DE2933395A1

DE2933395A1 - Spitzengleichrichter-schaltung

Info

Publication number: DE2933395A1
Application number: DE19792933395
Authority: DE
Inventors: Edward Coley Fox
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1978-08-18
Filing date: 1979-08-17
Publication date: 1980-04-10
Also published as: CA1129085A; GB2028611A; FR2433754B1; GB2028611B; KR820001002B1; US4216502A; JPH0130345B2; DE2933395C2; FR2433754A1; JPS5528693A

Description

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RCA 71.608A

U.S.5er.No. 934 834
Piled: August 18, 1978

RCA Corporation New York, N.Y, (V.St.A.)

Spitzengleichrichter-Schaltung

Die vorliegende Erfindung "betrifft eine Spitzengleichrichter-Schaltung mit einem Kondensator und einem Ladegleichrichter, wobei die Impedanz des Ladegleichrichters auf einen kleinen Wert begrenzt ist. Diese Spitzengleichrichter-Schaltung kann vorteilhafterweise verwendet werden, um eine Spannung zur automatischen Verstärkungsregelung in einem Fernsehempfänger zu erzeugen.

Kreise zur automatischen Verstärkungsregelung (AVR) werden gewöhnlich in Fernsehempfängern verwendet, um eine geeignete Steuerspannung zu erzeugen, die an die Hochfrequenz(HF)- und die Zwischenfrequenz(ZF)-Verstärkerstufen des Empfängers angelegt wird. Die Steuerspannung bewirkt die entgegengesetzte Änderung der Verstärkung dieser Stufen in Übereinstimmung mit dem Pegel der Komponenten des synchronisierenden Impulses eines ermit-

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telten Videosignals, um auf diese Weise ein ermitteltes Fernsehsignal mit einer konstanten Spitzenamplitude zu erzeugen.

Gewöhnlich wird bei Fernsehempfängern die AVR-Steuerspannung dadurch abgeleitet, daß der Spitzenpegel der Komponenten des synchronisierenden Impulses des zusammengesetzten Videosignals abgetastet wird und daß die Steuerspannung in Antwort auf die Änderungen des Signalpegels eingestellt wird. Ein Spitzengleichrichter kann verwendet werden, um die Synchronisierimpulse abzutasten. Es ist aber im allgemeinen eine Einrichtung vorgesehen, um den AVR-Kreis nur während der relativ kurzen horizontalen Rücklaufimpulse, die von dem horizontalen Ablenksystem erzeugt werden, durchzuschalten oder zu tasten, weil ein Spitzengleichrichter in bezug auf ein Impulsrauschen ziemlich empfindlich ist.

Der Spitzengleichrichter enthält im allgemeinen einen Kondensator, der während des Tastintervalles durch einen Ladekreis auf den Spitzenwert des Videosignals aufgeladen wird. Der Kondensator wird auf den Signalspitzenwert mit einer exponentiellen Geschwindigkeit aufgeladen. Wenn der Kondensator ursprünglich entladen ist, wird er zuerst durch einen bedeutsamen Stromfluß von dem Ladekreis geladen. Wenn der Kondensator in Richtung auf den Signalspitzenwert geladen ist, nimmt der durch den Ladekreis angelegte Strom ab und verursacht eine Zunahme der Ladezeitkonstanten des Spitzengleichrichtera. Die zunehmende Ladezeitkonstante ergibt sich aus der zunehmenden Ausgangsimpedanz des Ladekreises, wenn der Ladestrom abnimmt. Wenn ein Signal einer kurzen Zeitdauer, wie beispielsweise ein Ausgleichsimpuls von 2,5/US, abgetastet wird, ist es möglich, daß die zunehmende Ladezeitkonstante dazu führt, daß der Kondensator auf einen

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Pegel geladen wird, der unterhalb des Signalspitzenwertes liegt. Der Spitzengleichrichter erkennt bzw. ermittelt daher einen tieferen Signalpegel, wenn er Ausgleichsimpulse abtastet, als der Pegel, der sich aus dem Abtasten eines horizontalen Synchronisierimpulses von 5/US oder eines vertikalen Synchronisierimpulses von 27/us während des Tastintervalles ergibt, obwohl die Signalpegel alle dieser Impulse identisch sind. Dieser Unterschied der ermittelten Signalpegel bewirkt, daß der durch den Spitzengleichrichter ermittelte Signalpegel eine Funktion der Breite und der Amplitude des Synchronisierimpulses anstatt nur der Amplitude des Impulses ist. Das AVR-System spricht auf die Änderung eines ermittelten Signalpegels dadurch an, daß es die Verstärkung der HF- und der ZF-Verstärker während der Ausgleichsimpuls-Intervalle leicht vergrößert und die Verstärkung während der vertikalen Synchronisierintervalle verkleinert,wodurch Änderungen der Systemverstärkung bei der vertikalen Abtastrate bewirkt werden.Diese Änderungen können Resonanzen einer kleinen Frequenz in der AVR-Regel schleife hervorrufen, die zu Verlusten der Vertikalsynchronisierung und zu einem Ausreißen des Bildes führen können.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird eine Spitzengleichrichter-Schaltung zum Ermitteln der maximalen Abweichung eines sich in bezug auf seine Amplitude ändernden Signals angegeben. Die Schaltung enthält ein Netzwerk mit einem in Serie zu einer Ladeimpedanz geschalteten Kondensator. Das Netzwerk besitzt eine Zeitkonstante, die geeignet ist, daß es auf die maximale Abweichung des sich in bezug auf eine Amplitude ändernden Signals ansprechen kann. Es ist eine Halbleitervorrichtung vorgesehen, deren Eingangsanschluß das sich in bezug auf seine Amplitude

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ändernde Signal empfängt und deren Ausgangsanschluß mit der Ladeimpedanz verbunden ist, um den Kondensator gegen die maximale Abweichung des sich in bezug auf seine Amplitude ändernden Signals aufzuladen. Die Halbleitervorrichtung weist eine Impedanz auf, die sich vergrößert, wenn der durch die Halbleitervorrichtung gezogene Strom abnimmt. Eine steuerbare Stromsenke spricht auf das sich in bezug auf seine Amplitude ändernde Signal am Eingangsanschluß der Halbleitervorrichtung an und ist mit dem Ausgangsanschluß der Halbleitervorrichtung verbunden, um eine Stromkomponente durch die Halbleitervorrichtung während des Ladens des Kondensators zusätzlich zu dem gezogenen Kondensator-Ladestrom zu ziehen. Die zusätzliche Stromkomponente weist eine ausreichende Größe auf, um auszuschließen, daß sich die Impedanz der Halbleitervorrichtung während des Ladens des Kondensators über einen Wert vergrößert, der wesentlich kleiner ist als die Ladeimpedanz. Die steuerbare Stromsenke leitet keinen Strom, wenn die Halbleitervorrichtung den Kondensator nicht lädt. Vorteilhafterweise kann der Spitzengleichrichter in einer automatischen Verstärkungs-Regelungsschaltung verwendet werden, um die Spitzen von Komponenten des Synchronisierungssignals eines zusammengesetzten Videosignals zu ermitteln.

Im folgenden werden die Erfindung und deren Ausgestaltungen im Zusammenhang mit den Figuren beschrieben. Es zeigt:

Fig.1(a) ein typisches zusammengesetztes Videosignal,

Fig.i(b) einen AVR-Steuerspannungspegel, der sich als Funktion der Breiten der Synchronisierungsimpulse mit der Fig.2(a) ändert,

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Fig.2 Spannungsänderungen eines Spitzengleichrichter-Kondensators als Funktion der Synchronisierimpulsbreite, und

Fig.3 Teile eines Blockschaltbildes und einer Schaltung einer bevorzugten Ausführungsform eines Spitzengleichrichter-AVR-Systems nach der vorliegenden Erfindung.

In einer vereinfachten Form enthält ein Spitzengleichrichter, der den Spitzenwert eines Signals abtastet und speichert, einen Halbleiter-Diodenübergang und einen Kondensator. Das Signal wird an die Anodenelektrode der Diode angelegt, durch den pn-übergang gleichgerichtet und an den Kondensator angelegt, der mit der Kathodenelektrode verbunden ist. Wenn das Signal auf seinen Spitzenpegel ansteigt, leitet die Diode einen Signalstrom zu dem Kondensator und lädt diesen auf den · Spitzenwert des Signals minus dem Spannungsabfall an dem Diodenübergang auf. Wenn das Signal auf einen tieferen Pegel abfällt, behält der geladene Kondensator eine Spannung, die den Spitzensignalpegel repräsentiert und den Diodenübergang in Sperrichtung vorspannt . Wenn die Diode und der Kondensator keinen Verluststrom aufweisen und wenn keine anderen Entladungseinrichtungen mit dem Kondensator verbunden sind, behält der Kondensator den Spitzensignalpegel eine unbeschränkte Zeit lang.

Der voranstehend beschriebene Spitzengleichrichter kann in einer AVR-Schaltung enthalten sein, um den Spitzenpegel der Komponenten des Synchronisierungssignals eines zusammengesetzten Videosignals zu ermitteln. Es wird eine AVR-Steuerspannung an dem Kondensator entwickelt und an die HF- und ZF-Verstärkungsstufen des

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Fernsehempfängers angelegt, um die Verstärkung dieser Stufen zu steuern. Alternativ kann der am Kondensator gespeicherte Signalpegel auf einen eigenen AVR-Filterkondensator durch ein Übertragungsnetzwerk übertragen werden und dann an die verstärkenden Stufen angelegt werden. Im Zusammenhang mit bestimmten AVR--Schaltungs-Konfigurationen, wie beispielsweise im Zusammenhang mit der in der US-Patentanmeldung (Ser.No. 934,823) beschriebenen Schaltung, kann es wünschenswert sein, den die Spitzen ermittelnden Kondensator zwischen Synchronisierimpulsen zu entladen und es zu ermöglichen, daß der Spitzengleichrichter die Synchronisierimpulse nur für ein bestimmtes Tastintervall abtastet, wobei während dieser Zeit der Pegel der ermittelten Spitze an einen eigenen AVR-Filterkondensator übertragen wird. Das folgende Beispiel setzt voraus, daß ein Spitzengleichrichter in einer AVR-Schaltung dieses Typs verwendet wird, die ein 12/us Tastintervall aufweist.

Die Feststellung der Spitzen der synchronisierenden Signalkomponenten eines zusammengesetzten Videosignals geschieht in der folgenden Weise.

In der Fig.1(a) ist das vertikale Synchronisationsintervall eines zusammengesetzten Videosignals des US-Farbfernsehsystems NTSC dargestellt. Der dort dargestellte Wellenverlauf enthält horizontale Synchronisierimpuls-Intervalle 150, Ausgleichsimpuls-Intervalle 160 und ein vertikales Synchronisierimpuls-Intervall 170. Die in diesen Intervallen enthaltenen Synchronisierimpulse weisen typische Zeitdauern von annähernd 2,5/us für die Ausgleichsimpulse, 5/us für die horzontalen Synchronisierimpulse und 27/us für die vertikalen Synchronisierimpulse auf. Das zusammengesetzte Videosignal wird an die Anode der Spitzengleichrichter-Diode

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zur Ermittlung der Synchronisierimpulse angelegt.

Da der Kondensator entladen ist, wenn das Signal an die Anodenelektrode der Diode angelegt wird, beginnt er sich in Richtung auf die Signalspitze mit einer anfänglich hohen Geschwindigkeit zu laden, infolge der großen Spannungsdifferenz zwischen dem Eingangssignal und dem niedrigen Spannungspegel an dem Kondensator. Wenn sich aber die Spannung an dem Kondensator dem Wert des Eingangssignals nähert, nimmt die Ladegeschwindigkeit ab und die Ladezeitkonstante des Spitzengleichrichters wird größer. Die größer werdende Ladezeitkonstante ist auf die ansteigende Impedanz an der Kathodenelektrode der Diode (d.h. der Stromquelle) zurückzuführen, wenn die Ladungsgeschwindigkeit abnimmt. Wenn man eine genügend lange Ladezeit annimmt, wird der Kondensator eventuell auf die Signalspitze aufgeladen. Anders ausgedrückt würde sich, wenn nicht die hohe Vorwärtsimpedanz der Diode bei niedrigen Pegeln der Stromleitung wäre, der Kondensator auf einen Pegel aufladen, der nur einen Teil des Wertes 10 von dem Pegel des Spitzensignals (weniger dem Spannungsabfall an dem Diodenübergang) in nur einigen Mikrosekunden abweichen würde. Wenn jedoch die abnehmende Ladegeschwindigkeit in Betracht gezogen wird, wird herausgefunden, daß ein wesentlicher Zeitbetrag erforderlich ist, damit der Kondensator einen Spannungspegel erreichen kann, der für den vollen Spitzenwert repräsentativ ist.

Die Auswirkung der exponentiellen Ladegeschwindigkeit auf den Spitzen ermittelnden Kondensator ist in der Fig.2 dargestellt. Die dort gezeigte grafische Kurve zeigt an, daß während eines horizontalen Synchronisierimpulses von 5/Us der Kondensator sich auf einen mit bezeichneten Spitzensparmungspegel aufladen wird.

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(Der Spannungspegel, der durch die Spitzengleichrichtung eines horizontalen Synchronisierimpulses erreicht wird, wird als Referenz- bzw. Bezugspegel verwendet, weil horizontale Synchronisierimpulse numerisch gesehen in bezug auf Ausgleichsimpulse und vertikale Synchronisierimpulse bei einem Fernsehbild vorherrschen. Ein NTSC-Fernsehbild enthält einen vertikalen Synchronisierimpuls mit sechs sägezahnförmigen Zacken, zwölf Ausgleichsimpulse und 253 oder 254 horizontale Synchronisierimpulse.) Während eines Ausgleichsimpulses von 2,5/US lädt sich der Kondensator auf einen Spannungspegel, der 0,7% kleiner ist als der durch einen horizontalen Synchronisierimpuls erreichte Pegel, oder ^vavR*⁰'^^ beträgt. Wenn der Spitzengleichrichter einen Vertikalsynchronisierimpuls von 27/us für das 12/us Tastintervall abtastet, erhält der Kondensator einen Spannungspegel, der 0,17% über dem durch einen horizontalen Synchronisierimpuls erreichten Spannungspegel liegt, oder V.yo.1,0017 beträgt.

Die aus diesen sich unterscheidenden Spannungspegeln resultierende AVR-Steuerspannung ist in der Fig.1(b) dargestellt. Der dort gezeigte Wellenverlauf entspricht dem Synchronisierimpuls-Intervall der Fig.1(a). Der Wellenverlauf zeigt, daß das in der Fig.1(a) dargestellte Videosignal mit der konstanten Amplitude zu einer AVR-Steuerspannung mit einer Amplitude von V_AVR während horizontaler SynchronisierIntervalle 150, einer Amplitude von V_A γη·0,993 während Ausgleichsimpuls-Intervalle 160 und einer Amplitude von V_Ayn«1»0017 während vertikaler Synchronisierimpuls-Intervalle 170 führt. Die AVR-Steuerspannung weist daher Spitzen-Spitzenamplitudenänderungen von beinahe 1% während des vertikalen Synchronisierintervalles für ein Videosignal mit einer konstanten Amplitude auf. Infolge der Zeitdauer des vertika-

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len Synchronisierimpuls-Intervalles 170 und des Ausgleichsimpuls-Intervalles 160 (jedes drei horizontale Zeilen) weist diese Änderung eine Frequenz von annähernd 2600 Hz auf.

Dieser effektive Änderungsbetrag der Signalstärke von 1% bezüglich der Amplitude und 2600 Hz wäre nicht von Bedeutung, wenn es sich bei dem AVR-System (das die HF- und die ZF-Verstärker, den Videogleichrichter und den Verstärker, und die AVR-Schaltung aufweist), betrachtet als eine Rückkopplungsschleife zur dynamischen Korrektur der Änderung der Signalstärke, um ein System mit einer einzigen Zeitkonstante handeln würde und wenn es daher frei von Resonanzen wäre. Typischerweise weist das AVR-System jedoch mehrere Zeitkonstanten, auf, wie oeispielsweise die in die AVR-Ver zögerung für die HF- und ZF-Verstärker steuernden Kreisenund in den RC-Netzwerken, die den Tuner vor Elektrodenüberschlägen der Fernsehröhre schützen. Diese verschiedenen Zeitkonstanten wirken zusammen und erzeugen zahlreiche Resonanzpole in der Wurzelort-Darstellung der Übertragungsfunktion des AVR-Systems. Außerdem besitzt das AVR-System eine beträchtliche Rückkopplungsschleifen-Verstärkung, um ein Flugzeugflackern kompensieren zu können. Infolge der Schwankungen in der Änderung der Verstärkungsrate mit Änderungen in der AVR-Steuerspannung, die für HF- und ZF-Verstärker typisch sind, kann der Betrag dieser Rückkopplungsschleifen-Verstärkung sich beträchtlich ändern; allein die AVR-Rückkopplungsschleifen-Verstärkung des Tuners kann sich über einen Bereich von 100:1 ändern.

Die Resonanz des AVR-Systems ändert sich als eine Funktion der Rückkopplungsschleifen-Verstärkung. Je höher die Verstärkung, desto größer sind die Resonanzfrequenzen. Es kommt daher oft vor, daß in dem AVR-System Resonanzen in der Nähe von 2600 Hz entstehen können, die durch die 2600 Hz-Änderung in der Systemverstärkung

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angeregt werden, die durch die sich ändernde AVR-Steuerspannung verursacht werden. Wenn diese Resonanzen angeregt sind, verursachen sie den Ausbruch von Schwingungen in der AVR-Regelschleife mit einer vertikalen Rate und das Bild kann in vertikaler Richtung ausreißen.

Infolge der Komplexität der AVR-Regelschleife und der vielen enthaltenen Variablen ist es praktisch unmöglich, die Existenz und den Ort von Resonanzpolen in einem AVR-System vor der Konstruktion und dem Erproben zu berechnen. Oft wird die Existenz dieser Resonanzen erst zu einem sehr viel späteren Zeitpunkt bekannt, wenn eine ganz bestimmte Reihe von Umständen eintritt, die die Resonanzen wirksam in ihrer verschlechternden Schwingung anregen. Der sicherste Weg, um zu verhindern, daß Resonanzen das AVR-System ungünstig beeinflussen, besteht daher darin, die 2600 HZ-Änderung in der AVR-Signalstärke zu vermeiden, die diese Resonanzen anregt.

In der Fig.3 ist eine AVR-Schaltung mit einem erfindungsgemäßen Spitzengleichrichter zum Teil als Schaltbild und zum Teil als Blockdiagramm dargestellt. Diese AVR-Schaltung ist im wesentlichen mit der in der zuvor erwähnten US-Patentanmeldung (Ser.No. 934,823) identisch.

Wie in der Fig.3 dargestellt, empfängt eine Antenne 110 ein Rundfunkfrequenz-Fernsehsignal, das an einen HF-Verstärker 120 angelegt wird. Dieser HF-Verstärker 120 enthält einen Tuner zum Auswählen eines Fernsehsignals einer speziellen Frequenz und einen Mischer zum Umwandeln des Rundfunkfrequenz-Fernsehsignals in ein Zwischenfrequenz(ZF)-Signal. Das Zwischenfrequenz-Signal wird an den Zwischenfrequenz-Verstärker 130 angelegt, der eine oder mehr ZF-Verstärkerstufen enthält. Das verstärkte ZF-Signal wird an einen Videodetektor 140 angelegt, der

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ein amplitudenmoduliertes zusammengesetzten Videosignal erzeugt. Dieses Videosignal wird an einen Videoverstärker 4 angelegt, der ein verstärktes zusammengesetztes Videosignal für den AVR-Kreis 20 und für andere Signale verarbeitende Kreise (nicht dargestellt) erzeugt.

Der Videoverstärker 4 erzeugt ein zusammengesetztes Videosignal an einem Eingangsanschluß 12 der AVR-Schaltung 20 durch ein Tiefpaßfilter mit einem Reihenwiderstand 6 und einem Überbrückungskondensator 8. Das zusammengesetzte Videosignal am Anschluß 12 wird an die Basis eines Transistors 1 o1 gekoppelt, dessen Kollektorelektrode mit einer Referenzpotentialquelle (Masse) verbunden ist. Das zusammengesetzte Videosignal wird an eine Schaltung 50 mit einem aktiven Filter, einen Gleichstromschwellwert-Rauschinverter 30 und eine AVR-Schaltung 20 von dem Emitter des Transistors 101 angelegt. Die Versorgungsspannung für den Transistor 101 wird durch einen Widerstand 114 erzeugt, der den Emitter des Transistors 101 mit einer Versorgungsspannungsquelle (+B) verbindet.

Der Gleichstromschwellwert-Rauschinverter erzeugt invertierte Rauschimpulse in Antwort auf ein impulsförmiges Rauschen in dem zusammengesetzten Videosignal, das einen Gleichstromschwellwert übersteigt. Die invertierten Rauschimpulse werden dem zusammengesetzten Videosignal überlagert, das durch die Verzögerungseinrichtung 50 mit dem aktiven Filter verzögert wurde, was dazu führt, daß das Impulsrauschen in dem zusammengesetzten Videosignal ausgelöscht wird. Das rauschfreie Videosignal wird zur Erzeugung des Synchronisiersignals an einen Spitzen gleichrichtenden Synchronisierseparator 40 angelegt. Ein Rückkopplungskondensator 46 koppelt das Videosignal an den Eingang des Synchronisierseparators

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40 an die Verzögerungseinrichtung 50 mit dem aktiven Filter, um die Übergangszeit der Vorderkanten der synchronisierenden Signalkomponenten des zusammengesetzten Videosignals zu verbessern. Die aktive Verzögerungseinrichtung 50 und der Gleichstromschwellwert-Rauschinverter 30 sind in der US-Patentanmeldung (Ser.No.934,829) genauer beschrieben. Der Separator 40 ist in der US-Anmeldung (Ser.No. 934,821) genauer beschrieben.

Die von dem Synchronisierseparator 40 erzeugten Synchronisiersignale werden an einen Speicherkreis 70 angelegt. Der Speicherkreis 70 empfängt auch horizontale Rücklaufimpulse von einer Tastimpulsquelle 54, die beispielsweise von einem Transformator in dem horizontalen Ablenksystem (nicht dargestellt) abgeleitet werden. Die horizontalen RUcklaufimpulse koinzidieren normalerweise mit den Synchronisiersignalen und werden durch den Speicherkreis 70 verbunden, um ein Tastsignal für die AVR-Schaltung 20 auf einer Leitung 264 zu erzeugen. Wenn die horizontalen Rücklaufimpulse nicht mit den Synchronisiersignalen koinzidieren, wird ein verschobenes Synchronisiersignal an die AVR-Schaltung 20 über eine Leitung 266 in Antwort auf die horizontalen Rücklaufimpulse angelegt. Der Speicherkreis 70 ist in der US-Patentanmeldung (Ser.No. 934,835) näher beschrieben.

Das am Emitter des Transistors 101 entwickelte Videosignal wird durch einen Widerstand 306 an einen Eingangsverstärker mit den Transistoren 302 und 304 angelegt.

Die Emitterelektrode des Transistors 302 ist über einen Widerstand 308 mit Masse verbunden. Die Kollektorelektrode dieses Transistors ist mit der Basis des Transistors 304 verbunden. Der Kollektor des Transistors 304 ist mit Masse verbunden und der Emitter des Transistors 304 ist mit der Basis des Transistors 302 und über einen

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Widerstand 310 mit Masse verbunden. Die Kollektorspannung für den Transistor 302 wird durch einen Transistor 314 erzeugt, dessen Kollektorelektrode mit der +B-Spannungsversorgungsquelle verbunden ist und dessen Emitterelektrode mit dem Kollektor des Transistors 302 über einen Widerstand 312 verbunden ist. Der Vorspannstrom für den Transistor 314 wird durch einen Widerstand 316, der zwischen der Basis des Transistors 314 und dem +B-Pol der Spannungsquelle angeordnet ist, und einen Widerstand 318 erzeugt, der zwischen der Basis des Transistors 314 und einer V^ -Spannungsversorgungsquelle. 80 angeordnet ist. Diese V, -Spannungsversorgungsquelle 80 ist in der zuvor erwähnten US-Patentanmeldung (Ser.No. 934,829) ausführlich beschrieben.

Ein invertiertes Videosignal wird von dem Kollektor des Transistors 302 an die Basis eines Transistors 320 angelegt, bei dem es sich um einen Transistor mit zwei Emittern handelt, der in einer Emitterfolgerschaltung geschaltet ist. Der Kollektor des Transistors 320 ist mit dem +B-Anschluß der Versorgungsspannungsquelle verbunden. Eine Emitterelektrode ist mit dem Kollektor eines Transistors 328 verbunden. Die andere Emitterelektrode ist über einen Widerstand 322 mit der Basis eines Transistors 328 verbunden. Die Emitterelektrode des Transistors 328 liegt an Masse und seine Basiselektrode ist über eine in Vorwärtsrichtung betriebene Diode 326 und einen Widerstand 324 mit Masse verbunden.

Der Übergang zwischen dem ersten Emitter des Transistors 320 und dem Kollektor des Transistors 328 ist an einen Spitzengleichrichter-Kondensator 330 über einen Widerstand 332 verbunden. Der Kondensator 330 ist zwischen dem Widerstand 332 an Masse geschaltet. Die Basis des Abtasttransistors 370 und die Anode einer Diode 340

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sind ebenfalls mit dem Verbindungspunkt des Widerstands 332 und des Kondensators 330 verbunden. Die Diode 34-0 erzeugt dadurch, daß ihre Kathode über die Reihehwiderstän<te342, 344 und 346 mit Masse verbindet, einen steuerbaren Entladungsweg für den Kondensator 330. Die Kollektorelektrode des Abtasttransistors 370 ist mit Masse verbunden. Die Emitterelektrode dieses Transistors ist mit der Basis des Transistors 372 verbunden.

Der Tastimpuls an der Leitung 364 von dem Speicherkreis 70 wird an die Basiselektrode eines Schalttransistors 350 angelegt, um die AVR-Schaltung in Betrieb zu setzen. Die Kollektorelektrode des Transistors 350 ist mit dem +B-Anschluß der Versorgungsspannungsquelle verbunden.

Die Emitterelektrode des Transistors 350 ist mit dem Verbindungspunkt der Widerstände 342 und 344 verbunden. Der Verbindungspunkt der Widerstände 344 und 346 ist mit einem "Stromspiegel" an der Basiselektrode eines Transistors 352 und an der Anodenelektrode einer Diode 348 verbunden. Die Kathode der Diode 348 und die Emitterelektrode des Transistors 352 sind mit Masse verbunden. Die Kollektorelektrode des Transistors 352 ist mit dem Verbindungspunkt eines Widerstandes 356 und der Basis eines Transistors 36O verbunden. Der Widerstand 356 ist mit der Kathode einer Diode 354 verbunden, deren Anodenelektrode mit dem +B-Anschluß der Versorgungsspannungsquelle verbunden ist.

Der PNP-Transistor 360 stellt für einen AVR-Filterkondensator 24 eine Stromquelle dar. Seine Emitterelektrode ist mit dem +B Aischluß der Versorgungsspannungsquelle über einen Widerstand 362 verbunden. Seine Kollektorelektrode ist mit dem AVR-Filterkondensator am Anschluß 22 verbunden. Der Anschluß 22 ist ebenfalls mit einem AVR-Ubertragungskreis 400 verbunden, der die AVR-Steuerspannung an die ZF- und HF-Verstärkungsstufen 120 und

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130 in dem Fernsehempfänger ankoppelt.

Der Tastimpuls von der Leitung 264 wird auch an den Emitter eines Transistors 372 angelegt, dessen Kollektorelektrode mit dem Verbindungspunkt eines Widerstandes 374 und der Basis des Transistors 380 verbunden ist. Der Widerstand 374 ist mit der Anode einer Diode 376 und mit der Leitung 266 verbunden. Die Kathode der Diode 576 ist mit Masse verbunden.

Ein NPN-Transistor 380 stellt eine Stromsenke für den AVR-Filterkondensator 24 und den von dem als Stromquelle wirkenden Transistor 360 angelegten Strom dar. Die Emitterelektrode des Transistors 380 ist mit Masse verbunden und seine Kollektorelektrode ist mit dem AVR-Filterkondensator und dem Kollektor des Transistors am Anschluß 22 verbunden.

Während des Betriebs wird ein negativ werdendes Videosignal, das eine Synchronisiersignal-Komponente enthält, an die Basis des invertierenden Eingangstransistors über einen Transistor 101 angelegt. Der Transistor ist vorgespannt, um wirklich nur die Synchronisiersignal Komponente an die Basis des Transistors 320 anzulegen, wo sie als ein positiv werdendes Signal erscheint. Ein schwaches Videosignal oder ein normales Videosignal, das im wesentlichen eine Video-Information über den Weißpegel enthält, verursacht, daß der Transistor in die Sättigung gelangt. Wenn der Transistor 302 gesät tigt ist und die Spannung an seiner Kollektorelektrode auf den Spannungspegel seiner Emitterelektrode abfällt, wird ein Basisstrom in den Kollektor des Transistors injiziert und seine Kollektorspannung beginnt anzusteigen. Diese Bedingung der Übersättigung würde zur Ermittlung bzw. Anzeige eines nicht korrekten Signalpegels an dem

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Spitzengleichrichter-Kondensator 330 führen. Diese nicht wünschenswerte Betriebsbedingung wird durch den Transistor 304 vermieden, der so wirkt, daß er einen überschüssigen Strom von dem Kollektor des Transistors 302 über seinen Basis-Kollektor-Weg zur Masse ableitet, nachdem der Transistor 302 seinen Sättigungspegel erreicht hat.

Der Transistor 314 begrenzt die maximale Spannung des invertierten (d.h. positiv werdenden) Videosignals an der Basis des Transistors 320 auf 8 Volt. Dieser Spannungsclamp stellt sicher, daß der Spannungsdurchbruch des Spitzengleichrichter-Kondensators 330 von 8 Volt nicht überschritten wird.

Die positive synchronisierende Signalkomponente an der Basis des Transistors 320 bewirkt, daß dieser Transistor Strom über den Widerstand 332 leitet, um den Spitzengleichrichter-Kondensator 330 auf die Amplitude der Synchronisiersignal-Komponenten des Videosignals aufzuladen. Die maximale Amplitude der Synchronisierungsspitzen wird in dem Kondensator 330 gespeichert. Der von der Basis des Transistors 350 angelegte Tastimpuls schaltet den Transistor 350 ein, um die Diode 340 während der Dauer des lastimpulses in Sperrichtung zu betreiben. Dadurch wird vermieden, daß sich der Kondensator 330 über die Diode 340 und die Widerstände 342, 344 und 346 während des Tastimpuls-Intervalles entladen kann.

Es wurde herausgefunden, daß, wenn sich der Kondensator 330 auf den Spannungspegel des Synchronisierimpulses an der Basis des Transistors 320 auflädt, die Impedanz am ersten Emitter des Transistors 320 größer wird.

Die sich vergrößernde Impedanz verkleinert die exponen-

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tielle Geschwindigkeit, mit der der Kondensator 330 geladen wird, und führt dazu, daß der Kondensator 330 für kurze Synchronisierimpulse, beispielsweise für Ausgleichsimpulse, auf einen Wert unterhalb der Synchronisierspitze geladen wird. Bei dem in dem Kondensator 330 gespeicherten Spannungspegel handelt es sich daher um eine Funktion der Dauer und der Amplitude des Synchronisierimpulses anstatt um eine Funktion nur der Amplitude des Impulses. Dieses Problem wird bei der vorliegenden Erfindung durch den Betrieb eines Transistors 328 überwunden, der durch den zweiten Emitter des Transistors 320 gesteuert wird. Wenn der Transistor 320 einen Strom durch seine beiden Emitterelektroden leitet, wird der Transistor 328 durch den Strom von dem zweiten Emitter des Transistors 320 leitend geschaltet. Der von der ersten Emitterelektrode des Transistors 320 erzeugte Strom wird daher zwischen dem Widerstand 332 und dem Kollektor des Transistors 328 während des Aufladens des Kondensators 330 geteilt. Am Anfang fließt der größte Teil des von dem Transistor 320 erzeugten Stromes zum Kondensator 330 und die Impedanz des Transistors 320 ist klein. Wenn der Kondensator 330 in Richtung auf den Synchronisierspitzenpegel geladen ist, zieht er weniger Ladestrom von dem Transistor 320 und die Impedanz des Transistors 320 wird größer. Der Transistor 328 zieht weiterhin annähernd denselben Strombetrag während dem Ladeintervall weil seine Basiselektrode durch das Signal an der Basis des Transistors 320 minus dem Basis-Emitter-Abfall des Transistors 320 gesteuert wird. Auf diese Weise wirkt der Transistor 328 als eine Stromsenke für die Dauer des Synchronisierimpulses und der von dem Transistor 328 gezogene Strom begrenzt die größer werdende Impedanz des Transistors 320 auf einen Pegel, der wesentlich kleiner ist als die Impedanz des Widerstandes 332. Diese kleine Impedanz ermöglicht, daß der Kondensator 330 schnell auf die Spitzenamplitude

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des Synchronisierimpulses, unabhängig von dessen Dauer, geladen wird.

Am Ende des Synchronisierimpulses hören die Transistoren 320 und 328 auf zu leiten und ermöglichen dadurch, daß der Kondensator 330 einen Ladungspegel zurückbehält, der für die Synchronisierspitze repräsentativ ist, bis der Kondensator anschließend über die Diode 340 entladen wird.

Wenn zur Veranschaulichung ein Synchronisierimpuls mit einer Amplitude von 7 Volt an die Basis des Transistors 320 angelegt wird, wird ein Pegel von 6,4 Volt an der Emitterelektrode des Transistors entwickelt und an den Widerstand 332 und- den Kondensator 330 des Spitzengleichrichters angelegt. Da der Kondensator 330 vor dem Anlegen des Synchronisierimpulses an den Spitzengleichrichter entladen wird, beträgt der am Anfang durch den ersten Emitter des Transistors 320 erzeugte Ladestrom 3 mA und die Emitterimpedanz beträgt annähernd 12 0hm. Wenn die Spannung am Kondensator 330 durch diesen Ladestrom vergrößert wird, nimmt der Ladestrom exponentiell ab und die Emitterimpedanz des Transistors 320 wird größer. Zu der Zeit, zu der der Kondensator 330 einen Pegel von 6,3 Volt erreicht hat, der 98,4% des Spitzenwertes von 6,4 Volt beträgt, hat der Ladestrom auf solch ein Ausmaß abgenommen, daß die Impedanz an der ersten Emitterelektrode des Transistors 320 sich auf annähernd 500 0hm vergrößert hat, wobei die Wirkung des Transistors 328 vernachlässigt wurde. Diese Impedanz ist im Vergleich zur Impedanz von 2000 0hm des Widerstandes 332 beträchtlich. Wenn aber der Transistor 328 berücksichtigt wird, zeigt sich, daß der Synchronisierimpuls von 7 Volt an der Basis des Transistors 320 verursacht, daß ein Strom von 1 mA durch die zweite Emitterelektrode des Transistors fließt, wodurch bewirkt wird, daß der Transistor

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328 zu leiten beginnt. Der Transistor 328 leitet bzw. führt einen konstanten Strom von 1/2 mA während der Dauer des Synchronisierimpulses über seinen Kollektor-Emitter-Weg. Die Wirkung dieses Stromflusses besteht darin, daß die Impedanz an der ersten Emitterelektrode des Transistors 320 auf einen maximalen Wert von 50 Ohm geclampt wird, der im Vergleich zu dem 2000 Ohm-Wert des Widerstandes 332 vernachlässigbar ist, wodurch eine linearere Ladegeschwindigkeit des Kondensators 330 sichergestellt wird.

Wie früher bereits erwähnt wurde, bewirkt der Tastimpuls von dem Speicherkreis 70, daß der Transistor 350 eingeschaltet wird und die Diode 340 in Sperrichtung vorspannt. Der Transistor 350 führt ebenfalls Strom zur Basis des Transistors 352 und schaltet diesen Transistor ein. Der Pegel des gleichgerichteten Tastsignals an dem Emitter des Transistors 350 wird teilweise durch den Spannungspegel des Kondensators 330 bestimmt, da dieser Pegel nach oben um den Wert 2 V^ (1,2 Volt) durch die Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 370 und 372 und nach unten um 1 V, durch den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 350 verschoben wird. Bei dem zur Basis des Transistors 352 fließenden Strom handelt es sich daher um eine Funktion des in dem Kondensator gespeicherten Spannungspegels der Synchronisierspitze.

Der leitende Zustand des Transistors 352 bewirkt, daß der Transistor 360 leitet, wodurch ein Ladestrom an den AVR-Filterkondensator 24 gelegt wird. Ein Teil dieses Ladestromes oder der gesamte von dem Transistor 360 geführte Ladestrom wird von dem AVR-Filterkondensator durch den eine Stromsenke darstellenden Transistor 380 abgeleitet, wie dies zuvor bereits beschrieben wurde.

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Der durch den Speicherkreis 70 angelegte Tastimpuls bildet auch eine Quelle eines Emitterstromes für den Transistor 372. Die Basis des Transistors 372 ist mit dem Emitter des Transistors 370 verbunden, der ein Signal erzeugt, das durch den in dem Spitzengleichrichter-Kondensator 330 gespeicherten Spannungspegel bestimmt wird. Der Transistor 370 ist zwischen den Kondensator 330 und die Basis des Transistors 372 geschaltet, weil es sich bei dem Transistor 372 um einen Transistor mit einem kleinen ß-Wert handelt, der einen relativ großen Basisstrom erfordert. Bei dem Transistor 3?0 handelt es sich um einen Transistor mit einem großen ß-Wert, der einen relativ kleinen Basisstrom erfordert, der die in dem Kondensator 330 gespeicherte Ladung nicht nachteilig beeinträchtigt.

Der Stromfluß durch den Emitter-Kollektor-Weg des Transistors 372 wird an die Basis des eine Stromsenke darstellenden Transistors 380 angelegt, wodurch bewirkt wird, daß dieser Transistor leitet. Der Transistor 380 bewirkt, daß der AVR-Filterkondensator 24 unter schwachen Signalbedingungen in Richtung auf Masse entladen wird, wenn die Verstärkung des Empfängers vergrößert werden soll. Unter diesen Signalbedingungen liefert der eine Stromquelle darstellende Transistor 360 weniger Ladestrom als durch den eine Stromsenke darstellenden Transistor 380 geleitet wird, was zu einer Netto-Entladung des AVR-Filterkondensators führt. Bei starken Signalbedingungen liefert der eine Spannungsquelle darstellende Transistor 360 mehr Strom als der eine Stromsenke darstellende Transistor 380 leitet, was zu einer Netto-Ladung des AVR-Filterkondensators 24 führt. Wenn die Synchronisierspitze des Videosignals einen geeigneten Spannungspegel aufweist und wenn eine Korrektur der AVR-Verstärkung nicht gefordert wird, ist der von dem

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eine Stromquelle darstellenden Transistor 360 gelieferte Strom genau an den von dem eine Stromsenke darstellenden Transistor 380 geleiteten Strom angepaßt, was dazu führt, daß keine Netto-Änderung des Spannungspegels an dem AVR-Filterkondensator eintritt. Diese angepaßten Quellen- und Senkenströme weisen unabhängig von dem Pegel der Spannung an dem AVR-Filterkondensator dieselbe Größe auf.

Wenn der Speicherkreis 70 den AVR-Kreis 20 nicht zwischen Tastintervallen in Betrieb setzt, arbeitet der Transistor 320 weiterhin in Antwort auf ein Impulsrauschen und versucht, den Kondensator 330 auf die maximale Amplitude der Rauschimpulse aufzuladen. Der Spitzengleichrichter-Kondensator 330 hält zu dieser Zeit jedoch keine nennenswerte Ladung zurück, weil die Diode 340 in Vorwärtsrichtung vorgespannt bleibt, wenn der Transistor 350 nicht leitet und und den Kondensator 330 kontinuierlich über die Widerstände 342, 344 und 346 auf Masse entlädt. Dieser Entladeweg verhindert eine Aufrechterhaltung von impulsförmigen Rauschimpulsen an dem Kondensator 330 während der Video-RücklaufIntervalle, die anderenfalls bewirken würden, daß der AVR-Kreis 20 fälschlich in Antwort auf diese aufrechterhaltene Ladung während des folgenden Tastintervalles eingeschaltet würde. Der Entladungsweg beseitigt so die Notwendigkeit von komplexen Rauschschutzkreisen in dem AVR-Kreis 20.

Die vorliegende Erfindung wurde in Verbindung mit einer automatischen Verstärkungs-Regelungsschaltung beschrieben. Sie kann jedoch auch gleichermaßen im Zusammenhang mit anderen Ausführungsformen, wie beispielsweise Spitzengleichrichter-Schaltungen für digitale Voltmeter, angewendet werden.

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Claims

PATENTANWÄLTE

mm ·

DR. DIETER V.'bEZOLD

DIPL. ING. PETER SCHÜTZ

DIPL. ING. WOLFGANG HEUSLER

MAHIA-THERESIA-STHASSE 22

POSTFACH 8l!imtiS D-SOOO MITKIVCHEIV SO

TELEFON ΟΗΟ/·17β1>Οβ

TKLEX

TKLBQRAMM HOMUKZ

RCA 71,608A

Ü.S.Ser.No. 934 834
Filed j August 18, 1978

RCA Corporation
New York, N.Y. (V.St.A.)

Spitzengleichrichter-Schaltung

Patentansprüche

1y Spitzengleichrichter-Aütaet-und Halteschaltung zum Ermitteln der maximalen Auslenkung eines sich bezüglich seiner Amplitude ändernden Signals, mit einem Netzwerk, das einen in Reihe zu einer Ladeimpedanz geschalteten Kondensator aufweist und eine Zeitkonstante besitzt, die geeignet ist, daß es auf die maximale Auslenkung eines sich bezüglich der Amplitude ändernden Signals anspricht, dadurch gekennzeichnet , daß eine Halbleitervorrichtung (320) mit einem Eingangsanschluß zum Empfang des sich bezüglich der Amplitude ändernden Signals und mit einem Ausgangsanschluß der mit der Ladeimpedanz zum Laden des Kondensators in Richtung auf die maximale Auslenkung des sich bezüglich der Amplitude ändernden Signals verbunden ist, daß eine steuerbare Stromsenke (328) auf das sich bezüglich seiner Amplitude ändernde Signal an dem Eingangsanschluß der Halbleitervor-

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MÜNCHEN NK. «BUS HfH) - BANKKONTO IIYI'OJIANK MÜNCHEN (BLZ 70OgCMMO) KTO. 0Οβ()2η7:»7Η

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richtung (320) anspricht und mit dem Ausgangsanschluß der Halbleitervorrichtung (320) verbunden ist, um eine Stromkomponente des durch die Halbleitervorrichtung (320) während des Ladens des Kondensators fließenden Stromes zu ziehen, daß diese Stromkomponente zusätzlich zu dem Ladestrom des Kondensators durch die Halbleitervorrichtung (320) gezogen wird und um keinen Strom zu ziehen, wenn wenn die Halbleitervorrichtung (320) den Kondensator nicht lädt.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Halbleitervorrichtung (320) eine Impedanz darstellt, die sich vergrößert, wenn sich der durch die Halbleitervorrichtung (320) gezogene Strom verkleinert, daß die von der steuerbaren Stromsenke (328) zusätzlich gezogene Stromkomponente eine ausreichende Größe aufweist, um eine Vergrößerung der von der Halbleitervorrichtung (320) während des Ladens des Kondensators (330) dargestellten Impedanz über einen Wert auszuschließen, der wesentlich kleiner ist als die Ladeimpedanz.
3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet , daß bei der Verwendung der Schaltung in einer automatischen Verstärkungs-Regelungsschaltung eines Fernsehers zur Erzeugung einer automatischen Verstärkungs-Regelungsspannung die Spitzengleichrichter-Schaltung die Spitzen der synchronisierenden Signalkomponenten eines zusammengesetzten Videosignals mit synchronisierenden Signalkomponenten verschiedener Zeitdauer ermittelt, daß das Netzwerk auf die Spitzenamplituden der synchronisierenden Signalkomponenten anspricht, daß die Halbleitervorrichtung (320) das zusammengesetzte Videosignal empfängt, um den Kondensator in Richtung auf die Spitzen der synchronisierenden Signalkomponenten aufzuladen und daß die steuerbare Stromsenke (328) auf das zusam-

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mengesetzte Videosignal am Eingang der Halbleitervorrichtung anspricht.
4. Schaltung nach Anspruch 3> dadurch g e k e η η -

zeichnet, daß eine Quelle (70, 264) für periodische Impulse vorgesehen ist, die normalerweise zeitlich mit den synchronisierenden Signalkomponenten koinzidieren und eine konstante Zeitdauer aufweisen, die länger ist als die kürzeste Dauer einer der synchronisierenden Signalkomponenten, daß eine Einrichtung (20) vorgesehen ist, die auf die periodischen Impulse anspricht und mit dem Kondensator verbunden ist, um eine automatische Verstärkungs-Regelungsspannung zu erzeugen, die sich als Funktion der Spitzen der synchronisierenden Signalkomponenten ändert, und daß die steuerbare Stromsenke (328) keinen Strom führt, wenn die Halbleitervorrichtung den Kondensator nicht lädt.
5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch g e k e η η zeichnet, daß eine Einrichtung (340) mit der Quelle für die periodischen Impulse verbunden ist, um den Kondensator zwischen dem Erscheinen der periodischen Impulse zu entladen.
6. Schaltung nach Anspruch 3, 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet , daß eine Quelle (4) für zusammengesetzte Videosignale mit synchronisierenden Signalkomponenten vorgesehen ist, daß die Halbleitervorrichtung (320) einen ersten Transistor (320) aufweist, dessen Eingangselektrode mit der Quelle für die zusammengesetzten Videosignale verbunden ist und dessen Ausgangselektrode mit der Ladeimpedanz zum Laden des Kondensators in Richtung auf die Spitzen der synchronisierenden Signalkomponenten vorgesehen ist, daß der erste Transistor

(320) eine Ausgangsimpedanz aufweist, die sich bei einer

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Abnahme des durch sie gezogenen Stromes vergrößert, daß die steuerbare Stromsenke einen zweiten Transistor (328) aufweist, der auf die Signale anspricht, die an die Eingangselektrode des ersten Transistors (320) angelegt werden, daß der zweite Transistor (328) eine Ausgangselektrode aufweist, die mit der Ausgangselektrode des ersten Transistors (320) verbunden ist, um eine Stromkomponente durch den ersten Transistor (320) während des Ladens des Kondensators (330) zu ziehen, die zusätzlich zu dem Kondensator-Ladestrom durch den ersten Transistor gezogen wird, und daß die zusätzliche Stromkomponente eine ausreichende Größe aufweist, um zu verhindern, daß die durch den ersten Transistor gebildete Ausgangsimpedanz während des Ladens des Kondensators über einen Wert, der wesentlich kleiner ist als die Ladeimpedanz, vergrößert wird.
7. Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet , daß der erste Transistor (320) eine Basiselektrode aufweist, die mit der Quelle für die zusammengesetzten Videosignale verbunden ist, daß der erste Transistor (320) eine erste mit dem Widerstand verbundene Emitterelektrode und eine zweite Emitterelektrode aufweist, daß der zweite Transistor (328) eine Basiselektrode aufweist, die mit der zweiten Emitterelektrode des ersten Transistors verbunden ist, daß der zweite Transistor (328) eine Kollektorelektrode aufweist, die mit der ersten Emitterelektrode des ersten Transistors (320) verbunden ist, und daß der erste Transistor (320) auf die synchronisierenden Signalkomponenten zum Laden des Kondensators (330) anspricht und bewirkt, daß der zweite Transistor (328) einen Strom leitet.

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