstromkreiseri der steuerbaren Schaltelemente (Q1, Qp) zwei den Strömen durch diese Schaltelemente proportionale Spannungen abgeleitet werden, daß diese Spannungen einer Vergleichseinrichtung (DA) zur Bildung einer Differenzspannung zugeführt werden und; daß diese Differenzspannung an den Steuergene--rator· (AK) angelegt wird und diesen derart beeinflußt, daß die Stromimpulsbreiten durch die beiden steuerbaren Schaltelemente im Vergleich zueinander im wesentlichen gleich groß gehalten werden. ■2,Wechselrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ableitungsschaltmittel für jeden Zweig der Gegentaktschalturig einen Übertrager (CT1 bzw. CTg) und eine Spitzengleiehrichterschaltung (PR-, bzw. PRp) umfaßt, daß die Primärwicklung des Übertragers in Reihe mit dorr: .betreffenden'steuerbaren Schaltelement liegt und da-? die Sekundärwicklung des Übertragers mit der. Spitz englelchrichterschalturig gekoppelt ist.J.Wechselrichter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Dtouorgenerator durch einen astabilen Multivibrator (AM)rnit normalerweise glelchbreiton rechteckförmigen Halbwollen und die Vergleichseinrichtung (DA) durch einen Differenzverstärker gebildet ist, dessen Ausgang mit dom Multivibrator verbunden ist und der die Symmetrie der rochteckförmigen Ausgangswelle derart verändert, daß.die Impulsbreite derjenigen Steuerimpulse1098 26/1166BAD- 18 J.Martens-M.Natens-M.de Aguirre 32-5-1vermindert (erhöht), die demjenigen steuerbaren Schaltmittel mit den im Verhältnis breiteren (schmaleren) Strom-. , impulsen zugeführt werden.^•.Wechselrichter nach Anspruch 1 bis j5, dadurch gekennzeichnet, daß an jedes mit einem steuerbaren Schaltelement verbundene Wicklungssende des Ausgangstransformators"eine Sperrschaltun; (L· bzw.I0) angeschlossen ist, die, solange noch das zugeordnete steuerbare Schaltelement durchgeschaltet ist, das Anlegen des Steuerimpulses für das im anderen Gegentaktzweig liegende steuerbare Schaltelement verhindert.■5.Wechselrichter nach einem der Ansprüche 1 bis h gekennzeichnet ourch seine Anwendung in einem geregelten Gleichspannungswandler.6.Geregelter Gleichspannungswandler nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein mit doppelter Gteuergeneratorfrequenz arbeitender Impulsbreitenmodulator (PWM) vorgesehen ist, dessen Ausgangsimpulsbreite eine Punktion der Regelabweichung ist, daß zwei UND-Schaltungen (G,, G0) vorgesehen sind, denen die Ausgangsspannung des Impulsbreiter:- modulators und jeweils eineder gegenphasigen Ausganjsspannungen des Steuergenerators zugeführt werden, und da/.S die Ausgänge der UKD-Schaltungen mit den Steuerkreiser: der jeweils zugeordneten steuerbaren Schaltelementen verbunden sind.7.Geregelter Gleichspannungswandler nach Anspruch ?', dad ure ti ijekejinzei.chn.et, daß die an einem SummenausgarLg des Dii'i'ereru,-verctärkers auftretende Spannung mit der Spannung einer Bezugsspannungsquelle verglichen wird und da.3 bei Überschreitung; der Dezugsspanriun..; durch diese Auü^nn^csparumr.g (ILe Zuführung der Steuerimpulse zu den steuerbaren Schaltelementen unterbunden wird.109826/1166BAD ORIGINAL.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
NL6919147A NL6919147A (de) | 1969-12-19 | 1969-12-19 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2062294A1 true DE2062294A1 (de) | 1971-06-24 |
Family
ID=19808677
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19702062294 Pending DE2062294A1 (de) | 1969-12-19 | 1970-12-17 | Wechselrichter |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3657631A (de) |
BE (1) | BE760442A (de) |
DE (1) | DE2062294A1 (de) |
NL (1) | NL6919147A (de) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2445316A1 (de) * | 1973-09-26 | 1975-04-03 | Western Electric Co | Wandlerschaltung mit ueberstromschutzschaltung |
DE2751696A1 (de) * | 1976-11-29 | 1978-06-01 | Philips Nv | Stromausgleichende schaltung fuer gleichspannungswandler |
DE3112239A1 (de) * | 1980-03-28 | 1982-04-15 | Italtel Spa | "schaltungsanordnung zur symmetrieregelung eines nach dem gegentaktprinzip arbeitenden gleichstromversorgungsgeraetes" |
EP0050676A1 (de) * | 1980-10-24 | 1982-05-05 | Reinhard Kalfhaus | Verfahren und Vorrichtung zur Aufrechterhaltung der Eingangssymmetrie eines Gegentakt-Wandlers bei grossen Änderungen der Eingangsspannung |
Families Citing this family (35)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS52203B2 (de) * | 1972-07-20 | 1977-01-06 | ||
JPS5254730Y2 (de) * | 1972-07-26 | 1977-12-12 | ||
US3870943A (en) * | 1972-08-17 | 1975-03-11 | Bell Telephone Labor Inc | Converter circuit with correction circuitry to maintain signal symmetry in the switching devices |
CA988159A (en) * | 1972-08-17 | 1976-04-27 | Herbert R. Weischedel | Converter with symmetry correction control |
US3815015A (en) * | 1973-02-20 | 1974-06-04 | Gen Electric | Transformer-diode isolated circuits for high voltage power supplies |
US3859583A (en) * | 1973-10-23 | 1975-01-07 | Bell Telephone Labor Inc | Pulse-width modulation converter circuit providing asymmetry correction and current monitoring |
FR2372544A1 (en) * | 1973-10-24 | 1978-06-23 | Philips Nv | Current equaliser for push=pull DC converter - has comparator for transistor currents retained by two sample and hold circuits |
US3873903A (en) * | 1974-02-15 | 1975-03-25 | Ncr Co | Volt-second balancing means for a high frequency switching power supply |
US3916286A (en) * | 1974-09-19 | 1975-10-28 | United Technologies Corp | Switching power supply common output filter |
GB1494086A (en) * | 1974-09-21 | 1977-12-07 | Int Computers Ltd | Switching circuits |
CA1063169A (en) * | 1974-10-21 | 1979-09-25 | John D. Harnden (Jr.) | Inverter power supply |
US3921005A (en) * | 1974-12-19 | 1975-11-18 | Gen Electric | Emergency lighting system with high efficiency inverter |
US4002963A (en) * | 1975-05-29 | 1977-01-11 | North Electric Company | Converter circuit and method having fast responding current balance and limiting |
JPS51143832A (en) * | 1975-06-06 | 1976-12-10 | Sony Corp | Inverter |
US4034280A (en) * | 1975-06-09 | 1977-07-05 | Trw Inc. | Multiple high voltage output DC-to-DC power converter |
JPS5931306B2 (ja) * | 1975-12-24 | 1984-08-01 | ソニー株式会社 | スイツチングレギユレ−タ |
JPS5290201A (en) * | 1976-01-23 | 1977-07-29 | Sony Corp | Input circuit |
JPS5855751B2 (ja) * | 1976-01-29 | 1983-12-12 | ソニー株式会社 | 電源回路 |
GB1525416A (en) * | 1976-04-21 | 1978-09-20 | Mullard Ltd | Dc-dc converter |
IT1074198B (it) * | 1976-12-23 | 1985-04-17 | Sits Soc It Telecom Siemens | Invertitore transistorizzato a presa centrale |
US4150425A (en) * | 1978-02-09 | 1979-04-17 | Nasa | Module failure isolation circuit for paralleled inverters |
US4159515A (en) * | 1978-03-17 | 1979-06-26 | Walkowiak Paul S | Inverter control system |
US4170037A (en) * | 1978-08-04 | 1979-10-02 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Interior | Lock-out logic circuit for inverter protection |
US4307441A (en) * | 1980-07-28 | 1981-12-22 | United Technologies Corporation | Current balanced DC-to-DC converter |
US4356542A (en) * | 1981-03-11 | 1982-10-26 | Ncr Corporation | Digital controller |
US4344125A (en) * | 1981-05-14 | 1982-08-10 | Reinhard Kalfhaus | System for precise regulation of the output voltage or current of a push-pull inverter having large variations of input voltage |
US4456949A (en) * | 1982-01-22 | 1984-06-26 | Pioneer Magnetics, Inc. | Overlap control system for push-pull switching mode inverter power supply |
SE430196B (sv) * | 1982-02-05 | 1983-10-24 | Ericsson Telefon Ab L M | Sett och anordning att bryta matningen av elektrisk effekt fran en lagfrekvens- eller likspenningskella till en belastning |
US4456950A (en) * | 1982-06-10 | 1984-06-26 | Hewlett-Packard Company | Current spike protection circuit for switch-mode power supplies |
US4703409A (en) * | 1983-09-26 | 1987-10-27 | International Business Machines Corporation | Coupled power supply inductors for reduced ripple current |
JPS6154820A (ja) * | 1984-08-23 | 1986-03-19 | シャープ株式会社 | 光発電システムの直交変換装置 |
FR2609552B1 (fr) * | 1987-01-09 | 1990-11-30 | Merlin Gerin | Circuit de mesure de la composante continue du courant parcourant l'enroulement primaire du transformateur de sortie d'un onduleur |
WO1998033267A2 (en) * | 1997-01-24 | 1998-07-30 | Fische, Llc | High efficiency power converter |
US7269034B2 (en) | 1997-01-24 | 2007-09-11 | Synqor, Inc. | High efficiency power converter |
US10199950B1 (en) | 2013-07-02 | 2019-02-05 | Vlt, Inc. | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR76701E (fr) * | 1958-10-28 | 1961-11-24 | Ibm France | Nouveau dispositif d'alimentation |
CH394372A (de) * | 1960-08-20 | 1965-06-30 | Siemens Ag | Wechselrichtergerät zur Lieferung einer geregelten, sinusförmigen Ausgangsspannung |
US3439251A (en) * | 1967-01-09 | 1969-04-15 | Technipower Inc | Regulated power supply with switching transistors |
US3490027A (en) * | 1967-12-05 | 1970-01-13 | Ibm | Transistor converter amplifier circuit |
US3490028A (en) * | 1968-07-24 | 1970-01-13 | Hughes Aircraft Co | Power supply energy transformation apparatus |
-
1969
- 1969-12-19 NL NL6919147A patent/NL6919147A/xx unknown
-
1970
- 1970-11-25 US US92718A patent/US3657631A/en not_active Expired - Lifetime
- 1970-12-17 DE DE19702062294 patent/DE2062294A1/de active Pending
- 1970-12-17 BE BE760442A patent/BE760442A/nl unknown
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2445316A1 (de) * | 1973-09-26 | 1975-04-03 | Western Electric Co | Wandlerschaltung mit ueberstromschutzschaltung |
DE2751696A1 (de) * | 1976-11-29 | 1978-06-01 | Philips Nv | Stromausgleichende schaltung fuer gleichspannungswandler |
DE3112239A1 (de) * | 1980-03-28 | 1982-04-15 | Italtel Spa | "schaltungsanordnung zur symmetrieregelung eines nach dem gegentaktprinzip arbeitenden gleichstromversorgungsgeraetes" |
EP0050676A1 (de) * | 1980-10-24 | 1982-05-05 | Reinhard Kalfhaus | Verfahren und Vorrichtung zur Aufrechterhaltung der Eingangssymmetrie eines Gegentakt-Wandlers bei grossen Änderungen der Eingangsspannung |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US3657631A (en) | 1972-04-18 |
BE760442A (nl) | 1971-06-17 |
NL6919147A (de) | 1971-06-22 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE2062294A1 (de) | Wechselrichter | |
DE2917926A1 (de) | Gegentakt-schaltleistungsverstaerker | |
DE3126525A1 (de) | "spannungsgesteuerter halbleiterschalter und damit versehene spannungswandlerschaltung" | |
DE2249645B2 (de) | Stromverstärker | |
DE3123735A1 (de) | Stromgesteuerter batteriespeisekreis | |
DE2624071A1 (de) | Steuerschaltung fuer leistungsschaltelemente | |
DE1915005B2 (de) | B transistorleistungsverstaerker | |
DE3227109A1 (de) | Schaltungsanordnung fuer einen selektiven gegentaktverstaerker | |
DE3244988A1 (de) | Gegentakt-wechselrichterschaltung mit gespeicherter ladung fuer schnelles umschalten | |
DE2514958A1 (de) | Parallelanordnung von halbleitersystemen | |
DE1180000B (de) | Transistor-Leistungsverstaerkerstufe | |
DE2903513C2 (de) | Impulssignalverstärker | |
DE2557512C3 (de) | PDM-Verstärker | |
DE3032675C2 (de) | Tonfrequenz-Leistungsverstärker-Schaltung. | |
DE2847530A1 (de) | Schaltungsanordnung fuer einen wechselrichter | |
DE3118617A1 (de) | Stromspiegelschaltung mit hoher ausgangsimpedanz und niedrigem spannungsverlust | |
DE2309107A1 (de) | Transistor-schalteinrichtung | |
DE3539379A1 (de) | Monolithisch integrierte steuerschaltung fuer die umschaltung von transistoren | |
DE2908741C2 (de) | HF-Breitbandverstärker | |
DE1774831A1 (de) | Schaltung zur alternativen Verwendung als Absolutverstaerker oder Multiplizierer | |
CH646560A5 (de) | Teilnehmerschaltung mit einem symmetrischen leistungsverstaerker fuer die speisung einer teilnehmerleitung. | |
EP0048490B1 (de) | Schaltungsanordnung zum Umsetzen eines binären Eingangssignals in ein Telegrafiersignal | |
DE3017566C2 (de) | Verstärker, insbesondere für eine Teilnehmerschaltung | |
DE1080632B (de) | Gleichspannungswandler mit einem Transistor | |
DE3632119A1 (de) | Monolithisch integrierbare steuerschaltung mit einer gegentakt-endstufe zum umschalten induktiver lasten |