DE2912689A1

DE2912689A1 - Detektoreinrichtung fuer impulsartige stoersignale in einem nutzsignal

Info

Publication number: DE2912689A1
Application number: DE19792912689
Authority: DE
Inventors: Hiroyasu Kishi; Junji Sakamoto
Original assignee: Tokyo Sanyo Electric Co Ltd; Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1978-06-21
Filing date: 1979-03-30
Publication date: 1980-01-03
Also published as: DE2912689C2; US4289981A

Description

GLAWE₁ DELFS₁ MOLL & PARTNER

1) Sanyo Electric Co., Ltd. Moriguchi-shi, JAPAN

2) Tokyo Sanyo Electric Co., Ltd. Oora-gun, JAPAU

Detektoreinrichtung für impulsartige Störsignale in einem Hutzsignal

PATENTANWÄLTE

DR.-ING. RICHARD GLAWE, MÖNCHEN DIPL.-ING. KLAUS DELFS, HAMBURG DIPU-PHYS. DR. WALTER MOLL, MÖNCHEN* DIPL.-CHEM. DR. ULRICH MENGDEHL. HAMBURG

ZUGELASSENE VERTRETER BEIM

EUROPÄISCHEN PATENTAMT * ZUGL. DFF. BEST. U. VERElD. DOLMETSCHER

8000 MÖNCHEN 26 POSTFACH 37 LIEBHERRSTR. 20 TEL. (C89) 22 6548 TELEX 5225 05 spez

MÜNCHEN

A 05

200O HAMBURG POSTFACH 2570 ROTHENBAUM-CHAUSSEE TEL. (040) 41020 TELEX 21 29 21 spez

Beschreibung

Die Erfindung "betrifft eine Einrichtung oder Schaltungsanordnung zum Feststellen von impulsartigen Störsignalen in einem Hutzsignal, insbesondere zur Verwendung in einer Torrichtung zrirn Unterdrücken von impuls artigen Störsignalen (impuls-5 rauschen) in einem FH-Empfanger.

Es ist "bekannt, daß impulsartige Störsignale, wie z.B. von einem Automobil erzeugte Zündungssignale, den normalen Empfang in einem FM-Empfänger stören können* Ba durch solche Impulsstörsignale das FM-Signal phasenmoduliert wird, können sie auch nicht 10 durch einen Begrenzer eliminiert werden und werden daher auch nach

30988 U05Ö9

BANK: DRESDNER BANK, HAMBURG, 4 030 448 (BLZ 200800 00) - POSTSCHECKr HAMBURG 147607-200 - TELEGRAMM; SPECHTZIES

Feststellung durch einen Detektor auf die nachfolgende Stufe des Empfängers übertragen. Es ist deshalb erforderlich, solche Impulsstörsignale in einem dem Detektor nachfolgenden Übertragungsweg zu entfernen.

I¹Ig. 1 zeigt das Blockschaltbild eines FM-Radioempfängers mit einer typischen Vorrichtung zur Unterdrückung von Störsignalen oder Rauschen, bei dem die vorliegende Erfindung in vorteilhafter ¥eise angewendet werden kann. Gemäß Fig. 1 hat der dargestellte FM-fladioempfanger eine Antenne 11 zum Empfang des gesendeten FM-Signals, einen Radiofrequenzverstä.rker 12 zur Verstärkung des von der Antenne 11 empfangenen FM-Signals, einen örtlichen Oszillator 14 zum Erzeugen eines Oszillatorsignals zwecks Frequenzumwandlung, einen Frequenzwandler 13 zum Mischen des verstärkten FM-Signals von dem Radiofrequenzverstärker 12 mit dem örtlichen Oszillatorsignal zum Umwandeln der Frequenz des FM-Signals in eine Zwischenfrequenz, einen Zwischenfrequenzverstärker 15 zum Verstärken des Zwischenfrequenzsignals von dem Frequenzwandler 13» einen FM-Detektor 16 zum Demodulieren des Zwischenfrequenzsignals in das ursprüngliche niederfrequente Signal, eine Stereodemodulatorstufe 17 zum Demodulieren des Niederfrequenzsignalswon dem FM-Detektor 16 in das originale Stereosignal, einen rechten und linken Audiofrequenzverstarker 18 bzw. 19 zum Verstärken des demodulierten rechten bzw,, linken Stereosignals, und einen rechten und linken Lautsprecher 20 \>sv, 21 zum

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Umwandeln des verstärkten rechten bzw. linken Audiofrequenzsignals in den rechten bzw. linken Ton. Im einzelnen sind Aufbau- und Betriebsweise der einzelnen Schaltungsblöcke dem Fachmann wohl bekannt. Sie brauchen deshalb hier nicht des näheren beschrieben zu werden.

In dem dargestellten FM-Stereoempfanger wird der Ausgang des Detektors 16 über eine Rauschunterdrückerschaltung 2 der Stereodemodulatorschaltung 17 zugeführt. Die Rauschunterdrückungsschaltung 2 umfaßt im wesentlichen eine Verzögerungsschaltung 3 zum Verzögern des Ausgangssignals des Detektors 16 um z.B. 3 bis 5 Mikrosekunden, eine Gateschaltung 4 zum gesteuerten Sperren oder Durchlassen des verzögerten Ausgangssignals von der Verzögerungsschaltung 3 zwecks Unterdrückung von darin enthaltenen RauschbEw. Störkomponenten, und eine Speicher- und Pilotsignal-Erzeugerschaltung 5» die das Ausgangssignal von der Gatter- oder Torschaltung 4 empfängt. Die Rauschunterdrückungsschaltung 2 umfaßt ferner ein Hochpaßfilter 6, einen Störsignaldetektor 7 und einen monostabilen Multivibrator 8 zum Steuern der Gate-Schaltung 4« 3)a^s Hochpaßfilter 6 soll die Energie einer im Ausgangssignal des Detektors 16 enthaltenen Störkomponente feststellen und Signalkomponenten mit über dem hörbaren Frequenzbereich liegender Frequenz durchlassen. Der Störimpulsdetektor 7 soll impulsartige Störsignale im Ausgangssignal des Hochpaßfilters 6 feststellen und bei Feststellung eines solchen impulsartigen Störsignals den monostabilen Multivibrator 8 triggern. Der monostabile Multivibrator 8 liefert während

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einer vorgegebenen Zeitdauer nach Triggerung ein Ausgangssignal an die Gate-Schaltung 4. Dementsprechend wird die Gate-Schaltung 4 unwirksam gemacht oder geöffnet, wenn ein Ausgangssignal vom monostabilen Mixltivibrator 8 vorhanden ist, wodurch die Zuführung des Signals von der Yerzögerungsschaltung 3 zur Stereodemodulatorschaltung 17 während der vorstehend genannten Zeitdauer verhindert wird. Die Speicher- und Pilotsignal-Erzeugerschaltung 5 umfaßt einen (nicht dargestellten) Kondensator zum Speichern des Signalniveaus, das unmittelbar vor dem Öffnen der Gate-Schaltung 4 herrscht, und eine (nicht dargestellte) Pilotsignal-Erzeugerschaltung zum Erzeugen eines Pseudopilotsignals zur Verwendung bei der Stereodemodulation.

Eine detaillierte Beschreibung eines Beispiels für eine solche Speicher-Pilotsignal-Erzeugerschaltung findet sich in der US-PS 3 739 285. Diese bekannte Schaltung umfaßt im wesentlichen einen Kondensator zum Speichern des Signalniveaus bei einer Gate-Schaltung und einen zu dem Speicherkondensator in Serie geschalteten Parallelresonanzkreis. Im folgenden wird die aus dieser Druckschrift bekannte Speicher-Pilotsignal-Erzeugerschaltung näher beschrieben unter der Annahme, daß sie in dem FM-Empfänger gemäß Fig. 1 angewendet wird. Die Parallelresonanzfrequenz des Parallelresonanzkreises wird gleich der Frequenz des Pilotsignals des gesendeten FM-Stereosignals, z.B. I9 kHz,

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gewählt. Demnach wird das unmittelbar vor dem Öffnen der Gate-Schaltung 4 herrschende Signalniveau in dem SpeicherkondenBator gehalten, während das für die Stereodemodulation nötige Pilotsignal von dem Parallelresonanzkreis als Parallelresonanz-Oszillationssignal erhalten wird, welches dann die Stereodemodulation in der Stereodemodulatorschaltung 17 der folgenden Stufe "bewirkt. Bei einer solchen Schaltungsanordnung wird die Gate-Schaltung 4 geöffnet, wenn ein impulsartiges Störsignal empfangen wird, wodurch verhindert wird, daß dieses Störsignal der Stereodemodulatorschaltung 17 der folgenden Stufe zugeführt wird. Ferner wird, wenn die Gate-Schaltung 4 geschlossen wird, das von dem Speicherkondensator zu haltende Signalniveau erhalten, so daß die Kontinuität des Signals gewährleistet ist. Somit werden durch die bekannte Schaltung impulsartige Störsignale reduziert, und gleichzeitig bleibt das für die Stereodemodulation nötige Pilotsignal ununterbrochen, und dadurch wird die Stereodemodulation während der Zeitdauer, in der die Gate-Schaltung 4 geöffnet ist, nicht beeinträchtigt. Trotz dieser vorteilhaften Eigenschaften weist die bekannte Speicher- und Pilotsignal-Erzeugungsschaltung auch einige, im folgenden erläuterte Nachteile auf. Ein Kachteil besteht darin, daß von dem Speicherkondensator und dem Parallelresonanzkreis auch ein Serienresonanzkreis gebildet wird. Durch die Bildung dieses Serienresonanzkreises wird jedoch eine Verzerrung des der Stereodemodulatorschaltung 17 zugeführten Signales bei der Serienreso-

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nanzfrequenz bewirkt. Da die diese Verzerrung verursachende Frequenz, d.h. die Resonanzfrequenz des genannten Serienresonanzkreises, notwendigerweise niedriger als die Resonanzfrequenz von 19 kHz des Parallelresonanzkreises ist und in den hörbaren Frequenzbereich fällt, wird durch diese Verzerrung ein entsprechendes hörbares Signal in den Lautsprechern 20 und 21 erzeugt. Die erwähnte Bildung einer Serienresonanz hat außerdem noch das folgende Problem zur Folge. Wenn angenommen wird, daß ein Signal, dessen Frequenz mit der Resonanzfrequenz des genannten Serienresonanzkreises übereinstimmt, empfangen wird und gleichzeitig ein impulsartiges Störsignal empfangen wird, wird natürlich die Gate-Schaltung 4 als Antwort auf das impulsartige Störsignal geöffnet und das zu diesem Zeitpunkt vorhandene Signalniveau wird in dem Speicherkondensator gespeichert. Danach wird die Gate-Schaltung 4 geschlossen, wobei das gespeicherte Signalniveau erhalten wird. Gleichzeitig wird jedoch die in dem im Parallelresonanzkreis enthaltenen Kondensator gespeicherte elektrische Ladung entladen, und infolge dessen wird eine stark vergrößerte Störkomponente von der Speicher-Pilotsignal-Erzeugerschaltung 5 abgezogen.

Wenn andererseits kein Eingangssignal vorhanden ist, nimmt das Pilotsignal, das von dem Parallelresonanzkreis während der Öffnungsdauer der Gate-Schaltung 4 erhalten wird, ein hohes

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Niveau an, welches dann der Stereodemodulatorschaltung 17 zugeführt wird. Dadurch wird die Stereodemodulatorschaltung 17 in einen Zustand versetzt, in welchem eine ordnungsgemäße Demodulation des rechten Signals oder linken Signals nicht durchgeführt werden kann, aufgrund des erwähnten, ständig vorhandenen sehr großen Pilotsignals. Auch diese Erscheinung macht sich als Geräusch in den Lautsprechern 20 und 21 bemerkbar.

TJm diese Nachteile der aus TJS-PS 3 739 285 bekannten Einrichtung zu vermeiden, ist eine nach einem völlig anderem Prinzip arbeitende Einrichtung zum Entfernen impulsartiger Störsignale vorgeschlagen worden, die in TJS-PS 4 0.66 845 beschrieben ist. Diese Einrichtung zum Unterdrücken impulsartiger Störsignale für eine Mi-Empfänger umfaßt einen Bandpaß-Verstärker zum selektiven Verstärken eines Signals von Bezugsfrequenz, wie z.B. der Pilotsignalfrequenz von 19 kHz oder einer Hilfsträgersignalfrequenz von 38 kHz, und einen Schwächungskreis zum Schwächen des Ausgangs des Bandpaß-Verstärkers in einem zum Verstärkungsfaktor des Bandpaß-Verstärkers proportionalen Ausmaß, ohne Anwendung eines Parallelresonanzkreises, um eine Unterbrechung des Pilotsignals während der Öffnungsdauer der Gate-Schaüung 4 zu verhindern. Hierbei wird eine positive Sückkopplungsschaltung für den Bandpaß-Verstärker gebildet durch eine geschlossene Schleife, die die Schwächungsschaltung und den Speicherkondensator umfaßt, so daß der Bandpaß-Verstärker im Zusammenwirken mit der positiven

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Rückkopplungsschaltung als ein Oszillator arbeitet, wenn die Gate-Schaltung 4 geöffnet ist. Hierdurch werden das Pilotsignal oder das Hilfsträgersignal ohne Unterbrechung der Stereodemodulatorschaltung 17 zugeführt. Durch diese Schaltung· werden die gleichen Vorteile wie bei der Schaltung nach US-PS 3 739 285 erzielt und die beschriebenen Nachteile dieser erst genannten Schaltung vermieden.

Es ist somit allgemein bekannter Stand der Technik, ein impulsartiges Störsignal zu detektieren und die Zuführung des Eingangssignals zu einer Stereodemodulatorschaltung während der Zeitdauer des impulsartigen Störsignals zu sperren, wodurch das impulsartige Störsignal entfernt wird. Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Einrichtung zum Detektieren der impulsartigen Störsignale, die in vorteilhafter Weise mit den vorstehend beschriebenen, bekannten Einrichtungen zum Entfernen des impulsartigen Störsignales verwendet werden kann. Die Verwendung der erfindungsgemäßen Detektoreinrichtung ist Jedoch nicht auf die beiden vorgenannten bekannten Einrichtungen beschränkt.

Es ist eine bekannte Tatsache, daß FM-Empfanger normalerweise so beschaffen sind, daß das weiße Rauschen zunimmt, wenn ein Signal von mittlerer oder schwacher Intensität des elektrischen Feldes empfangen wird. Die bisher bekannten Detektorein-

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richtungen für impulsartige Störsignale, die gewöhnlich
in einem FM-Empfänger verwendet werden, weisen deshalb den
Nachteil auf, daß dieses bei mittlerer oder schwacher empfangener Feldstärke auftretende starke weiße Hauschen fälschlicherweise als impulsartiges Störsignal detektiert wird. Es
wurde beobachtet, daß dieser Nachteil besonders dann in Erscheinung tritt, wenn als Detektor 7 ein Quadratur-Detektor,
wie er zum Einbau in eine integrierte Schaltung geeignet ist, verwendet wird. Das gleiche gilt jedoch mehr oder weniger auch dann, wenn als Detektor 7 ein bekannter Verhältnis-Detektor verwendet wird. Um eine solche fehlerhafte Betriebsweise beim Auftreten von starkem weißem Rauschen zu verhindern, könnte man daran denken, den Verstärkungsfaktor des Verstärkers in der Detektorschaltung· für impulsartige Störsignale entsprechend dem Ansteigen des Niveaus des weißen Rauschens zu senken. Ein solcher Lösungsweg über eine Verringerung des Verstärkungsfaktors des Verstärkers hätte jedoch den Nachteil zur Folge, daß der dynamische Bereich enger wird.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Detektorschaltung für impulsartige Störsignale zu schaffen, die in ihrer Betriebsweise unempfindlich gegen im empfangenden Signal enthaltene kontinuierliche Signalkomponenten ist. Die erfindungsgemäße Einrichtung ist deshalb besonders geeignet zum Detektieren von impulsartigen Störsignalen, die im Eingangssignal einer kontinuierlichen Stör- und/oder Nutzsignalkomponente überlagert sind.

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Hierzu sieht die Erfindung eine Einrichtung vor, bei der das Eingangssignal durch einen Verstärker verstärkt und einer Gleichrichterschaltung zugeführt wird, deren Ausgangssignal einer Detektorschaltung zum Detektieren des Niveaus der kontinuierlichen Signalkomponente und einer Impulsstörsignal-Detektorschaltung zum Detektieren der impulsartigen Störsignalkomponente zugeführt wird. Das Verhältnis des Ansprechniveaus der Detektorschaltung für die kontinuierliche Signalkomponente zu dem Ansprechniveau der Detektorschaltung für die impulsartige Signalkomponente kann auf einen vorgegebenen Wert eingestellt werden.

Erfindungsgemäß kann das Verhältnis des Ansprechniveaus für die kontinuierliche Komponente im Eingangssignal zu dem Ansprechniveau für das Detektieren der impulsartigen Komponenten auf einen solchen Wert eingestellt werden, daß eine fehlerhafte Betriebsweise der Detektorschaltung für die impulsartige Störkomponente durch den Einfluß der kontinuierlichen Komponente vermieden werden. Somit können Betriebsstörungen bei der Detektion von-impulsartigen Komponenten bei Ansteigen der kontinuierlichen Komponente mit Sicherheit verhindert werden, ohne daß der Verstärkungsfaktor des Verstärkers verringert werden muß.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird das Ansprechniveau der Detektorschaltung für die impulsartige

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Komponente in Abhängigkeit von. dem Ansprechniveau für die kontinuierliche Komponente, d.h. von der Ausgangsspannung der diese erfassenden Detektorschaltung, gesteuert. Auf diese Weise ist es möglich, auch impulsartige Störkomponenten, deren Niveau niedriger ist als das der kontinuierlichen Komponente, detektiert werden. Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung wird eine verbesserte Vorspannungsschaltung für die Gleichrichterschaltung verwendet, wodurch die Erfassung von impulsartigen Störkomponenten weiter verbessert wird.

Eine bevorzugte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Einrichtung zum Detektieren von impulsartigen Störsignalen, z.B. Zündungssignalen, die einem kontinuierlichen Störsignal, wie z.B. weißem Bauschen, überlagert sind, umfaßt zwei Transistoren vom gleichen Leitfähigkeitstyp, die einen Differentialverstärker bilden und an deren Basiselektroden das Eingangssignal anliegt. Das verstärkte Signal wird einer ersten und einer zweiten Gleichrichterschaltung für Tollweggleichrichtung zugeführt. Das Ausgangssignal der ersten Gleichrichterschaltung wird von einer Detektorschaltung detektiert. Das Ausgangssignal der zweiten Gleichrichterschaltung wird einer Detektorschaltung für Impulsstörsignale zugeführt, die impulsartige Komponenten detektiert. Das Verhältnis der Ansprechniveaus der beiden Detektorschaltungen ist einstellbar.

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Ausführung^formen der Erfindung werden anhand der Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt ein Beispiel eines Blockschaltbildes eines FM-Stereoempfängers mit einer Störsignalunterdrückung-sschaltung von bekanntem Aufbau, bei der

die vorliegende Erfindung in vorteilhafter Weise anwendbar ist.

Fig. 2 zeigt das Schaltschema einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Einrichtung.

Fig. 3 zeigt ein Beispiel eines Signalverlaufes, der am Punkt A von Fig. 2 erhalten werden kann.

Fig. 4 zeigt den zu dem Signal gemäß Fig. 3 entsprechenden Signalverlauf am Ausgang der Schaltung gemäß Fig

Fig. 5

und 6 zeigen Schaltbilder von anderen Ausführungsformen der Erfindung.

Fig. 7 zeigt das Schaltbild einer Ausführungsform der Torspannungsschaltung für die erfindungsgemäße Einrichtung.

Fig. 8 zeigt das Schaltbild eines Teile der erfindungsgemäßen Störimpuls-Detektorschaltung unter Verwendung der Vor-Spannungsschaltung· gemäß Fig. 7.

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Fig. 9 zeigt das Schaltbild einer anderen Ausführungsform eines Verstärkers zur Verwendung in der erfindungsgemäßen Einrichtung.

Bei der in Fig. 2 dargestellten Ausführung^form der Erfindung umfaßt die Störimpuls-Detektorschaltung 7 (Fig. 1) einen Differentialverstärker 71> dem ein Signal von der Eingangsklemme 701 zugeführt wird, eine Gleichrichterschaltung 72 zum Gleichrichten des Ausgangssignals des Differentialverstarkers 71» eine Störimpuls-Detektorschaltung 73 zum Detektieren eines impulsartigen Störsignals in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der Gleichrichterschaltung 72, eine Detektorschaltung zum Detektieren des Ausgangssignals der Gleichrichterschaltung 72, und eine Eingangsbegrenzerschaltung 75 zum Begrenzen der Amplitude des Eingangssignals des Differentialverstarkers 71 in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der Detektorschaltung 74· Der Differenzialverstärker 71 umfaßt zwei NPN-Transistören 712 und von gleichen Eigenschaften. Die Basiselektroden der beiden Transistoren 712 und 714 sind über je einen Basisresistor 711, 713 gemeinsam an die Eingangsklemme 701 angeschlossen, um das Eingangssignal zu empfangen. Die Emitterelektrode der beiden Transistoren 712, 714 sind gemeinsam an eine Konstantstromquelle mit einem KonstantStromtransistor 717 angeschlossen. Die Basiselektrode eines der beiden Transistoren 712, 714 (bei der dargestellten Ausfühxungsform die des Transistors 714) ist über eine Serienschal-

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tung eines Kondensators 715 und eines Widerstandes 716 mit Masse verbunden. Der Ausgang des Differentialverstärkers 71, d.h. die Kollektorelektroden der beiden Transistoren 712, 714, sind mit der Gleichrichterschaltung 72 verbunden.

Die Gleichrichterschaltung 72 soll eine Vollweggleichrichtung des Ausgangssignals des Differentialverstärkers 71 bewirken. Die Gleichrichterschaltung 72 umfaßt zwei Gleichrichter-Transistoren 723 und 724, die z.B. PNP-Transistoren sein können. Die Basiselektrode des Transistors 723 ist mit der Emitterelektrode des Transistors 721 verbunden, und die Emitterelektrode des Transistors 721 ist mit der Konstantstromquelle 725 verbunden. Die Basiselektrode des Transistors 724 ist mit der Emitterelektrode des Transistors 722 verbunden, und die Emitterelektrode des Transistors 722 ist mit der Konstantstromquelle 726 verbunden. Die Emitterelektrode des Gleichrichtertransistors 723 ist über einen Widerstand mit der Emitterelektrode des Transistors 722 verbunden, und die Emitterelektrode des Gleichrichtertransistors 724 ist über einen Widerstand mit der Emitterelektrode des Transistors 721 verbunden. Somit wird durch die Transistoren 721 und 722 die Ausgangsimpedanz des Differentialverstärkers 721 derart umgewandelt, daß die Arbeitspunkt der zugehörigen Gleichrichtertransistoren und 724 festgelegt werden. Der Ausgang der Gleichrichterschal-

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tung 72, d.h. die Kollektorelektroden der Gleichrichtertran-Bistoren 723 und 724 sind sowohl an die Detektorschaltung 74 als auch an die Impulsdetektorschaltung 73 angeschlossen.

Die Impulsdetektorschaltung 73 umfaßt eine Diode 731, deren Anode mit dem Ausgang der Gleichriehterschaltung 72 verbunden ist. Die Kathode der Diode 731 ist mit einem Ende eines ¥iderstandes 732 verbunden. Das andere Ende des Widerstandes 732 ist mit einem Ende eines Widerstandes 733 und ferner mit der Basiselektrode des Transistors 734 verbunden. Das andere Ende des Widerstandes 733 ist mit Masse verbunden. Somit wird die Basisvorspannung, d.h. das Schwellenniveau des Transistors 734» durch das Spannungsteilungsverhältnis der beiden Widerstände 732 und 733 bestimmt. Die Emitterelektrode des Transistore 734 ist mit Masse verbunden, und die Kollektorelektorde des Transistors 734 ist mit einer Ausgangsklemme 702 der Schaltung 7 verbunden.

Die Detektorschaltung 74 umfaßt einen Transistor 741» der das Ausgangssignal der Gleichriehterschaltung 72 empfängt. Der Transistor 741 kann ein HPN-Transistor sein, dessen Basiselektrode mit dem Ausgang der Gleichriehterschaltung 72 verbunden ist und dessen Emitterelektrode über eine Serienschaltung von Widerständen 742 und 743 mit Masse verbunden ist. Der Widerstand wird durch einen Glättkondensator 744 überbrückt. Der Glättkondensator 744 wird somit über den Widerstand 742 in Abhängigkeit

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if

vom Ausgangssignal deB Detektortransistors 741 aufgeladen. Der Widerstand 745 dient als Entladewiderstand des Glättkondensators 744· Der Verbindungspunkt der Widerstände 742 und 743» d.h. das eine Ende des Kondensators 744» ist mit den Basiselektroden von zwei Transistoren 751 und 752 in der Amplitudenbegrenzerschaltung 75 verbunden..

Die Transistoren 751 und 752 der Eingangsbegrenzungsschaltung 75 können NPN-Transistoren sein, deren Emitterelektroden an Masse liegen. Die Kollektorelektrode des Transistors 751 ist mit der Kollektorelektrode des einen von zwei Transistoren 753 und 754, z.B. des Transistors 753 hei der dargestellten Ausführungsform, verbunden, die eine Stromspiegelschaltung "bilden. Die Transistoren 753 und 754 können PWP-Transistoren sein, deren Basiselektroden gemeinsam mit der Emitterelektrode eines Transistore 755 verbunden sind. Der Transistor 755 kann ebenfalls ein PNP-Transistor sein, dessen Basiselektrode mit der Kollektorelektrode des Transistors 753 verbunden ist. Die Kollektorelektrode des Transistors 754 ist mit der Kollektorelektrode des Transistors 752 über eine Diodenschaltung verbunden . Die Diodenschaltung umfaßt vier Dioden 756, 757, 758,759, wovon die Dioden 756 und 758 in Serie geschaltet und die Dioden 757 und 759 in Serie geschaltet sind und die beiden Serienschaltungen von Dioden parallel zueinander liegen. Die Kathode der Diode 756 und damit die Anode der Diode 758 sind mit der Basiselektrode des einen Transistors 712 des oben erwähnten Differentialverstärkers 71

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verbunden. In gleicher Weise ist die Kathode der Diode 757 bzw. die Anode der Diode 759 ^m^ 4^er Basiselektrode des Transistors 714 verbunden.

Die Arbeitsweise der beschriebenen und dargestellten Schaltungsanordnung wird im folgenden anhand von Fig. 3 und 4 beschrieben.

Zur Vereinfachung der Erläuterung wird angenommen, daß eine kontinuierliche Störkomponente, wie z.B. weißes Rauschen, die der Eingangsklemme 701 zugeführt wird, durch eine Sinuswelle wie bei (a) dargestellt sei. Es sei ferner angenommen, daß im Anfangszustand der Glättkondensator 744 nicht aufgeladen ist und die beiden Steuertransistoren 751 und 752 im nichtleitenden Zustand sind. Ein der Eingangskiemme 701 zugeführtes Eingangssignal wird dann der Basiselektrode des einen Transistors 712 des Differentialverstärkers 71 zugeführt. Andererseits wird der Basiselektrode des anderen Transistors 714 des Differentialverstärkers 71 ein Eingangssignal zugeführt, welches durch Spannungsteilung mittels der Widerstände 713 und 716 erhalten wird, da die Kapazität des Kondensators 715 groß genug ist, um eine niedrige Impedanz zu ergeben. Somit wird die Differenz der Eingangssignale an den beiden Basiselektroden der Transistoren 712 und 714 verstärkt, wodurch man ein bei (b) dargestelltes Signal an der Kollektorelektrode des einen Transistors 712 und

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Zk

ein bei (c) dargestelltes Signal an der Kollektorelektrode des anderen Transistors 714 erhält. Das an der Kollektorelektrode des Transistors 712 erhaltene Signal (b) wird einer Impedanzumwandlung mittels des ersten impedanzwandelnden Transistors 721 unterworfen, während das an der Kollektorelektrode des anderen Transistors 714 erhaltene Signal (c) einer Impedanzumwandlung durch den zweiten impedanzwandelnden Transistor 722 unterworfen wird. Hierdurch erhält man impedanzgewandelte Ausgangssignale an den Emitterelektroden der Transistoren 721 bzw. 722.

Die an den Emitterelektroden der beiden impedanzwandelnden Transistoren 721 und 722 erhaltenen Signale werden durch die Transistoren 723 und 724 der Gleichrichterschaltung 72 vollweggleichgerichtet. Die Basiselektrode des ersten Gleichrichtertransistors 723 ist mit der Emitterelektrode des ersten impedanzwandelnden Transistors 721 und die Emitterelektrode des ersten gleichrichtenden Transistors 723 ist mit der Emitterelektrode des zweiten impedanzwandelnden Transistors 722 verbunden. Deshalb wird der erste gleichrichtende Transistor 723 während der positiven Halbwelle des Signals (c) leitend. In gleicher Weise wird der zweite gleichrichtende Transistor 724 während der positiven Halbwelle des Signals (b) leitfähig. Da die Kollektorelektroden des ersten und zweiten gleichrichtenden Transistors 723 und 724 miteinander verbunden sind, erhält man an

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ζ}

deren Verbindungspunkt das "bei (d) dargestellte Signal als Ausgangssignal der Gleichrichterschaltung 72.

Der Glättkondensator 744 wird durch den Emitterstrom des Detektortransistors 74"* aufgeladen. ¥enn das Signal (d) der Basiselektrode des Transistors 741 zugeführt wird, wird dieser leitfähig, so daß die Spannung am Glättkondensator 744 wie "bei (e) gezeigt sich ändert. Venn der Wert des Entladungswiderstandes 743 hinreichend groß im Vergleich zum Wert des Aufladewiderstandes 742 gewählt wird, dann wird eine spitzendetektierte Wellenform des Signals (d) am einen Ende des Kondensators 744 erhalten.

Wenn das Signal (d) groß wird_f so daß das Niveau des Signals (e) und damit die Basis-Emitterspannung der Transistoren 751 und 752 über einem vorgegebenen Niveau liegt, werden die Steuertransistoren 751 und 752 leitfähig. Wenn I₁ und I₂ den Kollektorstrom des Transistors 751 bzw. des Transistors 752 zu diesem Zeitpunkt bedeuten, dann gilt s

I₁ = I₂ (1)

Wenn die Transistoren 751 und 752 leitfähig werden, werden auch die die Diodenschaltung bildenden Dioden 756, 757, 758, leitfähig. Andererseits ist die Stromspiegelschaltung so ausgebildet, daß der gleiche Strom wie der Kollektorstrom des Transi-

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Zt

store 753 durch die Kollektorelektrode des Transistors 754 fließt. Wenn I, der Kollektorstrom des Transistors 754 ist, dann gilt

I₃ = I₁ (2)

Aus den Gleichungen (1) und (2) folgt

I₃ - I₂ (3)

Die Spannung am Glättkondensator 744 wird durch die Basisemitterspannunfr des ersten oder zweiten Steuertransistors oder 752 begrenzt. Die Kollektorströme I₁ und I_? variieren entsprechend den Basisströmen der Transistoren 751 und 752, und entsprechend variieren die Impedanzwerte der Dioden 75&, 757» 758 und 759. Da zu diesem Zeitpunkt die Gleichung (3) gilt, ändert sich der Baisvorspannungsstrom des Differentialverstärkers 71 nicht entsprechend dem durch die Dioden 756, 757, 758 und fließenden Strom, und damit ändert sich auch der Verstärkungsfaktor des Differentialverstärkers 71 nicht.

Wenn das Eingangssignal (a) zu groß wird, daß der erste Steuertransistor 751 leitfähig wird, nimmt die Impedanz der Dioden 756, 757, 758 und 759 ab, und damit wird auch die Spannung zwischen den Basiselektroden der beiden Transistoren und 714 des Differentialverstärkers 71 klein. Deshalb werden

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die Signale (b) und (c) klein, und dadurch wird insgesamt der Anstieg des Eingangssignals (a) unterdrückt aufgrund eines negativen Rückkopplungsbetriebes. Somit werden die . Signale (b) und (c) so gesteuert, daß sie konstant bleiben. Damit wird auch das Signal (d) konstant gehalten. Somit wird verhindert, daß ein kontinuierliches Störsignal, das größer ist als das Ansprechniveau der Störimpulsdetektorschaltung 73_} der Basiselektrode des Detektortransistors 734 zugeführt wird.

Im folgenden wird die Arbeitsweiße beim Detektieren von Störimpulsen beschrieben. Da, wie erwähnt, eine derartige Signalsteuerung erfolgt, daß ein kontinuierliches Stellsignal, wie z.B. weißes Rauschen, auf konstantes Niveau gesteuert wird, kann ein solches kontinuierliches Störsignal, das impulsartige Störsignale enthält, und das am Punkt A auftritt, so dargestellt t5 werden, wie in Fig. J gezeigt. In Fig. 3 stellt daa Signal mit dem ungefähren Signalniveau V™ ein kontinuierliches Störsignal dar, während impulsartige Störsignale mi"t P1, P2 und P3 bezeichnet sind.

Wenn R1 und R2 die Werte der Spannungsteilerwiderstände 732 bzw. 733 sind und V₄ das am Punkt A erhaltene Signal ist, dann kann die Basisspannung V- des Detektortransistors 734 durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden :

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R2

R1 + R2

Der Detektortransistor 734 wird leitfähig, wenn die Basisspannung V_B größer als die Basisemitterspannung V™ wird. Wenn R1 = R2 angenommen wird, dann kann die Gleichung (4) wie folgt umgeformt werden :

1
B^A

Somit wird der Detektortransistor 734 leitfähig, wenn die Spannung V. größer als 27__E, wird.

Wenn somit das in Fig. 3 dargestellte Signal am Punkt A anliegt, erhält man an der Ausgangsklemme 702 das in Fig. 4 dargestellte Signal. Durch Gewinnung des in Fig. 4 dargestellten Signals ist das Detektieren der impulsartigen Störsignale abgeschlossen. Der Störimpuls P2 erscheint zwar nicht im Ausgangssignal, jedoch brauchen Störimpulse, die ein mit dem kontinuierlichen Störsignal vergleichbares Niveau haben, nicht detektiert zu werden. Falls jedoch gewünscht wird, daß auch schwache Störimpulse, wie z.B. P2 detektiert werden, kann dies durch Änderung des Spannungsteilerverhältnisses zwischen den Spannungsteilerwiderständen 732 und 733 erreicht werden. Da die Störimpulse eine kleine Impulsbreite haben, ist die Beeinflussung der Eingangsbegrenzerschaltung 775 vernachlässigbar klein.

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Wie im vorstehenden beschrieben, hat die dargestellte Ausführungsform der Detektorschaltung für impulsartige Störsignale gemäß der Erfindung den Vorteil, daß das Hiveau einer kontinuierlichen Störkomponente konstant gehalten werden kann und hierdurch auch das Ansprechniveau für impulsartige Störsignale konstant gehalten werden kann. Die dargestellte Ausführungsform hat den weiteren Vorteil, daß durch kontinuierliche Störsignale erzeugte Betriebsstörungen mit Sicherheit verhindert werden können, und zwar durch geeignete Einstellung des Ansprechriveaus durch Einstellung des Verhältnisses der ¥iderstände 732 und 733. Ein weiterer Vorteil liegt darin, daß aufgrund der Möglichkeit, das Eingangssignal so zu steuern, daß das Kiveau der kontinuierlichen Störkomponente konstant ist, eine Störimpulsdetektorschaltung geschaffen werden kann, die eingangs- und ausgangsseitig einen breiten dynamischen Bereich aufweist.

Die Fig. 5 zeigt das Schaltbild einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die gezeigte Ausführungsform enthält eine Gleichrichterscbaltung 72, eine Störimpulsdetektorschaltung 73 und eine Detektorschaltung 74 mit einer anderen Schaltungsausführung wie die vergleichbare Ausführung der Fig. Im einzelnen enthält die Gleichrichterschaltung 72 zwei Vollweggleichrichterschaltungen 72a und 72b mit gleicher Schaltungsausbildung. Das Ausgangssignal des einen Gleichrichterschaltkreises 72a wird an die Detektorschaltung 74 angelegt, während das Aus-

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gangssignal des anderen Gleicbrichterschaltkreises 72b an die Störimpulsdetektorschaltung 73 angelegt wird. Die Störimpulsdetektorsehaltung 73 spricht auf das Ausgangssignal des zweiten Gleichrichterschaltkreises 72b an, um die Iinpulskomponent-e des Gleichrichterschaltkreises 72b durch einen Detektortransistor 734 auf dem, durch einen Gittervorwiderstand 735 bestimmten Detektorniveau zu detektieren, womit an der Ausgangsklemme 702 ein detektiertes Ausgangssignal erzeugt wird. Die Detektorschaltung 74 ist durch einen, der Basiselektrode eines Detektortransistors 741 vorgeschalteten Basiswiderstand 746 und eine Impulsabtrenn-Diode 747» die parallel zum Basiswiderstand 746 geschaltet ist, gekennzeichnet.

Bezogen auf die Fig. 2, soweit es sich um das kontinuierliehe Störniveau handelt, wird die am Glättkondensator anliegende Spannung auf den Wert V™ gesteuert, so daß die Spannung am Punkt A ebenfalls "V™ wird. Für das Impuls-Sauschniveau

jjiij

andererseits stellt die Spannung T. am Pukt A, wenn die Basisspannungdes Detektortransistors 734 V-n™ wird, das Detektorniveau des Schaltkreises 73 dar und kann daher durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden :

Rt + R2

-^- * ^VBE (5)

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Demgemäß ist einzusehen, daß, wenn zum Verhindern einer Beeinträchtigung der Störimpulsdetektorschaltung 73 durch das kontinuierliche Rauschen das Verhältnis des Detektorniveaus des kontinuierlichen Rauschens zum Detektornivean des Impulsrauschens erhöht wird, "bei der in Fig. 2 gezeigten Einrichtung der Widerstandswert des Widerstandes 732, d.h. R1 erhöht werden muß. Je größer jedoch der Widerstandswert I?1 des Widerstandes 732 ist, um so eher werden die Gleichrichtertransistoren 723 und 724 der Fig. 2 gesättigt, mit der daraus resultierenden Möglichkeit, daß der Transistor 734 der Detektorschaltung 73 trotz eines vorhandenen Impulsrauschens funktionsunfähig ist.

Angesichts der oben beschriebenen Schwierigkeiten bei einer Schaltung gemäß der Fig. 2, ist die Schaltung der Fig. 5 mit einer Impulsabtrenn-Diode 747 versehen, die mit der Basiselektrode des Detektortransistors 741 der Detektorschaltung 74 verbunden ist.

Im folgenden wird der Betrieb der in Fig. 5 gezeigten Schaltung, beschrieben. Es wird als erstes angemerkt, daß der erste Vollweggleichrichtschaltkreis 72a den gleichen Schaltungsaufbau wie der Vollweggleichrichtschaltkreis 72 der Fig. 2 hat und daher die gleiche Operation ausführt. Der zweite Vollweggleichrichtschaltkreis 72b hat ebenfalls den gleichen Schaltungsaufbau wie

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3H

der erste Vollweggleichrichtschaltkreis 72a und führt die gleiche Operation aus. Wenn der Differentialverstärker 71 betriebsfähig wird, so daß das Ausgangssignal des einen Transistors 712 größer als das des anderen Transistors 714 wird, werden sowohl der Gleichrichtertransistor 724a des ersten Vollweggleichrichterschaltkreises 72a als auch der Gleichrichtertransistor 724b des zweiten Vollweggleichrichterschaltkreises 72b leitend. Entsprechend werden an den Ausgangsklemmen des ersten und zweiten Vollweggleichrichter-Schaltkreises 72a und 72b die gleichen vollweggleichgerichteten AusgangsSignaIe erhalten. Las Ausgangssignal des ersten Vollweggleichrichtschaltkreises 72a ist durch den Detektortransistor 741 spitzendetektiert und durch den Glättkondensator 744 geglättet. Zu diesem Zeitpunkt bewirkt das Impulsrauschen indem an die Basiselektrode des oben beschriebenen Detektortransistors 741 angelegten Signal wegen der Ladezeitkonstante des Glättkondensators 744 geringen Einfluß auf das Steuersignal der Schaltung 74· Das oben beschriebene Steuersignal ist an die Basiselektrode des ersten Steuertransistors 751 angelegt, wodurch der erste Steuertransistor 751 leitend wird. Die Leitfähigkeit des ersten Steuertransistors 751 bewirkt eine Fixier rung der am Glättkondensator 744 anliegenden Spannung auf V-d-p· Deshalb wird das Niveau des kontinuierlichen Rauschens der Basiselektrode des Detektortransistors 741 ungefähr 2V. Des-

halb entwickelt sich die Spannung V_BV in Bezug auf das kontinuierliche Rauschen an einem Ende B des, die Basisschaltung

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aes oben "beschriebenen Detektortransistors 741 bildenden Widerstandes 74& wie folgt:

^YBW

Das Ausgangssignal des zweiten Vollweggleichrichtschaltkreises 72b andererseits ist an die Störimpulsdetektorschaltung 73 angelegt. Ausgehend davon, daß die Ausgangsströme des ersten und zweiten Vollweggleichrichtschaltkreises 72a und 72b gleich und gleich I_ sind, kann die am Punkt B sich entwickelnde Spannung BP in Bezug auf das Impulerauschen durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden:

V_Bp = H3.I_O (7)

Wobei R3 der Widerstandswert des Widerstandes 746 ist.

Die Spannung V_c an der Basiselektrode des Detektortransistors 754» d.h. dem Punkt C, kann durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden:

(8)

Wobei R4 der Widerstandswert des Widerstandes 735 ist.

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3(

Wenn die Basisspannung bei leitend werdendem Detektortransistor 734 gleich V_ ist, kann die Gleichung (8) wie folgt umgeformt werden:

τ = — · V

Aus den Gleichtungen (7) und (8·) kann die folgende Gleichung erhalten werden;

V = — · V (o)

BP „. BE ^K''

K4

Demgemäß ist das Niveauverhältnis von kontinuierlichem Rauschen zu ImpulsrauBchen am Punkt B aus den Gleichungen (6) und ($>) wie folgt zu erhalten:

VBW Γ
R4

Aus der Gleichung (1O) ist ersichtlich, daß ein Ansteigen des Verhältnisses von Widerstand 746 zu Widerstand 735 ein Ansteigen des Detektorniveauverhältnisses zur Folge hat.

Wie aus der vorstehenden Beschreibung, insbesondere der vorstehend beschriebenen Schaltung, zu sehen ist, kann das Detektorniveauverhältnis erhöht werden, indem nur das Verhältnis der Widerstände 746 und 735 ausgewählt wird. So kann demgemäß

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3Ϊ

eine Störung der Detektorschaltung aufgrund einer kontinuierlichen Störkomponente verhindert werden.

Trotzdem besteht die Gefahr, daß ein Phänomen ähnlich der Sättigung; der Gleichrichtertransistoren 723 und 724 wie unter der Fig. 2 diskutiert, auftreten kann, wenn der Widerstandswert des Widerstandes 746 zu groß ist, da für bestimmte Zwecke ein zu großes Detektorniveauverhältnis erforderlich ist. Dieser Punkt wurde bei der gezeigten Schaltung berücksichtigt, indem der, durch mehrere in Reihe geschaltete Dioden gebildete Impulsabtrennschaltkreis 747 parallel zum Widerstand 746 geschaltet ist, um die oben beschriebene Sättigung zu verhindern. Durch die oben beschriebene Schaltung des Impulsabtrennschaltkreises 747 wird bewirkt, daß während der Strom im ersten Vollweggleichrichtschaltkreis 72a klein ist durch den Widerstand 746 ein Strom fließt, und nachdem der Strom groß und der Impulsabtrennschaltkreis 747 leitend geworden sind, durch den Impulsabtrennschaltkreis 747 ein Strom fließt. Als Ergebnis wird eine Sättigung der Gleichrichtertransistoren 723a und 724a verhindert.

5'ig. 6 zeigt ein Bchematisches Schaltbild einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die gezeigte Schaltung, verglichen mit der unter Fig. 5 gezeigten Schaltung, ver-

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31

wendet eine Störimpulsdetektorschaltung· 73 und einen VerstärkunfTsregler-Schaltkreis "J6 zur Steuerung der Verstärkung der Störimpulsdetektorschaltung 73.

Bei den in "Fig·. 2 und 5 gezeigten Schaltungen, konnte, wenn das Detektorniveau des Impulsstörfaktors in Bezug auf den kontinuierlichen Störfaktor auf einen \,ert oberhalb des möglichen, maximalen Niveaus lag, eine Störung der Störimpulsdetektorschaltung verhindert werden; dies erhöhte jedoch die Anzahl der Impulsstörfaktoren, die nicht detektiert werden konnten und verringerte die Empfindlichkeit als Störimpulsdetektorschaltung. Im Gegensatz hierzu ist bei der gezeigten Schaltung die Verstärkung der Störimpulsdetektorschaltung in Abhängigkeit von den Niveauver-inderungen des kontinuierlichen Störfaktors gesteuert, wobei eine verbesserte Impulskomponentendetektierung erreicht wird.

Die Störimpulsdetektorschaltung 73 enthält zwischen der Basiselektrode des Detektortransistors 734 und der Ausgangsklemme des zweiten Gleichrichterschaltkreises 72b eine Diode 736. Die Kollektorelektrode eines Nebenschlußtransistors oder Verstärkungsreglertransistors 7^3 ist zum Ableiten des an die Basiselektrode des Detektortransistors 734 angelegten Signals mit der Anode der Diode 736, d.h. dem Ausgang des zweiten Gleichrichterschaltkreises 72b, verbunden. Der Nebenschlußtransistor 762 kann einen NPN-Transistor enthalten und die Emitterelektrode

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JI

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des Transistors 762 ist über einen Emitterwiderstand 765 mit der Erde verbunden. Die Basiselektrode des Transistors 762 ist über eine Reihenschaltung von Diode 763 und Widerstand 764 mit der Erde verbunden und ist ebenfalls mit der Kollektorelektrode des Transistors 76I verbunden. Die Basiselektrode des Transistors JS2 ist weiterhin mit der Erde über einen Widerstand 766 verbunden. Der Transistor 76I kann einen PHP-Transistor enthalten, der die gleiche Operation wie die beiden, die oben beschriebene Stromspiegelschaltung bildenden Transistoren 753 imd 754 ausführen und demgemäß ist der Strom, der durch den Strompfad des Transistors 76I fließt, der gleiche, wie der durch den Strompfad des einen der beiden Transistoren, z.B. 754 fließende Strom.

Im folgenden wird beschreiben, wie die gezeigte Schaltung arbeitet. Der Transistor des Yerstärkungsreglerschaltkreises 76 hat den gleichen Schaltungsaufbau wie der den Stromspiegelschaltkreis bildende Transistor 754« Deshalb ist der durch den Transistor 7^1 fließende Kollektorstrom der gleiche wie der Kollektorstrom des Transistors 754· Der Kollektorstrom des oben beschriebenen Transistors 754 fließt in Abhängigkeit von dem an die Basiselektrode des ersten und zweiten Steuertransistors und 752 angelegten Steuersignals^ Demgemäß fließt der Kollektorstrom des Antriebstransistors 76I ebenfalls in Abhängigkeit von dem Steuersignal. Wenn der Transistor 76'\ leitend wird und der

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Io

Kollektorstro" durchfließt, wird der Verstärkung-sreglertransistor oder der Nebenechlußtransistor 7^2 im Zusammenhang mit dem eben beschriebenen Kollektorstrom leitend. Der rJebenschlußtransistor 7*52 und die Reihenschaltung aus Diode 7^3 und Widerstand 764 bilden einen Stromspiegelschaltkreis, ir? dem die Auswahl der Widerstandswerte der Widerstände 7^4 und 7^5 das gleiche bewirkt, nämlich daß der Strom durch die Reihenschaltung und der Xollektorstrora des liebenschluStransistors 762 fließt.

Wenn man davon atisgeht, daß der Viderstandswert des Emitterwiderstandes 754a des Transistors 754 der Stromspiegelschaltung und der Widerstandswert des Emitterwiderstandes 7^1 a des Transistors 76I so ausgewählt sind daß sie gleich Bind, und der Kollektorstrom des Transistors 754 gleich I, ist, dann kann der Kollektorstrom I, des Transistors 76I durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden:

Andererseits kann der Kollektorstrom I_c des iiebenschluß-

transistors 762 durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden:

= I₄ (12)

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Wenn weiter davon ausgegangen wird, daß der Ausgangs» strom des zweiten Vollweggleichrichterschaltkreises 72b gleich I/· ist, dann kann der Strom I₇ der durch den Gittervorwiderstand 735 des Detektortransistors 734 fließt durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden:

I₇-I₆-I₅ (15)

Wenn weiter davon ausgegangen wird, daß der Widerstandswert des oben beschriebenen Gittervorwiderstandes 735 gleich H5 ist, dann kann die Basisspannung ¥_pB des Detektortransietors 734 durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden:

¥_pB = I₇. H5 (14)

Wenn die oben beschriebene Basisspannung Vp_B die Basisemitterspannung V™ erreicht, wird der oben beschriebene Detektortransistor 734 leitend. Ausgehend von den oben beschriebenen Gleichungen (11), (12) und (13)» kann die unten beschriebene Gleichung (14) wie folgt umgeformt werden:

^VPB

Wenn, der Strom I, in Abhängigkeit von der Größenordnung des Steuersignals an der Eingangsbegrenzerschaltung 75 variiert,

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Hl·

verändert sich die durch die oben beschriebene Gleichung-(I4^f) ausgedrückte Spannung V_pB ebenfalls in Abhängigkeit von dem Steuersignal, so daß die Spannung V™ klein wird

tu

wenn das Verstärkungsreglersignal groß wird und groß wird wenn das Verstärkungsreglersignal klein wird.

Die oben beschriebene Gleichung (14¹) zeigt, daß wenn das Hiveau des kontinuierlichen Störfaktors ansteigt und das Steuersignal groß wird, das Störimpulsdetektorniveau des Detektortransistors 734 entsprechend groß wird. Damit ist vorteilhafterweise erreicht, daß bei niedrigem Niveau des kontinuierlichen Störfaktors das Detektionsniveau des Impulsstörfaktors herabgesetzt wird, so daß sogar ein niedriger Impulsstörfaktor detektiert werden kann, während bei hohem Niveau des kontinuierlichen Störfaktors das Detektionsniveau aes Impulsstörfaktors erhöht wird, so daß die durch das kontinuierliche Störfaktorniveau verursachte Störung verhindert wird. Mittlerweile kann ein Wechsel des Widerstandsverhältnisses von Emitterwiderstand 754a des Transistors 754 zu Emitterwiderstand 76ia des Transistors 76I oder ein Wechsel des Wider-Standverhältnisses von Emitterwiderstand 765 des Nebenschlußtransistors 762 zu den Widerständen 7^4 und 766 die Anzahl der Wechsel des Störimpulsdetektorniveaus in Abhängigkeit vom Hiveau des kontinuierlichen Störfaktors verändern, wodurch eine erhöhte Freiheit der Schaltkreisgestaltung erzielt wird. Gleich-

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seitig: ermöglicht die Tatsacke, da? der V iderstand ~f66 rait einem geeigneten Widerstandswert zur Reihenschaltung aus Diode 762 und Widerstand 7^4 parallel geschaltet wurde, durch sorgfältige Auswahl des 'viderstandswertes des Wider-Standes jCß, innerhalb einem vorbestimmten Bereich eine Detektion auf konstantem lliveau und 5.m, über den oben beschriebenen Bereich hinausgehenden Bereich eine Detektion des Impulsstörfaktors auf einem veränderlichen Niveau.

Fig. 7 zeigt das scbematische Schaltbild einer bevor-1G zugten Vorspannschaltung zur Verwendung in der vorliegenden Erfindung. Bezugnehmend auf die Fig. 2, 5 und 6 wird daran erinnert, daß die Konstantstromquellen 725 und 726 als Vorspann schaltungen des Gleichrichterschaltkreises 72 ausgebildet waren. Im allgemeinen verwendet eine integrierte Schaltung "'5 einen Vorspannschaltkreis zur Aufrechterhalten^ einer Basisspannung für Verstärkertransistoren. In derartigen Situationen ist eine Basisspannung erforderlich, die mit der Spannung V₁₃₁, derartiger Transistoren vergleichbar ist oder eine Spannung, die ein Mehrfaches der Spannung Vp₁-, der Transistoren beträgt. Üblicherweise kann eine, der Bpannung V vergleichbare Spati-

±5 JIi

nrnig als Basisspannung errichtet werden, indem die Anoden-Kathoden-Spannung einer Diode verwendet wird. Wenn jedoch eine Spannung die die Hälfte oder ein Drittel der Spannung V₁,- beträgt,

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als Vorspannspannung erforderlich war, »far es äußerst schwierig eine derartige Vorspannspannung in Übereinstimmung mit dem Stand der Technik zu errichten. Selbst wenn eine derartige Spannung nach dem Stand der Technik zu erzeugen wäre würde der Nachteil auftreten, daß eine vorbestimmte 3pannungssituation durch die Veränderung der Quellenspannung, der Umgebungstemperatur und ähnlichem, unausgeglichen würde. Daraus resultiert, da3 durch den oben beschriebenen Stand der Technik bei Auftreten derartiger Veränderungen keine gewünschte Vorspannung erzeugt werden

Fig. 7 zeigt das grundsätzliche Prinzip eines Vorspannungsschaltkreises zur Erzeugung der Basisspannung von Transistoren in integrierten Schaltungen. Der gezeigte Basisvorspanrsungsschaltkreis kann insbesondere vorteilhafterweise als Ilonstantstroraquellen 725 und 726 des Gleichrichtschaltkreises 72 in dev vorliegenden Erfindung verwendet werden. Deshalb wird zuerst ein derartiger Vorspannungsschaltkreis im folgenden beschrieben.

Der Vorspannungsschaltkreis 77 enthält einen Transisto3r 771. Die Basiselektrode des Transistors 771 ist über einen Widerstand 772 mit einer Spannungsquelle 773 verbunden. .Die Basiselektrode des Transistors 771 ist weiterhin über eine

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Keihenschaltung¹, bestehend aus einer ersten Diode 776 und einer zweiten Diode 777, mit der Erde verbunden. Die aweite Piode 777 dient als Konstantspannungselement zur

des
Begrenzung/3η ihr liegenden Spannung IT,. Die Emitterelektrode des Transistors 771 ist über den Widerstand 7²4 mit der Erde verbunden. Die Kollektorelektrode des Transistors 771 ist über einen Widerstand 774 mit der Spannungsquelle +V vex'bunden. Die am Widerstand 774 erzeugte Spannung wird als Basisgittervorspannung eines Yerstärkertransistors oder Gleichrichtertransistors, in der Fig. 7 nicht dargestellt, angelegt.

Die Basisspannung V_ des Transistors 771 kann durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden:

^YB =^V0 ^{+ V}BE

wobei V,,^, die Anoden-Kathoden-Spannung der ersten Diode 776 ist.

Wenn man davon ausgeht, daß der durch die Emitterelektrode 775 fließende Strom gleich I„ ist und der Widerstandswert des Widerstandes 775 gleich Re ist, dann kann die oben beschriebene Basisspannung V-g durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden:

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^Re

Demgemäß kann, ausgehend von den Gleichungen (15)
und (16) der Emitterstrom I„ durch die folgende Gleichung·

lit

ausgedrückt werden:

¹E = -

Wenn nun davon ausgegangen wird, daß der Basisstrom
des Transistors 771 vernachlässigbar ist, dann wird der

Kollektorstrom des Transistors 771 gleich dem oben beschriebenen Emitterstrom Ip. Demgemäß ist, wenn man davon ausgeht, daß der Widerstandswert des Kollektorwiderstandes 774 gleich Rc χει:,die an ihm anliegende Spannung V_p durch die folgende Gleichung ausdrückbar:

Rc

^YRc = ^'¹E = 7

Re

Baraus folgt, daß am Kollektorwiderstand 774 eine Spannung erzeugt wird, die ein Rc/ße-faches der Spannung V_f. an
der zweiten Diode d.h. dem Konstantspannungselement 773» beträgt.

Das Konstantspannungselement 773 kann aus einer Reihenschaltung aus mehreren Dioden und mehreren Zehnerdioden bestehen, wie in der Fig. 7 dargestellt. Die zweite Diode,d.h.

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ft-

das Kenstantspanmingselemerit 773 kann jedoch, wenn erforderlich, auch nur aus einer Diode und einer Sehnerdioüe bestellen.

Der in der Fig·. 7 gezeigte Vorspannungsschaltkreis

-)
ist zur Erzeugung¹ einer Spannung 77 · V_n,-, am Eollektorwiderstand 774 als Basisgittervorspannung geeignet. In diesem Pail enthält das Konstantspannungselement 773 nur eine einzige Diode und wenn der V/iderstandswert R6 des Emitterwiderstandes 775 so ausgewählt ist, daß er so groß ist wie der zweifache Widerstandswert Hc des Kollektorwiderstandes 774 ist, dann ist die Spannung Y,. am Widerstand 774 ~ * Y-qv·

Fig. β zeigt das schematische Schaltbild eines größeren Teils der erfindungsgemäßen Störimpuisdetektorschaltung mit der verbesserten Vorspannungsschaltung 77 gemäß der Fig. 7.

Die Vorspannungsschaltung 77 dient zur Vorspannung des oben beschriebenen ersten und zweiten Vollwegschaltkreises 72a und 72b und enthält die Transistoren 771a und 771b, einen Widerstand 775a» der mit der Emitterelektrode des Transistors 771a verbunden ist, einen mit der Kollektorelektrode des Transistors 771a verbundenen Widerstand 774a» einen mit der Emitterelektrode des Transistors 771h verbundenen Widerstand 77 einen mit der Eollektroelektrode des Tran-

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sistors 771b verbundenen Widerstand 774b, einer Spannungsquelle 773, cLie iro allgemeinen eine Spannung an die Basiselektroden der Transistoren 771a und 771b über einen Widerstand 772 anlegt, und einer Reihenschaltung aus erster aind zweiter Diode 776 und 777, die zwischen die oben beschriebener gemeinsam geschalteten Basiselektroden lind die Erde geschaltet ist. Wenn man davon ausgeht daß die Widerstandswerte der Widerstände 775a und 775b gleich Ή.6 sind und der Widerstandswert der Widerstände 774a und 774b gleich H7 ist, wobei H6 = 2R7_f dann wird die an den Widerständen 774a und 774b erzeugte Spannung gemäß der Gleichung (1B) p- V~, wobei V die Anoden-Ifathoden-üpannung: der zweiten Diode 777 ist. Wenn man weiter davon ausgeht, daß der Emitterstrom des ersten und zweiten Impedanzwandlertransistors 721 und 722 im Falle eines Hein-Signals gleich L₁ ist und der Kollektorstrom des Transistors 771a und 771b gleich I_n ist, dann ist I„ = I_n. In derartigen Situationen wird die Spannung zwischen den Basis- und Emitterelektroden der Gleichrichtertransistoren 723a und 724a und die Spannung· zwischen den Basis- und Emitterelektroden der Gleichrichtertransistoren 72Jb und 724b τ? ^ν _Βΐρ» insbesondere angesichts der Tatsache, daß die Emitterspannungen des ersten und zweiten Impedanzwandlertransistors 721 und 722 einander gleich sind.

Demgemäß wird, bis die Emitterspannung des ersten Impedanzwandlertransistors 721 mit -r V„ größer oder kleiner als die Emitterspannung des zweiten Impedanzwandlertransistors

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ΨΙ

wird, keiner der vier Gleichrichtertransistoren 723a, ?24a, 723ΐ· und 724t· leitend, wodurch ein Beständigkeitsbereich einer automatischen Störfaktorverstärkersteuerun£, d.h. ein eingangsbegrenzender Schaltkreis 75 geschaffen wird. "Der oben beschriebene Beständigkeitsbereieh kann frei justiert werden, indem einfach das Verhältnis äei* Widerstandswerte der Widerstände 775a und 774a oder das Verhältnis der Widerstandswerte der WiderstJande 775b und 774^ vei"ändert wird.

\}&nn die Differenz zwischen der Emitterspannung des ersten Iiapedanswandlertransistors 721 und der Emitterspannung des zweiten Impedanzwandlertransistors 772 -r- V wird, werden die Gleichrichtertransistoren 723a, 724a, 723b und 724b leitend, wodurch die Detektierung des Impulsstörfaktors und die automatische Störfaktorverstärkersteuerung ausgelöst werden.

Wie im vorstehenden beschrieben, kann durch die Anwendungder gezeigten Yorspannungsschaltung eine viel kleinere Spannung als die Spannung· des Konstantspannungselementes und insbesondere kleiner als die Spannung -χ V_B„ erzeugt werden. Hieraus folgt, daß eine derartige Vorspannungsschaltung ebenso im weiten Ausmaß bei anderen Schaltungen verwendet werden kann«,

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ί'ig". 9 zeigt das schematische Schaltbild eines anderen Yerstärkerachaltkreises zur Verwendung in der vorliegenden Erfindung. Obwohl in den vorstehenden Schaltunren ein Differentialverstärker als Verstärkerschaltkreis verwendet wurde, kann ein Verstärkerschaltkreis 71'* wie in der Fig. 9 gezeigt verwendet werden.

Obwohl die vorliegende Erfindung" im Detail beschrieben wurde, können die beschriebenen Ausführun^sformen nur Beispiele sein, die keine Begrenzung des, durch die Ansprüche gegebenen Erfindun,srsgedankens oder -umfanges darstellen.

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Claims

Patentansprüche

. 1. ' Schaltung zum Feststellen von impulsartigen Störsignalen in einem Hutzsignal, mit einer, einer kontinuierlichen Störkomponente überlagerten impulsartigen Störkomponente gekennzeichnet durch, einen Verstärker (71) zur Verstärkung des 5 liutzsignals, einem,das Verstärkerausgangssignal gleichrichtenden Gleichrichter (72), einer Detektorschaltung (74), die das Gleichrichterausgangssignal auf einem ersten Hiveau detektiert, um ein Steuersignal zu erzeugen, welches mit dem Hiveau der kontinuierlichen Störkomponente des Hutzsignals zusammenwirkt, einer auf die-TO ses Steuersignal ansprechenden Begrenzerschaltung (75) zur Begrenzung der Amplitude des Hutzsignals, einer, auf das Gleichrichteraus-

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gangssignal ansprechenden Störimpuls-Detektorschaltung (73)» zur Detektierung einer Störimpulskomponente des Nutzsignals auf einem zweiten Niveau, und einer mit der Detektorschaltung (74) Tind der Störimpulsdetektorschaltung (73) verbundenen Einrichtung· zur Errichtung eines Niveauverhältnisses zur Steuerung des ersten und zweiten Detektierniveaus, um so eine Störung der Störimpulsdetektorschaltung (73) in Folge der kontinuierlichen Störkomponente im Mut3signal zu verhindern.
2. Schaltung zum Feststellen von impulsartigen Störsignalen nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet , daß die Detektorschaltung (74) aus einem ersten Detektortransistor (741) mit Eingangs-, Ausgangs- und gemeinsamer Elektrode, dessen Eingangselektrode mit dem Ausgang des Verstärkers (7I) verbunden ist, die Störimpulsdetektorschaltung (73) aus einem zweiten Detektortransistor (734) mit Eingangs-, Ausgangs- und gemeinsamer Elektrode besteht, dessen Eingangselektrode mit dem Ausgang der Gleichrichterschaltung (72) verbunden ist und die Einrichtung zur Errichtung eines Niveauverhältnisses einen ersten, mit der Eingangselektrode des ersten Detektortransistors (741) verbundenen Widerstand und einen zweiten, mit der Eingangselektrode des zweiten Detektortransistors (734) verbundenen Widerstand aufweist, das Verhältnis der Widerstandswerte des ersten und zweiten Widerstands wählbar ist, um das Verhältnis des ersten und zweiten Detektierniveaus zu errichten.

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3. Schaltung nach Anspruch 2 , dadurch gekennzeichnet , daß weiterhin eine auf das von der Detektorschaltung (74) erzeugte Steuersignal ansprechbare Einrichtung zur Steuerung des zweiten Detektierniveaus der Störimpulsdetektorschaltung (73) vorgesehen ist.
4. Schaltung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichrichterschaltung (72) mit einer Konstantstromquelle versehen ist.
5- Schaltung nach Anspruch 4 » dadurch g e k e η η zeichnet, daß die Konstantstromquelle einen Transistor mit Eingangs-,Ausgangs- und gemeinsamer Elektrode aufweist, ein erster Widerstand zwischen Erde und gemeinsamer Elektrode mit einem Widerstandswert (Re) geschaltet ist, eine Reihenschaltung aus einer Diode und einem Konstantspannungselement, mit einer anliegenden Spannung (^n)* die zwischen Eingangselektrode des Transistors und der Erde geschaltet ist, ein zweiter Widerstand, der zwischen Ausgangselektrode des Transistors und der Erde geschaltet ist und einen Widerstandswert (Rc) aufweist, wobei am zweiten Widerstand ein Spannungsabfall von [^²- V_nJ erzeugt wird.
6. Schaltung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichrichterschaltung (72) einen ersten und zweiten Gleichrichterschaltkreis (72a, 72b) auf-

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weist, der erste und zweite Gleichrichterschaltkreis so geschaltet sind, daß sie gemeinsam das Ausgangssignal des Verstärkers (71) erhalten, das Ausgangesignal des ersten Gleichrichterschaltkreises (72a) der Detektorschaltung (74) und das iusgangssignal des zweiten Gleichrichterschaltkreises (72b) der Störimpulsdetektorschaltung (73) zugeführt wird.
7. Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß weiterhin eine Einrichtung· zur Steüe- rung der Detektierniveaus vorgesehen ist, die auf das von der Detektorschaltung (74) erzeugte Steuersignal anspricht und zur Steuerung des zweiten Detektierniveaus der Störimpulsdetektorschaltung (73) dient.
8. Schaltung nach Anspruch 7 , dadurch g e k e η η zeichnet, daß die -Störimpulsdetektorschaltung (73) einen Transistor mit Eingangs-, Ausgangs- und gemeinsamer Elektrode aufweist, dessen Eingangselektrode mit dem Ausgang des zweiten Gleichrichterschaltkreises (72b) verbunden ist und ein Uiveaugeberschaltkreis zur Errichtung des Betriebsniveaus des Detektortransistors vorgesehen ist.
9· Schaltung nach Anspruch 8 , dadurch gekennzeichnet, daß die Detektierniveausteuerschaltung

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einer Ctronrversorgunftsschaltkreis enthält, der mit dem von der Detektorschaltung (73) erhaltenen Steuersignal einen ütrom erzeugt, und parallel au dem Hiveaugeberschaltkreis zur Errichtung des ßetriebsniveaus des Detektortransistors ein Steuerschaltkreis zur Steuerung des ^etriehsniveaus zusammen mit de>n Stron des Stromversorgung^Schaltkreises geschaltet ist.
10. Schaltung nach Anspruch 9 , dadurch gekennzeichnet, daß der Betriebsniveaugeberschaltkreis einen Kingangselektroden-Vorspannungswiderstand (735) aufweist, der mit der Eingangselektrode des Detektortransistors verbunden ist, und parallel zum Vorspamrangswiderstand (735) ein auf den Strom des Stromversorgungsschaltkreises ansprechender i'ebenschlußtransistor geschaltet ist.
11. Schaltung nach Anspruch 6 , dadurch gekennzeichnet, daß die Detektorschaltung (74) einen ersten Detektortransistor mit Eingangs-, Ausgangs und gemeinsamer Elektrode aufweist, dessen Eingangselektrode mit dem Ausgang des ersten Gleichrichterschaltkreises (7'2a) verbunden ist und die Störimpulsdetektorschaltung (73) einen zweiten Detektortransistor mit Eingangs-, Ausgangs- und gemeinsamer Elektrode aufweist, dessen Eingangselektrode mit dem

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Ausgang des zweiten Gleichrichterschaltkreises (72"b) verbunden ist.
12. Schaltung- nach Anspruch 11 , dadurch gekennzeichnet , daß die Niveaugeberschaltung einen ersten und zureiten Operations-Widerstand (746, 735) aufweist, das Verhältnis der Widerstandswerte dieser Widerstände zur Errichtung· des Verhältnisses vom ersten und zweiten Detektierniveau ausgewählt ist, der erste Operations-Viderstand

(746) mit der Eingangselektrode des ersten Detektortransistors verbunden ist und als Belastungswiderstand des ersten Gleichrichterschaltkreises (72a) dient,und der zweite Operations-Widerstand mit der Eingangselektrode des zweiten Detektortransistors verbunden ist und als Bslastungswiderstand des zweiten Gleichrichterschaltkreises (72b) dient.
13. Schaltung nach Anspruch 12 , dadurch gekennzeichnet, daß weiterhin ein Impulsabtrennschaltkreis

(747) parallel zum ersten Operations-Widerstand (746) geschaltet ist, wodurch eine Sättigung des ersten Gleichrichterschaltkreises (72a) in Folge der im Nutzsignal enthaltene Impulsstörkomponente verhindert wird.

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14. Schaltung nach Anspruch 13 » dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsahtrennechaltkreis (747) aus einer oder mehreren Dioden "besteht.
15· Schaltung nach Anspruch 6 , dadurch g e k e η η zeichnet, daß .der erste Gleichrichterschaltkreis (72a) eine erste Konstartstromquelle und der zweite Gleichrichterschaltkreis (72b) eine zweite Konstantstromquelle enthält.
16. Schaltung nach Anspruch 15 , dadurch gekennzeichnet, daß jede "' Konstant-

stromquelle aus einem Transistor mit Eingangs-, Ausgangsund gemeinsamer Elektrode "besteht, zwischen gemeinsamer Elektrode des Transistors und der Erde ein erster Widerstand mit einem Widerstandswert (Ee) geschaltet ist, zwischen der Eingangselektrode des Transistors und der Erde eine Reihenschaltung, bestehend aus einer ersten Diode und einem Konstantspannungselement mit einer Spannung (V_) geschaltet ist und zwischen der Ausgangselektrode des Transistors und der Erde ein zweiter Widerstand mit einem Widerstandswert (Bc) geschaltet ist, wobei am zweiten Widerstand ein Spannungsabfall von ·

ff²· VΛ entsteht.

\Re ^V0j

17· Schaltung nach Anspruch 16 , dadurch gekennzeichnet, daß das Konstantspannungselement der Reihenschaltung eine zweite Diode enthält, das Verhältnis der Wider-

standswerte des ersten und zweiten Widerstands so ausgewählt wird, so daß die am zweiten Widerstand anliegende Spannung l-r· ύΛ wird, mit (Y^ I gleich der Anstiegsspannung der zweiten Diode.

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