DE2437867A1

DE2437867A1 - Leistungssteuereinrichtung

Info

Publication number: DE2437867A1
Application number: DE2437867A
Authority: DE
Inventors: Adel Abdel Aziz Ahmed
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1973-08-09
Filing date: 1974-08-06
Publication date: 1975-02-20
Also published as: FR2240578A1; CH581352A5; US3873853A; AU7211874A; SE7410113L; SE394166B; BR7406549D0; NL7410395A; CA1015410A; JPS5072163A; GB1466771A; IT1019818B

Description

7725-74 Dr.ν.Β/Ε
HC/RCA 66,825
US~Ser.No.387, Γ70

Filed: 9 August 1973

RCA Corporation
New York , N.Y. (V.St.A.)

Leistungssteuereinrichtung

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Leistungssteuereinrichtung mit einer durch Auslösesignale steuerbaren ersten Schaltungsanordnung zum Versorgen eines Verbrauchers mit relativ hoher Leistung, und einer durch Eingangssignale steuerbaren zweiten Schaltungsanordnung zum Erseugen der Auslösesignale. Insbesondere betrifft die Erfindung Vergleicherschaltungen, die sich z.B. als integrierte Schaltung realisieren lassen und Ausgangssignale liefern, wenn zugeführte Eingangspotentiale innerhalb programmierter Bereiche liegen_f und im Speziellen Vergleicherschaltungen,

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die Impulse liefern, die sich zum Auslösen eines Thyristors, eines Triac oder einer ähnlichen triggerbaren Schalteinrichtung eignen.

Ein Totzonenvergleicher vergleicht ein Eingangssignalpotential sowohl in einem hohen als auch einem niedrigen Referenzpotential, von denen das erstere als das positivere angenommen wird. Wenn das Eingangssignalpotential positiv bezüglich des hohen Referenzpotentials ist, hat das Ausgangssignal des Vergleichers einen ersten Zustand, d.h. es hat einen ersten Wert. Ist das Eingangssignalpotential dagegen negativ bezüglich des niedrigen Referenzpotentials, so hat das Ausgangssignal des Vergleichers einen zweiten Zustand, d.h. einen zweiten, vom ersten verschiedenen Wert. Wenn das Eingangssignal zwischen dem hohen und niedrigen Referenzpotential liegt, d.h. in der toten Zone, tritt keine Änderung des Zustandes des Ausgangssignals bezüglich des bisherigen Zustandes ein. Eine solche tote Zone hat den Vorteil, daß sie den Vergleicher unempfindlich gegen Rausch- oder Störsignale niedriger Amplitude macht, die den Nutzanteil des Eingangssignals begleiten.

Zum Erzeugen der toten Zone kann im vergleicher ein bistabiles Speicherelement verwendet werden, z.B. ein setzbares und rücksetzbares Flipflop mit zwei Transistoren, deren Kollektor- und Basiselektroden über Kreuz gekoppelt sind. Wenn das Eingangssignalpotential positiv bezüglich des oberen Referenzpotentials ist, wird das Speicherelement in seinen ersten stabilen Zustand gesetzt. Wenn das Eingangssignalpotentlal negativ bezüglich des unteren Referenzpotentials ist, wird das Speicherelement in seinen zweiten stabilen Zustand zurückgesetzt.

Vergleicher des eben beschriebenen Typs, die ein bistabiles Speicherelement enthalten, sind z.B. in der US-PS 3 816 761 beschrieben.

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Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Leistungssteuereinrichtung und einen hierfür geeigneten vergleichergetasteten Oszillator anzugeben, der sich durch einen geringen Leistungsverbrauch auszeichnet und daher gut in integrierter Form realisiert werden kann, und der sich außerdem durch einen zweckmäßigen und effektiven Aufbau und eine ebensolche Wirkungsweise auszeichnet.

Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 gekennzeichnete Erfindung gelöst.

Bei einem vergleichergetasteten Oszillator gemäß der Erfindung wird das Ausgangssignal einer Grundvergleicherschaltung verwendet, um zu bestimmen, ob ein Oszillator Schwingungen für eine anschließende Schaltungsanordnung liefern soll oder nicht. Die getasteten Schwingungen enthalten Impulse mit so kleinem Tastverhältnis, daß genügend Spannung bzw. Energie zum Auslösen oder Zünden der größten kommerziell verfügbaren Thyristoren (SCR) oder Triac zur Verfügung steht, ohne daß die maximal zulässige Verlustleistung einer integrierten Schaltung überschritten wird, die die Grundvergleicherschaltung, das bistabile Speicherelement und den Oszillator enthält. Der für die Erzeugung der wiederkehrenden Ausgangsimpulse erforderliche Energiebetrag 1st so klein, daß sogar die Stromversorgungsschaltungen mit in die integrierte Schaltung einbezogen werden können, ohne deren zulässige Verlustleistung zu überschreiten.

Die getasteten Schwingungen können durch einen Transformator übertragen werden und als Trigger- oder Auslösesignale für einen Thyristor oder steuerbaren Halbleitergleichrichter (SCR)f einen Triac oder irgend eine andere Halbleitereinrichtung, die sich in den leitenden Zustand triggern läßt, verwendet werden. Durch eine transformatorische Kopplung wird eine Isolation zwischen der Steuerschaltung

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(einschließlich des Vergleichers) und der gesteuerten Leistungsschaltung (einschließlich der ausgelösten Halbleitereinrichtung) gewährleistet, wie es von den Sicherheitsbestimmungen vieler Länder gefordert wird.

Ausführungsbeispiele, Weiterbildungen sowie weitere Ziele und Vorteile der Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert; es zeigen:

Fig. 1 das Schaltbild einer vergleichergetasteten Oszillator-Untereinheit gemäß einem Aspekt und einer Ausführungsform der Erfindung, die gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung Trigger- oder Auslösesignale für eine nachgeschaltete auslösbare Halbleitereinrichtung liefern kann;

Fig. 2 ein Schaltbild eines Spannungsvergleichers und bistabilen Speicherelements für eine Einrichtung gemäß der Erfindung;

Fig. 3 ein Schaltbild eines Relaxationsoszillators, der bei einer Einrichtung gemäß der Erfindung verwendet werden kann;

Fig. 4 ein Schaltbild einer Leistungsversorgungsschaltung, die sich für gewisse Aspekte der vorliegenden Erfindung verwenden läßt und

Fig. 5 und 6 Schaltbilder, die andere Möglichkeiten der Zuführung von Auslösesignalen von einer komparatorgesteuerten Oszillatorschaltung zu einer auslösbaren Halbleiter-Schaltelnrichtung zeigen.

Die in Fig. 1 dargestellte Schaltungsanordnung enthält einen als integrierte Schaltung aufgebauten komparatorgetasteten Oszillator 100, der zum Vergleich eines einer

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Eingangsklemme 101 zugeführten Eingaftgssignalpotentials V_ mit einem einer Eingangsklemme.103 zugeführten oberen oder hohen Referenzpotential V_{1 p} und einem einer Eingangsklemme 105 zugeführten unteren oder niedrigen Referenzpotential V_T_ _.„„ dient. Durch diesen Vergleich wird festgestellt, ob von einer Ausgangsklemme 107 wiederkehrende Auslöseimpulse einer triggerbaren oder auslösbaren Halbleiterschalteinrichtung 111 zugeführt werden sollen oder ni'cht. Bei dieser auslösbaren Halbleitereinrichtung kann es sich z.B. um einen Thyristor (SCR) oder einen Triac handeln. Das Kopplungsnetzwerk 109 kann z.B. eine Gleichstromkopplung oder einen Transformator enthalten. Eine transformatorische Kopplung läßt sich zwischen der Ausgangsklemme 107 und der zu schaltenden Halbleitereinrichtung 111 leicht vorsehen, da das an der Ausgangsklemme 107 auftretende Ausgangssignal unter bestimmten Eingangssignalbedingungen eine sich wiederholende, pulsierende Schwingung ist.

Der vergleichergetastete Oszillator 100 enthält einen Totzonenvergleicherteil 113 mit zwei Differenzverstärker 115 und 117 sowie einem bistabilen Speicherelement 119. Die Eingangsklemme 101, der das Eingangssignalpotential V_1n zugeführt wird, ist mit einem der Eingangskreise jedes der Differenzverstärker 115 und 117 gekoppelt. Der Differenzverstärker 115 liefert ein Setzsignal SET an das bistabile Speicherelement 119, wenn das EingangssignalpotentiäL V_ an der Einga,ngsklemme 101 positiv bezüglich V_H_ ngp ist, während der Differenzverstärker 117 ein Rückstellsignal RESET an das bistabile Speicherelement 119 liefert, wenn V™ negativ bezüglich des niedrigen Referenzpotentials V__Q „„„ an der Eingangsklemme 105. Das Ausgangssignal des bistabilen Speicherelements 119 hat einen ersten Zustand immer dnan, wenn V_1n positiv bezüglich V„, „„„ war und anschließend noch nicht negativ bezüglieh V₁. _. „„„ geworden ist. Das Ausgangssignal des bistabilen

LiU KEt

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Speicherelements 119 hat einen zweiten Zustand immer dann, wenn V_TM negativ bezüglich V₁. _Λ _.„_, war und anschließend noch

XJM XiU KÜii¹

nicht positiv bezüglich V_HI ^j, geworden ist. Die Differenzverstärker 115 und 117 arbeiten also zusammen mit dem bistabilen Speicherelement 119 als Totzonenvergleicher.

Der integrierte komparatorgesteuerte Oszillator 100 enthält ferner einen Relaxationsoszillator 121 zum Erzeugen wiederkehrender Impulse. Z.B. kann der Relaxationsoszillator 121 Impulse mit einer Dauer von 10 MikroSekunden in Intervallen von 130 Mikrosekunden liefern. Das Ausgangssignal des bistabilen Speicherelements 119 wird einem UND-Glied 123 als erstes Eingangssignal und die Impulse vom Relaxationsoszillator 121 werden dem UND-Glied 123 als zweites Eingangssignal zugeführt. Das UND-Glied 123 läßt die Impulse vom Relacationsoszillator 121 an einen Treiber-Verstärker 125 durch, wenn das Ausgangssignal des bistabilen Speicherelements 119 dessen einem stabilen Zustand entspricht. Wenn jedoch das Ausgangssignal des bistabilen Speicherelements 119 dem zweiten stabilen Zustand entspricht, läßt das UND-GLied 123 keine Impulse vom Oszillator 121 zum Trei-r berverstärker 125 durch. Das UND-GLied 123 liefert an seinem Ausgangskreis also getastete Schwingungen und die Tastung hängt von dem vom Totzonenvergleicherteil 113 gelieferten Eingangssignal ab.

Die getasteten Schwingungen werden zuerst im Treiberverstärker 125 und dann weiter in einem Endverstärker 127 verstärkt und stehen dann an der Ausgangsklemme 107 des vergleiche rge tasteten Oszillators 100 zur Verfügung.

Je nach der Schaltung des bistabilen Speicherelements 119 kann das UND-Glied 123 an seinem Ausgangskreis Schwingungen beim Vorliegen der einen, nicht jedoch der anderen der folgenden Bedingungen liefern:

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1) Wenn V_1n positiver als V_HI ^₅, gewesen ist und anschließend nicht negativer als V__ „„_ war, und

2} Wenn V_1n negativer als V_LQ ^p und anschließend nicht positiver als v_HI _mF _{war# Im folgenden wird der} Fall genauer behandelt, daß die Schwingungen beim Vorliegen der Bedingung 1) und nicht beim Vorliegen der Bedingung 2) geliefert werden. (Der andere Fall kann z.B. dadurch realisiert werden, daß man die Ausgangssignale der Differenzverstärker 115 und 117 zum Zurücksetzen bzw. Setzen des bistabilen Speicherelements 119 und nicht zum Setzen bzw. Rücksetzen dieses Speicherelements verwendet. Da am bistabilen Speicherelement 119 normalerweise komplementäre, konjugierte Signale zur Verfügung stehen, läßt sich auch durch Wahl des einen oder anderen dieser Signale für die. Zuführung zum Eingangskreis des UND-Gliedes 123 bestimmen, für welche Bedingung Schwingungen abgegeben werden.)

Die auslösbare Schalt- oder Halbleitereinrichtvmg 111 dient gewöhnlich zur Steuerung eines Signals oder Stromes relativ niedriger Frequenz. Z.B. handelt es sich of um eine 6O~Hz- oder 50-Hz-Spannung vom Netz. Der integrierte Vergleichergetastete Oszillator 100 arbeitet im wesentlichen als gleichspannungsgekoppelter Spannungsvergleicher, da der erste Impuls an seiner Ausgangsklemme 107 innerhalb des Intervalles von 130 Mikrosekunden zwischen den Oszillatorimpulsen auftritt, nachdem V_1n einmal positiver als V_HI j^p 9^e~ worden ist. Soweit es die das niederfrequente gesteuerte Signal beeinflussende Schalt- oder Halbleitereinrichtgng 111 betrifft, spricht der Vergleicher praktisch augenblicklich an. Die Tatsache, daß das Ausgangssignal vom vergleichergetasteten Oszillator 100 nicht ein andauerndes Ausgangssignal, sondern ein Impulszug ist, spielt für das Arbeiten der ausgelösten Einrichtung 111 keine Rolle. Wenn es sich bei der Halbleiter-

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einrichtung 111 um einen Thyristor oder einen Triac handelt, bleibt dieser nach seiner Auslösung oder Zündung im leitenden Zustand, bis das gesteuerte Signal seine Polarität umkehrt.

Die Verlustleistung, die im Endverstärker 127 bei der Abgabe der ZÜnd- oder Auslöseimpulse eines vorgegebenen Stromwertes an der Ausgangsklemme 107 ergibt, ist kleiner als sie erforderlich wäre, wenn derselbe Auslösestrom für eine langer andauernde Zeitspanne abgegeben werden müßte. Der Faktor, um den sich die Verlustleistung verkleinert, ist gleich dem Reziprokwert des Tastverhältnisses der Auslöseimpulse. Z.B. kann die Verlustleistung bei Impulsen mit einer Dauer von 10 Mikrosekunden und einer Impulsperiode von 130 Mikrosekunden (Tastverhältnis 1/13) um den Faktor 13 herabgesetzt werden. Man kann daher die größten Jn Handel erhältlichen Thyristoren und Triac direkt mit einer integrierten Schaltung zünden, ohne daß die zulässige Verlustleistung einer integrierten Schaltung in einem konventionellen DIP-Gehäuse mit 14 Anschlüssen oder einem anderen konventionellen Gehäuse für eine integreirte Schaltung mit niedriger Leistung überschritten wird.

Der integrierte und getastete Oszillator 100 arbeitet ohne tote Zone, wenn V_HI ^j, und V_LQ _REF die gleichen Spannungswerte haben. Seine Funktion kann man dann aber einfacher mit einem einzigen Differenzverstärkervergleicher erfüllen, der sowohl das Setz- als auch das Rücksetzsignal SET bzw. RESET für das bistabile Speicherelement 119 liefert, je nachdem ob V-_N positiv oder negativ bezüglich des einen Referenzpotentials ist. Man kann dann sogar auf das bistabile Speicherelement 119 verzichten und das Ausgangssignal dieses Differenzverstärkervergleichers direkt dem UND-Glied 123 zuführen. Anstelle der Verwendung des UND-Gliedes 123 kann das Signal vom bistabilen Speicherelement 119 oder von einem Vergleicher auch dazu verwendet werden, das Arbeiten des Re-

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—α — '

laxationsoszillators 121 über dessen Speisung mit Betriebsleistung direkt zu steuern, oder allgemeiner, indem der Oszillator in Abhängigkeit vom Wert des Signals erregt oder gesperrt wird. Diese Alternativen fallen in den Rahmen der Erfindung und bestimmter Patentansprüche.

Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung für den Totzonenvergleicher 113, das UND-Glied 123, den Treiberverstärker 125 und ein Endverstärker 127. Der Totzonenvergleicherteil 113 wird hier nur kurz beschrieben, da nähere Einzelheiten der US-PS 3 816 761 entnommen werden können.

Der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 werden über Betriebsspannungsklemmen 201 (B+) und 202 (Masse) Betriebsspannungen zugeführt. Eine weitere Klemme 203 dient zur Zuführung eines Referenzstroraes, der z.B. durch einen zwischen die Klemmen 201 und 203 geschalteten, nicht dargestellten Widerstand zugeführt werden kann. Der Referenzstrom bestimmt den Wert der Kollektorströme von Transistoren 204, 205, 206, 207, 208, 209, 210, 211, 212 und 213 und bestimmt auf diese Weise eine stromkonstante Vorspannung eines großen Teiles der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2.

Der Kollektorstrom des Transistors 205 bestimmt die kombinierten Emitterströme der Transistoren im Differenzverstärker 115, der durch einen Stromspiegelverstärker 215 mit einer aktiven Balun-Schaltung versehen ist (eine Balun-Schaltung ist eine Schaltung zum Umsetzen eines symmetrischen in ein unsymmetrisches Signal). Der Kollektorstrom des Transistors 209 bestimmt die kombinierten Emitterströme der Transistoren im Differenzverstärker 117, der durch einen Stromspiegelverstärker 217 mit einer aktiven Ballunschaltung versehen ist.

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-ΙΟ-Wenn das der Eingangsklemme 101 zugeführte Eingangssignalpotential V_1n positiv bezüglich dem der Klemme zugeführten Referenzpotential V_HI ^p ist, spannt der Differenzverstärker 115 einen Transistor 218 in den vorwärtsleitenden Zustand vor, was, wenn ein Transistor 219 nicht leitet, bewirkt, daß einer Leitung 220 ein Setsignal SET zugeführt wird Wenn V_1n negativ bezüglich V_L_ ^₅₁ an der Klemme 108, spannt der Differenzverstärker 117 den Transistor 219 in den leitenden Zustand vor, wodurch der Leitung 220 ein Rücksetzsignal RESET zugeführt wird.

Die Schaltungsanordnung enthält ferner ein Flipflop 230 mit Transistoren 231 und 232, deren Kollektor- und Basiselektroden über Kreuz gekoppelt sind. Die Transistoren 231 und 232 haben aktive Kollektorwiderstände, die durch die Kollektorkreise der TRansistoren 211 bzw. 212 gebildet werden. Die Emitterelektroden der Transistoren 231 und 232 werden durch Dioden 233 bzw. 234 auf einer Spannung von etwa 1,3 V gehalten.

Wenn auf der Leitung 220 ein Setzsignal SET auftritt, wird ein Transistor 235 in den leitenden Zustand ausgesteuert, wodurch die Basiselektrode des Transistors 232 auf das Potential seiner Emitter elektrode gerbacht (geklemmt) wird. Der Transistor 232 hört dann auf zu leiten und seine Kollektorspannung wird positiv bezüglich der des Transistors 231, was den stabilen gesetzten Zustand des Flipflops 230 darstellt.

Wenn auf der Leitung 220 ein Rückstellsignal RESET erscheint, wird ein Transistor 236 in den leitenden Zustand ausgesteuert, wodurch seine Emitterelektrode auf etwa 0,65 V gehalten wird. Unter diesen Umständen wird eine Diode 237 leitend und hält ( klemmt) die Basiselektrode des Transistors 231 auf einer Spannung, die im wesentlichen gleich seiner Emitterspannung ist, so daß der Transistor 231 zu leiten auf-

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hört. Dies hat zur Folge, daß die Kollektorspannung des Transistors 231 positiv bezüglich der des Transistors 232 wird, was den stabilen zurückgesetzten Zustand des Flipflops 230 darstellt.

Die Schaltungsanordnung enthält weiterhin einen Differentialverstärker-Vergleicher 240 mit emittergekoppelten Transistoren 241 und 242, deren Emitterströme zusammen durch den Kollektorstrom des Transistors 206 bestimmt werden. Ein S tromspiegelverstärker 243 bildet aktive Kollektorwiderstände oder -belastungen für die Transistoren 241 und 242, außerdem dient er als Balun für den von ihnen gebildeten Differenzverstärker. Der Differenzverstärker-Vergleicher spannt einen Transistor 244 in den leitenden Zustand dann und nur dann vor, wenn sich das Flipflop 230 im gesetzten Zustand SET befindet. Das Flipflop 230 bildet zusammen mit dem Differenzverstärker-Vergleicher 240 das bistabile Speicherelement 119.

Der Vergleicher 240 dient zur Schwingungsformung, wenn V™ ein Analogsignal ist und ist im bistabilen Speicherelement 119 überflüssig, wenn V_1n ein digitales Signal ist. Wenn der Kollektorstrom eines Transistors 241 den eines Transistors 242 überschreitet, wird ein Ausgangstransistor eines Stromverstärkers 243 in die Sättigung vorgespannt, um die Basiselektrode eines Transistors 244 auf einen Wert nahe der Spannung B+ zu halten und das Leiten dieses Transistors zu verhindern. Wenn der Kollektorstrom des Transistors 242 den des Transistors 241 überschreitet, werden Dioden 245 und leitend, wobei die Basiselektrode des Transistors 244 auf einer Spannung gehalten wird, die um etwa 1,3 V weniger positiv ist als B+. Der Transistor 244 wird in den leitenden Zustand vorgespannt und sein Emitterstrom wird auf den von der Kollektorelektrode des Transistors 213 gelieferten Strom begrenzt. Der Kollektorstrom des Transistors 244 wird ent-

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-12-sprechend seinem Emitterstrom ebenfalls begrenzt.

Solange eine Verbindung 247 zu dem in Fig. 2 nicht dargestellten Relaxationsoszillator 121 keinen Stromweg niedriger Impedanz nach Massepotential bildet, was wiederholt der Fall ist, wird der Kollektorstrom des Transistors 244 dem Treiberverstärker 125 zugesetzt, genauer gesagt, der Basiselektrode eines Transistors 251. Dieser Teil der Schaltung wirkt als UND-Glied 12 3.

Der Transistor 251 bildet einen Verstärker in Kollektorschaltung für die seiner Basiselektrode zugeführten getasteten Schwingungen. Dieser Verstärker in Kollektorschaltung und ein mit ihm gleichstromgekoppelter, nachgeschalteter Verstärker in Emitterschaltung mit einem Transistor 252 bilden den Treiberverstärker 125. Der mit dem Treiberverstärker 125 gleichstromgekoppelte Endverstärker 127 enthält einen Verstärker in Emitterschaltung mit einem Transistor 253 und Verstärker in Kollektorschaltung mit Transistoren 254, 255 und 256. Die Ausgangsklemme 107 ist mit der Emitterelektrode des Transistors 256 des einen Verstärkers in Kollektorschaltung gekoppelt und liefert verstärkte getastete Schwingungen, die sich zum Auslösen oder Zünden eines Thyristors (SCR) oder Triac eignen.

Der Kollektorverstärker-Transistor 251 liefert ebenfalls getastete Schwingungen an einen weiteren Verstärker in Kollektorschaltun g mit einem Transistor 257, der seinerseits verstärkte getastete Schwingungen an einen Verstärkertransistor 258 mit geerdetem Emitter liefert. Die Kollektorelektrode des Transistors 258 ist mit einer Klemme 259 verbunden, von der getastete Schwingungen, die komplementär konjugiert zu denen an der Klemme 107 sind_f zur Verfügung stehen. Die Klemme 259 kann mit der Klemme 107 verbunden sein, so daß der

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Transistor 2 48 als aktive Rückführung zum Entladen der Kapazität aiu Emitter des Endverstärkertransistors 256 arbeitet. Der Spannungsabfall (offset potential) der am Basis--Emitter-Libergang des Transistors 204 durch den der Klemme 203 zugeführten Referenzstrom erzeugt wird, dient zur Vorspannung der Basiselektroden von Transistoren 261, 262 und 263. Diese Transistoren sind durch einen Widerstand 264 mit einer gemeinsamen Emittergegenkopplung versehen und ihre Kollektorelektroden dienen zur aktiven Rückführung oder Entladung von Schaltungskapazitäten. Der Strom,der während der an der Klemme 259 zur Verfügung stehenden getasteten Schwingungen fließen kann, wird durch Widerstände 265 und 266 begrenzt und kann durch Verbinden der Klemmen 201 und 267 erhöht werden.

Fig. 3 zeigt eine Ausführungsform des Relaxationsoszillators 121, die sich für^v den Anschluß an die Verbindung 245 in Fig. 2 eignet. Der Relaxationsoszillator wird mit den gleichen Betriebspotentialen' (B+ und Masse) gespeist, wiegln Fig. 2 dargestellte Spannungsvergleicherschaltung. Der Relaxationsoszillator gemäß Fig. 3 ist im übrigen in der DT-OS 2 426 394 erläutert.

Der Relaxationsoszillator 121 enthält ein Vorspannungsnetzwerk 301, das eine Anzahl von zur Vorspannung dienenden Strömen I,, I_D, I„, I^, Ι_π und I„ liefert. I₁-, ist

a Jd U D hi Σ Γ

wesentlich größer als die anderen Ströme. I„ wird über einen als Diode geschalteten Transistor 302 einem Kondensator 303 zugeführt und lädt diesen auf, wenn ein Transistor 304 nicht leitet (Der Strom I lädt ebenfalls den Kondensator 303 auf, wenn eine Klemme 305 mit einer Klemme 306 und nicht mit Masse verbünden ist). Immer wenn der Transistor 303 sperrt, fließt Ip durch die Reihenschaltung von als Diode geschalteten Transistoren 308 und 309. Am Basis-Emitter-iibergang des Transistors 309 wird hierdurch ein Spannungsabfall (Offset potential) erzeugt, das, wenn es dem Basis-Emitter-Übergang

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des Transistors 304 zugeführt wird, bewirkt, daß der Kollektorstrom dieses Transistors gleich einem Vielfachen von I_ ist. Der Kollektorstrom des Transistors 304 ist in diesem Falle größer als der Strom I_n oder Ι-,+Ι-, der den Kondensator 303 aufzuladen strebt und der Kondensator 303 wird entladen.

Es ist ferner ein Differenzverstärker 310 mit emittergekoppelten Transistoren 311 und 312 vorgesehen. Ihm ist ein Stromspiegelverstärker 313 zugeordnet, der einen als Diode geschalteten Eingangstransistor 314 und einen Ausgangstransistor 315 enthält; sein Ausgangsstrom, der den miteinander verbundenen Emitterelektroden der Transistoren 311 und 312 zugeführt ist, hängt von seinem Eingangsstrom I ab. Der Stromspiegelverstärker 316 dient für den Differenzverstärker 30 als Balun und als aktive Belastung für die Transistoren 311 und 312. Der Differenzverstärker 31O arbeitet als Spannungsvergleichen, der die Spannung am Kondensator 303, die der Basiselektrode des Transistors 311 über den als Diode geschalteten Transistor 302 zugeführt ist, mit der an der Basiselektrode des Transistors 312 liegenden Spannung. Die Spannung an der Basiselektrode des Transistors 312 hängt vom Ausgangssignal des Differenzverstärkers 310 ab und die Vergleicherkennlinie weist daher eine Hysterese auf.

Wenn der Transistor 307 leitet, zieht er den Strom I_n von den als Diode geschalteten Transistoren 308, 309 ab und macht dadurch den Transistor 304 nicht leitend, so daß sich der Kondensator 303 auflädt. Wenn die Spannung am Kondensator 303 auf einen solchen Wert angestiegen ist, daß die Spannung an der Basiselektrode des Transistors 311 die an der Basiselektrode des Transistors 312 überschreitet, spannt der Differenzverstärker 310 die Transistoren 317 und 318 in den Flußbereich aus.

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Durch das Leiten des Transistors 317 wird der Transistor 319 und anschließend der Transistor 320 weiter aufgesteuert. Wenn der Transistor 320 sättigt, wird das Potential an einem Schaltungspünkt 321 über Schaltungselemente 322 und 323 näher an das Massepotential gebracht.(Der Spannungsabfall am Widerstand 322 ist im wesentlichen konstant, da er durch den diesen Widerstand durchfließenden Ilauptteil von Ip bestimmt wird.) Wenn die Spannung am Schaltungspunkt 321 näher an das Massepotential gebracht wird, verringert sich die Spannung, die der Basiselektrode des Transistors 312 über den Widerstand 324 zugeführt wird und ergibt eine Mitkopplung (positive Rückkopplung) zu dem durch den Differenzverstärker 310 gebildeten Vergleicher.

Wenn der Transistor 320 sättigt, wird ein Transistor 325 in den leitenden Zustand gebracht, um den Strom I_D von der Basiselektrode des Transistors 307 abzuleiten. Hierdurch wird der Transistor 307 gesperrt und der Strom I_c kann zu den Transistoren 308 und 309 fließen, so daß der Transistor 304 leitet und die Entladung des Kondensators eingeleitet wird. Wenn der Transistor 307 gesperrt wird, fließt außerdem auch kein Basisstrom in den Transistor 326, so daß auch dieser in den Sperrzustand vorgespannt wird.

Die Transistoren 318 und 326 werden während des folgenden Intervalles, in dem sich der Kondensator 303 entlädt, in den leitenden bzw. gesperrten Zustand vorgespannt. Der Basis-Emitter-Übergang des Transistors 327 wird dadurch in Sperrichtung vorgespannt. Der Transistor 327 leitet daher während der Entladung des Kondensators 303 nicht. Die Verbindung 247 kann jedes beliebige Potential annehmen, wie es die nachfolgende Schaltungsanordnung fordert und von der Verbindung 247 fließt kein Strom durch den Transistor 327. Bei

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der in Fig. 2 dargestellten Schaltungsanordnung bedeutet dies, daß der Kollektorstrom vom Transistor 244 zur Basiselektrode des Transistors 251 fließt.

Wenn sich der Kondensator 303 soweit entladen hat/ daß die Basisspannung des Transistors 311 nicht mehr größer ist als die des Transistors 312, beginnt letzterer zu leiten. Der Kollektorstrom des Transistors 312 wird dem Eingangskreis des StromspiegelVerstärkers 316 zugeführt, läßt dessen Ausgangstransistor sättigen und klemmt die Basiselektrode des Transistors 317 auf B+. Hierdurch werden die Transistoren 317 und 318 gesperrt. Ein Teil des Stromes I„ fließt über die Schaltungselemente 331, 332, 333 sowie 319 und hält den Transistor 320 etwas leitend. Das Potential am Schaltungspunkt 321 steigt an, wodurch die Flußvorspannung an der Basiselektrode des Transistors 312 erhöht wird und sich eine Mitkopplung zu dem durch den Differenzverstärker 310 gebildeten Vergleicher ergibt.

Bei Verringerung des Stromflusses durch den Transistor 320 weicht die Basisspannung des Transistors 325 von dem nahe des Massepotentials gelegenen Wert ab. Hierdurch wird der Stromfluß im Transistor 325 verringert, wodurch der Strom Ij₃ zur Basiselektrode des Transistors 307 fließt , um die Transistoren 307, 326 in den leitenden Zustand vorzuspannen. Durch das Leiten des Transistors 307 wird der Strom I_c von den als Diode geschalteten Transistoren 308, 309 abgeleitet und die Flußvorspannung vom Basis-Emitterübergang des Transistors 304 entfernt. Der Transistor 304 wird nicht leitend und der Kondensator 303 kann sich daher wieder aufladen .

Da der Transistor 326 in den leitenden Zustand und der Transistor 318 in den gesperrten Zustand vorgespannt sind, wird die Basiselektrode des Transistors 327 im wesent-

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lichen auf Massepotential gehalten. Der Basis-Emitter-Übergang des Transistors 327 bildet, von der Verbindung 247 aus gesehen, einen Stromweg niedriger Impedanz nach Masse. Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 wird daher der Kollektorstrom des Transistors 244 während des Aufladens des Kondensators 303 von der Basiselektrode des Transistors 251 des Treiberverstärkers 125 abgeleitet. Die Steuerung oder Modulation der Leitfähigkeit des Transistors 327 durch die Relaxationsschwingungen des Relacationsoszillators 121 steuert oder moduliert einen etwaigen Kollektorstrom des Transistors 244, der dann durch den Treiberverstärker 325 und den Endverstärker 127 verstärkt; wird und an der Ausgangsklemme 107 zur Verfügung steht. Wenn, der Transistor 244 Kollektorstrom führt, was der Fall ist, wenn die der Klemme 101 zugeführte Eingangsspannung V_1n positiv bezüglich V_HI „_p an der Klemme 103 war und anschließend nicht negativ bezüglich V_LQ ™_p an der Klemme 105 gewesen ist, treten an der Ausgangsklemme 307 verstärkte Relaxationsschwingungen auf. Wenn der Transistor 244 keinen Kollektorstrom führt, was der Fall ist, wenn V_1n negativ bezüglich Vj. „„ρ war und anschließend nicht mehr positiv bezüglich V_HI pg-p geworden ist, wird dem Treiberverstärker 125 und dem Endverstärker 127 kein Strom zum Verstärken zugeführt. An der Ausgangsklemme 107 treten daher dann auch keine ReJscatationsschwingungen auf. Das Auftreten der Reteatationsschwingungen an der Ausgangsklemme 107 wird also durch das Ergebnis des Vergleiches von V_1n mit den Referenzpotentialen ^VHI REF und V_lo ^₅, gesteuert

Fig. 4 zeigt eine Gleichrichter- und Regelschaltung, die zusammen mit den Schaltungen gemäß Fig. 2 und 3 in dem integrierten vergleichergesteuerten Oszillator 100 enthalten sein kann. Eine Wechselspannungsquelle 401 ausreichender Leistung ist in einen Strombegrenzungswiderstand 402 mit einer Klemme 403 der integrierten Schaltung, die den Oszillator 100 enthält, gekoppelt. Die Klemme 201 ist durch einen

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Filterkondensator 4O5 nach Hasse überbrückt. (Die Schaltungselemente 401, 402 und 4O5 gehören nicht zur integrierten Schaltung 100.)

Die negativen Auswanderungen der Wechselspannung an der Klemme 403 werden durch einen als Diode geschalteten Transistor 406 nach Masse abgeleitet. Die positiven Auswanderungen oder Halbwellen der Wechselspannung an der Klemme 403 spannen als Diode geschaltete Transistoren 407 und 408 in FLußrichtung vor, so daß der Filterkondensator 405 zuerst aufgeladen und dann geladen gehalten wird. Die positiven Auswanderungen der Wechselspannung an den miteinander verbundenen Emitterelektroden der Transistoren 407 und 408 werden jedoch durch eine Begrenzerschaltung 410 unter einem Sdwellwertpotential gehalten, das gleich der Summe der Sperrdurchbruchs spannung des Basis-Emitter-Oberganges eines Transistors 411 und dem Spannungsabfall (Offset-potential) an dem Flußstrom führenden Basis-Emitter-Übergang des Transistors 312 ist, da der Transistor 412 bei Spannungen, die positiver sind als dieses Schwellwertpotential, stark leitet. Die Spannung an der Eingangsklemme 4O3 wird durch die Klemmwirkung des als Diode geschalteten Transistors 407 daran gehindert, um mehr als den Spannungsabfall an seinem Basis-Emitter-Obergang über das Schwellwertpotential anzusteigen, so daß der integrierten Schaltung mit dem Oszillator 100 keine positiven Spannungen solcher Größe zugeführt werden können, daß eine Beschädigung seiner Schaltungselemente zu befürchten ist. Die Begrenzerschaltung 41O bewirkt auch eine erhebliche Regelung des an der Klemme 201 erscheinenden Potentials. Während der negativen Auswanderungen der Wechselspannung an der Klemme 403 sperren die als Diode geschalteten Transistoren 407 und 408, so daß sie keinen unerwünschten Entladestromweg für den Kondensator 405 bilden.

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Wenn die Klemmen 2Ol und 202 an B+ bzw. Masse

gelegt werden anstatt die Schaltungsanordnung 400 zur Erzeugung der Spannung B+ zu verwenden, verhindert der dann nicht in Flußrichtung vorgespannte, als Diode geschaltete Transistor 408, daß die Begrenzerschaltung 410 einen Einfluß auf die Regelung der zugeführten Spannung B+ hat. Diese Schutzmaßnahme läßt sich daHurch erleichtern, daß man den pnp-Transistor 408 als Lateraltransistor ausbildet, so daß sein BasisKEmitter-übergang eine höhere Sperrdurchbruchsspannung hat als der eines npn-Transistors mit Vertikalstaiktur.

Fig. 5 zeigt die Verwendung des vergleichergesteuerten Oszillators 100 zur Speisung eines Thyristors mit Zündimpulsen. Die Ausgangsklemme 107 des Oszillators ist dabei mit der Steuerelektrode des Transistors 501 gleichstromgekoppelt. Die Anoden-Kathoden-Strecke des Thyristors 501 ist in Reihe .mit einem Verbraucher 502 an eine Wechselspannungsquelle 503, z.B. das Netz, angeschlossen. Die Wechselspannungsquelle 503 ist über den Widerstand 402 mit der Klemme

404 der den Oszillator 100 enthaltenden integrierten Schaltung gekoppelt, um diese mit einem in der integrierten Schaltung gleichzurichtenden Wechselstrom zu versorgen. Die Klemme 201 der integrierten Schaltung ist über den Filterkondensator

405 mit Masse verbunden.

Fig. 6 zeigt eine Schaltungsanordnung, bei der der integrierte, vergleichergesteuerte Oszillator 100 Zündimpulse an einen Triac 601 liefert, dessen Hauptstromstrecke in Reihe mit einem Verbraucher 602 an eine WEchselspannungsquelle 603 angeschlossen ist. Die Zündimpulse werden von der Ausgangsklemme 107 der den Oszillator 100 enthaltenden integrierten Schaltung einer Primärwicklung 604 eines Transformators 605 zugeführt, dessen Sekundärwicklung 606 zwischen die Steuerelektrode und die erste Hauptelektrode des Triac

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601 geschaltet ist. Bei dem Transformator 605 handelt es sich typischerweise um einen kleinen Ferritkerntransformator, der den Triac 601 elektrisch, d.h. gleichspannungsmäßig, gegen die integrierte Schaltung 100 isoliert. Der Transformator bewirkt eine Differentiation der an der Ausgangsklemme 107 auftretenden Impulse, wodurch sich eine Zündcharakteristik ergibt, die in vorteilhafter Weise nicht von der Richtung des Hauptstromflusses im Triac abhängt. Zwischen die Klemmen 201 und 202 der integrierten Schaltung mit dem Oszillator 100 ist eine Gleichspannungsquelle 610 geschaltet.

Bei den Schaltungen gemäß Fig. 5 und 6 können

^VHI REF ^{und V}L0 REF ^{für die Klemmen l03 bzw}· ¹⁰⁵ durch einen nicht dargestellten Widerstandsspannungsteiler erzeugt werden, der zwischen die Klemmen 201 und 202 geschaltet ist.

Abschließend sei hinsichtlich Fig. 3 noch erwähnt, daß der bezugszeichenlose Transistor unterhalb des als Diode geschalteten Transistors 332 dazu dient, einen stetigen, sehr kleinen Strom von der Leitung abauziehen, mit der seine Kollektorelektrode verbunden ist. Hierdurch wird verhindert, daß sich die Streukapazität des Widerstandes 333 auflädt.

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Claims

Patentansprüche

IJ Leistungssteuereinrichtung mit einer durch Auslösesignale steuerbaren ersten Schaltungsanordnung zum Versorgen eines Verbrauchers mit relativ hoher Leistung und einer durch Eingangssignale steuerbaren zweiten Schaltungsanordnung zum Erzeugen der Auslösesignale, dadurch g e kenhz ei chne.t, daß die zweite Schaltungsanordnung (LOO) einen vergleichergesteuerten Oszillator (115, 117, 119, 121, 123) enthält, der als Reaktion auf Eingangssignale (V_1n) die in einen ersten Wertebereich fallen, an die zweite Schaltungsanordnung (109, 111) zeitlich getrennte Auslösesignale mit einem solchen Tastverhältnis liefert, daß ihre mittlere Leistung von der. aa. Schaltungsanordnung (100) aufgebracht werden kann, und in Reaktion auf Eingangssignale, die in einen zweiten Wertebereich fallen, die Zuführung der zeitlich getrennten ÄBlösesignale an die awaäfca Schaltungsanordnung verhindert.

2. Leistungssteuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der vergleichergesteuerte Oszillator (100) enthält: Zwei Differenzverstärker (115, 117), deren erster Eingangsklemme gemeinsam (bei 101) die Eingangssignale zuführbar sind und deren zweiten Eingangsklemmen (103, 105) unterschiedliche Referenzspannungen (Vrr-r „„„ bzw. V_T~ _„„) zugeführt sind; ferner ein

fix IvCi-C XjU KJCjX!

bistabiles Speicherelement (119) mit einem Setzeingang, der mit dem Ausgang des einen Differenzverstärkers (115) gekoppelt ist und einem Rücksetzeingang, der mit dem Ausgang des anderen Differenzverstärkers (117) gekoppelt ist; weiterhin ein Koinzidenzglied (123) mit einem ersten Eingang, der mit einem Aus-

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gang des bistabilen Speieherelements (119) gekoppelt ist,
und einen Oszillator (121) , der kontinuierlich beabstandete Impulse an einen zweiten Eingang des Koinzidenzgliedes (123) liefert, das für den einen Zustand des bistabilen Speicherelemente, nicht jedoch für den*anderen Zustand dieses Speicherelements an seinem Ausgang die Auslösesignale !eifert.

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