DE3539379A1

DE3539379A1 - Monolithisch integrierte steuerschaltung fuer die umschaltung von transistoren

Info

Publication number: DE3539379A1
Application number: DE19853539379
Authority: DE
Inventors: Davide Mailand/Milano Chieli
Original assignee: SGS Microelettronica SpA
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 1984-11-07
Filing date: 1985-11-06
Publication date: 1986-05-15
Anticipated expiration: 2005-11-07
Also published as: GB8527445D0; GB2168867A; US4701631A; GB2168867B; FR2572870A1; JPS61114615A; FR2572870B1; DE3539379C2; IT8423464A0; IT1218854B

Description

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Beschreibung

Die Erfindung betrifft monolithisch integrierte Steuerschaltungen für die Umschaltung von Transistoren und insbesondere eine Steuerschaltung für die schnelle Umschaltung eines Leistungstransistors, der zum Steuern induktiver Lasten in Druckwerken mit hoher Geschwindigkeit und insbesondere in Kommutations-Speisegeräten verwendbar ist, die auch "Chopper-Speisegeräte" oder "Switching-Speisegeräte" genannt werden. Die Steuerschaltungen dieser Vorrichtungen müssen einen in Reihe mit einer induktiven Last zwischen die beiden Pole einer Speisespannungsquelle geschalteten Leistungsendtransistor mittels Steuersignalen an der Basis steuern, und zwar alternativ von einem Zustand hoher Spannung und niedrigem Strom zu einem Zustand niedriger Spannung und hohem Strom.

Im ersten Zustand ist der Transistor zwischen den Emitter- und Kollektor-Anschlüssen virtuell eine offene Schaltung (ausgeschalteter Zustand "OFF") und im zweiten Zustand ein Kurzschluß (leitender Zustand "ON"), so daß er einen Stromfluß durch die induktive Last unterbricht bzw. zuläßt. Die Betriebsweise, in der sich der Transistor am meisten einem idealen Schalter annähert, ist die, in welcher der Transistor im geschlossenen Zustand bei Sättigung arbeitet und im offenen Zustand gesperrt ist.

Die maximal mögliche Umschaltfrequenz des Leistungsendtransistors ist in diesem Fall während der Übergangsphase von der Sättigung zum Sperrzustand ("turn-off") im wesentlichen begrenzt durch die Effekte der Ladungsspeicherung in der Basis, die während der Leitungsphase stattgefunden hat.

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Eine schaltungstechnische Lösung zur Verringerung der Abschaltzeit mit dem Zweck, die mögliche Umschaltfrequenz zu erhöhen und den Wirkungsgrad der Steuerschaltung vom energetischen Gesichtspunkt her zu verbessern, ist beispielsweise in der DE-OS 32 41 976 der Anmelderin erläutert.

Wenn man jedoch die maximal mögliche Umschaltfrequenz erreichen und dabei die maximale Leistungsfähigkeit beibehalten will, ist es erforderlich, auch die Einschaltzeiten des gesteuerten Transistors zu beeinflußen, insbesondere dann, wenn dieser im leitenden Zustand bei maximaler Sättigung arbeiten muß.

Es ist unerläßlich, daß der gesteuerte Transistor bei diesen Betriebsbedingungen arbeitet, wenn man, beispielsweise bei den Kommutations-Speisegeräten, die Dimensionierung der Lastinduktivitäten verringern will, indem man die Umschaltfrequenz erhöht. In diesem Fall bedeutet eine Minimierung der Kollektor-Emitter-Spannung des Endtransistors, der in Reihe mit der induktiven Last geschaltet ist, daß man an diese Last einen größeren Anteil der verfügbaren Speisespannung anlegen kann, wobei gleichzeitig die Verlustleistung des Transistors verringert wird.

Um eine maximale Verringerung der für das Einschalten eines Transistors benötigten Zeit zu erzielen, ist es erforderlich, diesem während des gesamten Überganges bei der Umschaltung vom Abschaltzustand in den leitenden Zustand an der Basis den maximal möglichen Strom zu liefern.

Während, dieses Überganges arbeitet der Transistor nämlich so, als wäre seine Stromverstärkung wesentlich kleiner als bei normalen Bedingungen im leitenden Zustand.

Allerdings taucht dabei das Problem auf, die Höhe des gelieferten Stromes zu verringern, sobald der Transistor in den leitenden Zustand kommt, um Wirkungsgradverluste zu vermeiden, die ein Steuerstrom, der größer als der unbedingt erforderliche Strom ist, während der gesamten Leitzeit mit sich bringen würde.

Die schaltungstechnisch einfachste und gleichzeitig wirkungsvolle Lösung dieses Problems besteht darin, dem Transistor über einen Widerstand und einen Kondensator mit vorgegebenen Größen, die parallel zueinander geschaltet sind, den Basisstrom zu liefern. Diese normalerweise von der Fachwelt angewandte Lösung kann jedoch aufgrund der großen erforderlichen Kapazität nur durch diskrete Komponenten realisiert werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Steuerschaltung für die schnelle Umschaltung von Transistoren zur Verfugung zu stellen, deren Wirkungsgrad beim Umschalten von dem Sperrzustand in den Leitungszustand sehr groß ist und die monolithisch integrierbar ist.

Diese Aufgabe wird bei einer Steuerschaltung der angegebenen Gattung erfindungsgemäß durch das Kennzeichen des Patentanspruchs 1 gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand der Unteransprüche .

Die Erfindung ist nachstehend an einem Ausführungsbeispiel erläutert, das in der Zeichnung dargestellt ist.

Es zeigen:

Figur 1 das Blockschaltbild einer Steuerschaltung gemäß der Erfindung und

Figur 2 das Schaltschema einer Ausführungsform der Steuerschaltung gemäß Figur 1.

In den Figuren werden für übereinstimmende Bauteile dieselben Bezugszeichen verwendet.

Das in F_sigur 1 gezeigte Schaltschema einer Umschalt-Steuerschaltung gemäß der Erfindung hat eine Umschaltsignalquelle SW, die mit dem Basisanschluß eines Transistors Tp gekoppelt ist, welcher über eine Steuerschaltung C für die Umschaltung gesteuert wird. Die Signalquelle SW kann auch nur aus den Steuerschaltmitteln zur Kopplung mit einem Generator für Umschaltsignale, der außerhalb der integrierten Schaltung liegt, bestehen.

Der Endtransistor Tp ist über seinen Emitteranschluß und seinen KoIlektoranschluß in Reihe mit einer induktiven Last mit dem positiven Pol +Vqq ^uncl dem negativen Pol -Vqq einer Speisespannungsquelle verbunden. Die induktive Last ist in der Zeichnung durch einen Widerstand R, und eine in Reihe damit geschaltete Induktivität L wiedergegeben. Parallel zu der Last ist eine Rücklaufdiode Dp geschaltet.

Anstelle der in der Zeichnung angegebenen Reihenschaltung der Last mit dem Emitter des Transistors Tp kann die Last auch mit dessen Kollektor verbunden sein. An dieser Stelle ist zu vermerken, daß die Diode Dp dann nicht erforderlich ist, wenn die Last nicht induktiv ist.

In Figur 1 ist außerdem der Transistor Tp ein bipolarer NPN-Transistor; dieser kann allerdings auch als bipolarer PNP-Transistor oder als Feldeffekttransistor, beispielsweise MOS-FeldeffekttraVisistor ausgebildet sein.

Die Steuerschaltung C hat eine Stromquelleneinrichtung, die als Block A in dem Block C dargestellt ist und die die Basis des Transistors Tp mit dem maximalen Strom versorgen kann, der geeignet ist, den Einschal tlibergang so schnell wie möglich ablaufe η zu lassen. ·

Die Stromquelleneinrichtung ist jedoch mit einer Schaltungseinrichtung LIM für die Begrenzung des Stromes gekoppelt, die im aktivierten Zustand den zur Basis des Transistors Tp gelieferten Stromfluß auf eine Höhe begrenzen kann, die gleich der minimal erforderlichen Stromstärke ist, um den Transistor im leitenden Zustand zu halten, insbesondere bei Sättigung.

In den meisten Fällen kann der Transistor Tp monolithisch mit der Steuerschaltung gemäß der Erfingung integriert und zusammen mit dieser in einer komplexeren integrierten Schaltung untergebracht sein.

Die Schaltungseinrichtung LIM für die Begrenzung des Stromes ist über ein Verzögerungselement R mit der Umschaltsignalquelle SW verbunden und wird durch die Umschaltsignale aktiviert, die auch das Einschalten des Transistors Tp bestimmen.

Aufgrund des Verzögerungselementes R erfolgt somit die Aktivierung mit einer vorbestimmten Verzögerung zum Einschaltbefehl des Transistors Tp.

Wenn sowohl die Höhe des von der Stromquelleneinrichtung A gelieferten Stromes als auch die Verzögerung, mit der die Aktivierung der Schaltungseinrichtung LIM für die Begrenzung des Stromes erfolgt, als auch der Umfang der Strombegrenzung, die von dieser Schaltungseinrichtung LIM herbeigeführt wird, in geeigneter Weise eingestellt werden, kann die Stromlieferung an die Basis des Transistors Tp optimiert werden, wodurch die Umschaltung in den leitenden Zustand (insbesondere in den Zustand maximaler Sättigung) so schnell wie möglich erfolgt, die Stromauf-

nähme jedoch auf das Maß begrenzt wird, das unbedingt erforderlich ist, um den Transistor auf dem erreichten Grad des Leitens zu halten.

Die Wirkungsweise einer Steuerschaltung gemäß der Erfindung wird bei der nachfolgenden Erläuterung der in Figur 2 gezeigten, bevorzugten schaltungstechnischen Ausführung der Erfindung deutlich.

Das Schaltschema der Figur 2 hat einen ersten, bipolaren NPN-Transistör Tl, dessen Basisanschluß über einen ersten Widerstand Rl mit dem Ausgangsanschluß Vl einer Umschaltsignalquelle SW verbunden ist.

Der KoIlektoranschluß des Transistors Tl ist über eine erste Konstantstromquelle Al. an den positiven Pol +^rr ^einer Speisespannungsquelle und ferner an den Basisanschluß eines zweiten bipolaren NPN-Transistors T2 angeschlossen.

Der Emitteranschluß des Transistors Tl ist mit dem negativen Pol -Vqq der Speisespannungsquelle verbunden, an den über einen zweiten Widerstand R2 auch der Emitteranschluß des Transistors T2 angeschlossen ist. Der KoIlektoranschluß des Transistors T2 ist über eine erste Stromspiegelschaltung mit einem dritten, bipolaren PNP-Transistor T3 und einer ersten Diode D3 an den Basisanschluß eines vierten bipolaren Transistors Tp angeschlossen, der für die Umschaltung gesteuert werden soll.

Die Anode der Diode D3 und der Emitteranschluß des Transistors T3 sind an den positiven Pol + Vpp angeschlossen, während die Kathode der Diode D3 mit dem Basisanschluß des Transistors T3 und dem KoIlektoranschluß des Transistors T2 verbunden ist. Der KoIlektoranschluß des Transistors T3 ist mit dem Basisanschluß des Transistors Tp verbunden, der in der Figur 2 ein NPN-Transi stör ist.

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Dieser Transistor Tp ist mit seinen Kollektor- und Emitter-Anschlüssen in Reihe mit einer induktiven Last zwischen die beiden Pole der Speisespannungsquelle geschaltet. Die induktive Last ist durch eine Induktivität L und einen in Reihe damit geschalteten Widerstand R, dargestellt. Parallel zu der Last ist eine Rücklaufdiode Dr geschaltet.

Die Konstantstromquelle Al, der Transistor T2 und der Stromspiegel D3, T3 bilden die in der Steuerschaltung enthaltene Stromquelleneinrichtung.

Die Schaltung der Figur 2 hat ferner einen fünften, bipolaren NPN-Transistör T5, dessen Basisanschluß - über eine Reihenschaltung eines vierten Widerstandes R4 und einer zweiten Diode D4 ebenfalls mit dem Ausgangsanschluß Vl der Umschaltsignalquelle SW verbunden ist. Der Basisanschluß des Transistors T5 ist außerdem über einen fünften Widerstand R5 und eine in Reihe damit verbundene, dritte Diode D5 an den negativen Pol -Vqq angeschlossen.

Der KoIlektoranschluß des Transistors T5 ist über eine zweite Konstantstromquelle A5 an den positiven Pol +V^ und außerdem an den Basisanschluß eines sechsten bipolaren NPN-Transistors T6 angeschlossen.

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Der KoIlektoranschluß dieses Transistors T6 ist über einen sechsten Widerstand R6 und eine in Reihe damit geschaltete, vierte Diode D6 mit dem Basisanschluß des zweiten Transistors T2 verbunden .

Die Emitteranschlüsse der Transistoren T5 und T6 sind beide mit dem negativen Pol -Vrr verbunden.

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Nachstehend wird die Funktionsweise der Schaltung der Figur 2 untersucht.

Die Umschaltsignale der Signalquelle SW werden von übergängen der an dem Ausgangsanschluß Vl anliegenden Spannung, beispielsweise bezüglich des Potentials des negativen Poles -Vprj von einem hohen Pegel zu einem niedrigen Pegel und umgekehrt gebildet. Wenn der Pegel der Spannung am Anschluß Vl hoch ist, arbeitet der Transistor Tl in Sättigung und nimmt den gesamten, von der Konstantstromquelle Al gelieferten Strom auf, wodurch der Transistor T2 und folglich auch die Transistoren T3 und Tp gesperrt bleiben. Auch der Transistor T5 arbeitet in Sättigung und nimnrt den gesamten, von der Konstantstromquelle A5 gelieferten Strom auf, so daß er den Transistor T6 gesperrt hält.

Wenn der Spannungspegel am Anschluß Vl abfällt, schaltet sich der Transistor Tl sofort ab, so daß der gesamte, von der Konstantstromquelle Al gelieferte Strom an den Transistor T2 abgegeben wird, der in den leitenden Zustand kommt.

Die Größe des Stromes, die dieser über die Stromspiegelschaltung D3, T3 dem Transistor Tp liefert, ist die durch die Dimensionierung der Komponenten maximal mögliche. Der Umschaltübergang des Transistors Tp vom Sperrzustand in den leitenden Zustand erfolgt damit so schnell wie möglich.

Wenn die Spannung am Anschluß Vl abfällt, wird auch der Transistor T5 abgeschaltet, jedoch nicht, wie der Transistor Tl, unmittelbar, weil die Diode D4 den Abfluß der Ladungen, die sich in der Basis des Transistors T5 während seiner vorhergehenden Sättigung angesammelt haben, über den Widerstand R4 verhindert.

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Die Beseitigung dieser Ladungen muß daher durch Rekombination in der Basis und durch Abfuhr über die Diode D5 und den Widerstand R5 erfolgen, welche so dimensioniert sind, daß diese Abführung in einer vorbestimmten Zeit erfolgt, die eine konstante Verzögerung beim Abschalten des Transistors T5 darstellt.

Der Transistor T5 bildet somit zusammen mit den Dioden D4 und D5 und den Widerständen R4 und R5 das in Figur 1 durch den Block R dargestellte Verzögerungselement.

Gemäß der Erfindung muß diese Verzögerung theoretisch gleich dem Umschaltübergang des Transistors Tp vom gesperrten in den gewünschten leitenden Zustand sein.

Sobald sich der Transistor T5 ausschaltet, kann der gesamte von der Konstantstromquelle A5 gelieferte Strom in die Basis des Transistors T6 fließen, welcher sofort im SättigungszuStand leitet und dabei über die Diode D6 und den Widerstand R6 einen Teil des von der Konstantstromquelle Al gelieferten Stromes aufnimmt .

Das Leiten des Transistors T6 aktiviert damit eine zweite Stromspiegelschaltung, die durch den bereits leitenden Transistor T2 und die Diode D6 gebildet ist.

Die Widerstände R6 und R2 gestatten eine genaue Steuerung der Höhe des Stromes, der in dieser zweiten Stromspiegelschaltung fließt, da die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors T6, der bei Sättigung arbeitet, vernachlässigbar ist. _vüber diese zweite Stromspiegelschaltung kann daher der Strom, der in der ersten Stromspiegelschaltung D3, T3 fließt, genau geregelt werden, indem er auf einen vorbestimmten Pegel begrenzt wird, der kleiner als der maximale und gleich dem unbedingt erforderlichen Strom ist, um den Transistor Tp während der gesamten Anschaltzeit auf einem gewünschten Grad des Leitens zu halten.

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Auf diese Weise erhält man mit einer minimalen Stromaufnahme von der Versorgung eine maximale Umschaltgeschwindigkeit.

Wenn die Spannung am Anschluß Vl wieder auf hohen Pegel geht, gelangt der Transistor Tl wieder in den leitenden Zustand bei Sättigung, wobei er den gesamten Strom von der Konstantstromquelle Al aufnimmt und damit sowohl die erste als auch die zweite Stromspiegelschaltung sofort entaktiviert.

Die Transistoren T2 und Tp schalten somit in den Sperrzustand um.

An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, daß zu der in Figur 1 gezeigten Blockschaltung und dem in Figur 2 dargestellten Schaltungsaufbau ohne jede Kompatibilitätsschwierigkeit alle Schaltungsmittel nach der eingangs zitierten Offenlegungsschrift der Anmelderin hinzugefügt werden können, um die Abschaltung des Transistors Tp so schnell wie möglich auszuführen.

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Claims

K 30 020 SM/6 SGS MICROELETTRONICA S.p.A. Monolithisch integrierte Steuerschaltung für die Umschaltung von Transistoren Patentansprüche

1. Monolithisch integrierte Steuerschaltung für die Umschaltung von Transistoren, umfassend eine Steuerschaltung (C), die mit einer Umschaltsignalquelle (SW) gekoppelt ist, entsprechend deren Umschaltsignalen die Steuerschaltung (C) die Umschaltung wenigstens eines Transistors (Tp) bestimmt, der mittels eines Steueranschlusses mit der Steuerschaltung verbunden ist, wobei die Steuerschaltung (C) eine Stromquelleneinrichtung (A) hat, die den Transistor (Tp) über seinen Steueranschluß speist, gekennzeichnet durch eine Schaltungseinrichtung (LIM) für die Begrenzung des Stromes, die mit der Stromquelleneinrichtung (A), die in der Steuerschaltung (C) enthalten ist, und über ein Verzögerungselement (R) mit der Umschaltsignalquelle (SW) verbunden ist und die von den Umschaltsignalen aktiviert wird, welche das Leiten des mit der Steuerschaltung (C) verbundenen Transistors (Tp) bewirken.

2. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (C) einen ersten Transistor (Tl) und einen zweiten Transistor (T2) eines ersten Leitfähigkeitstyps hat, von denen jeder einen ersten Anschluß, einen zweiten Anschluß und einen Steueranschluß hat, von denen der Steueranschluß des ersten Transistors (Tl) mit der Umschaltsignalquelle (SW), der zweite Anschluß des ersten Transistors (Tl) und der Steueranschluß des zweiten Transistors (T2) beide über dieselbe Konstantstromquelle (Al) mit einem ersten Anschluß (+V_n-) einer Speisespannungsquelle, der erste Anschluß des ersten Transistors (Tl) mit einem zweiten Anschluß (~Vp_C) der Speisespannungsquelle, an die über einen ersten Widerstand (R2) auch der erste Anschluß des zweiten Transistors (T2) angeschlossen ist, und der zweite Anschluß des zweiten Transistors (T2) über eine Stromspiegelschaltung (D3, T3) mit dem Steueranschluß des Transistors (Tp), dessen Umschaltung die Steuerschaltung bestimmt, verbunden sind.

3. Steuerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Verzögerungselement (R) einen dritten Transistor (T5) mit einer Leitfähigkeit des ersten Typs und einem ersten, einem zweiten und einem Steueranschluß hat, von denen der , Steueranschluß über ein Schaltungselement mit einsinniger Leitung (R4, D4) mit der Umschaltsignalquelle (SW), der erste Anschluß mit dem zweiten Anschluß (-Vr) der Speisespannungsquelle und der zweite Anschluß über eine zweite Konstantstromquelle (A5) mit dem ersten Anschluß (+Vpp) der Speisespannungsquelle verbunden sind, und daß die Schaltungseinrichtung für die Begrenzung des Stromes einen vierten Transistor (T6) vom ersten Leitfähigkeitstyp mit einem ersten Anschluß, einem zweiten Anschluß und einem Steueranschluß aufweist, von denen der Steueranschluß mit dem zweiten Anschluß des dritten Transistors (T5), der erste Anschluß mit dem zweiten Anschluß (-^v _Cq) der Speisespannungsquelle und der zweite Anschluß über eine erste Diode (D6) und einen damit in Reihe geschalteten, zweiten Widerstand (R6) mit dem Steueranschluß des zweiten Transistors (T2) verbunden sind.

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4. Steuerschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichent, daß der Steueranschluß des dritten Transistors (T5) über ein Schaltungsmittel für die Abführung von Ladungen (R5, D5) auch mit dem zweiten Anschluß (-Vp_C) der Speisespannungsquelle verbunden ist.

5. Steuerschaltung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Schaltungselement mit einsinniger Leitung eine zweite Diode (D4) enthält.

6. Steuerschaltung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Schaltungselement mit einsinniger Leitung eine zweite Diode (D4) und einen damit in Reihe verbundenen, dritten Widerstand (R4) aufweist,

7. Steuerschaltung nach Anspruch 4, 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Schaltungsmittel für die Abführung von Ladungen eine dritte Diode (D5) und einen damit in Reihe verbundenen, vierten Widerstand (R5) aufweist.

8. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die darin enthaltenen Transistoren bipolare Transistoren sind, von denen der erste Anschluß, der Steueranschluß und der zweite Anschluß jeweils der Emitter, die Basis bzw. der Kollektor sind.

9. Monolithisch integrierte Schaltung, dadurch gekennzeichnet, daß diese eine Steuerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche enthält.