DE2157576A1

DE2157576A1 - Schaltung zur Signalauswahl und Signalbeeinflussung

Info

Publication number: DE2157576A1
Application number: DE19712157576
Authority: DE
Inventors: Ronald Howard Wheaton 111. Chapman (V.StA.). MP
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1970-11-20
Filing date: 1971-11-19
Publication date: 1972-06-22
Also published as: AU3594571A; CA951794A; NL7115999A; US3696252A

Description

Schaltung zur Signalauswahl und Signalbeeinflussung

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Signalauswahl und zur Signalbeeinflussung, mit welcher von einem sinusförmigen Eingangssignal ein sinusförmiges Ausgangssignal mit im wesentlichen konstanter Amplitude ableitbar ist, wobei sowohl die Amplitude als auch die Frequenz veränderlich sind, mit einem von dem Eingangssignal beaufschlagbaren ersten Resonanzschaltkreis, der normalerweise eine erste, im wesentlichen der Frequenz des Eingangssignals gleichende Resonanzfrequenz hat und ein Ausgangssignal liefert, dessen Amplitude sich in geringem Umfang mit der Amplitude des Eingangssignals ändert.

Es ist für eine Vielzahl von Nachrichtenübertragungseinrichtungen üblich, mehrere Nachrichtenkanäle wegen der fehlenden Frequenzen auf demselben Träger vorzusehen. Bei einem solchen Übertragungssystem kann es vorteilhaft sein, wenn alle Empfänger

Fs/wi auf

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auf diese Trägerfrequenz eingestellt sind, so dass alle die vom Sender übertragene Information wiedergeben können. In der Regel ist es jedoch erwünscht, dass eine Information nur bei einem bestimmten Empfänger wiedergegeben wird. Für diesen Anwendungsfall ist ein selektives Rufsystem bekannt, so dass nur in einem bestimmten Empfänger ein Rufsignal auftritt und die übertragene Information auch nur an dieser Station wiedergegeben wird. Durch diese selektive Rufeinrichtung ist eine Geheimhaltung auch bei Übertragungssystemen mit nur einer Trägerfrequenz möglich.

Ein selektives Rufsystem ist in dem US Patent 2 974- 221 beschrieben. Bei diesem Rufsystem arbeitet der Sender auf einer bestimmten Trägerfrequenz, über welche selektiv mit einer Vielzahl von Aussenstationen ein Übertragungsverkehr .hergestellt werden kann, wobei alle nicht gerufenen Empfänger, obwohl sie auf derselben Trägerfrequenz arbeiten, die übertragene Information nicht wiedergeben. Jeder Empfänger ist mit einer elektromechanischen Resonanzeinrichtung versehen, die von dem selektiven Ruf aufgrund einer bestimmten, dem Träger aufmodulierten Frequenz erregt wird. Durch die Erregung der Resonanzeinrichtung wird über die Squelchstufe die NF-Seite des Empfängers eingeschaltet, so dass eine Wiedergabe der übertragenen Information durch den Lautsprecher möglich ist.

Die elektromechanische Resonanzeinrichtung (Reissue US Patent 26 361) hat einen verhältnismässig hohen Gütefaktor von z.B. Q = 135 bei niederen NF-Frequenzen, z.B. 120 Hz. Ein Amplitudenbegrenzer begrenzt die Amplitude des Ausgangssignals, den Betrag der gespeicherten Energie und das Phasenverhältnis der in dem Rufsignal gespeicherten Energie. Dadurch wird die Dämpfung des Ausgangssignals innerhalb einer bestimmten Zeit durch einen Umkehrimpuls bzw. ein Abschaltsignal erleichtert. Derartige elektromechanische Resonanzeinrichtungen können Schwierigkeiten bereiten, da sie eine Tendenz zur unerwünschten

- 2 - . Erregung

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Erregung oder zur Unterdrückung der Erregung zeigen, wenn sie mechanisehen Erschütterungen, insbesondere Stosserschütterungen, ausgesetzt sind. Ausserdem kann die Resonanzfrequenz von dem Montageaufbau und der Orientierung der Resonanzeinrichtung beeinflusst werden. Ein wesentlicher Nachteil wird auch in den verhältnismässig hohen Kosten gesehen, die für die Herstellung solcher elektromechanischer Resonanzeinrichtungen notwendig sind.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung zur ^ignalauswahl und zur Signalaufbereitung als Ersatz für eine elektromechanisch^ Resonanzeinrichtung zu schaffen, welche keine beweglichen Teile hat und für die Auswahl eines selektiven Rufes geeignet ist. Diese Schaltung soll besonders günstig und preiswert in integrierter Schaltkreistechnik herstellbar sein und gegen eine elektromechanisch^ Resonanzeinrichtung der bekannten Art austauschbar sein*

Ausgehend von der eingangs erwähnten Schaltung wird diese.Aufgabe erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass eine Schwellwertschaltung vorhanden ist, die auf einen Schwellwert kleiner als die Amplitude des Ausgangssignals einstellbar ist, der das an die Schwellwertschaltung angelegte Signal bezüglich der Amplitude übersteigen muss, bevor die Schwellwertschaltung wirksam ist, dass der Eingang der Schwellwertschaltung mit dem Ausgang des ersten Resonanzschaltkreises einerseits und der Ausgang der Schwellwertschaltung mit einem Steueranschluss des ersten Resonanzschaltkreises andererseits verbunden ist, dass die Schwellwertschaltung den ersten Resonanzschaltkreis für eine Zeitdauer beeinflusst, die proportional zu der Länge derjenigen Zeit ist, während welcher das Ausgangssignal den Schwellwert übersteigende Amplitudenwerte annimmt, wobei während der Dauer dieser Einwirkung die Amplitude des Eingangssignals veränderbar ist, dass der erste Resonanzschaltkreis in Abhängigkeit von der Beeinflussung durch die Schwellwertschaltung auf

- 3 - einer

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einer zweiten Resonanzfrequenz während derjenigen Zeit arbeitet, während welcher die Amplitudenwerte den Schwellwert übersteigen, wobei die Eingangssignale während der Umschaltung auf die zweite Resonanzfrequenz gedämpft werden, und dass die zweite Resonanzfrequenz bezüglich der ersten Resonanzfrequenz derart ausgewählt ist, dass die resultierende Amplitude der Ausgangssignale des ersten Resonanzschaltkreises trotz der Änderung der Amplitude des Eingangssignals im wesentlichen konstant bleibt.

Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung besteht darin, dass P das Resonanzverhalten des ersten Resonanzschaltkreises dem eines Parallelschwingkreises entspricht, und dass die Schwellwertschaltung mit Verstärkereinrichtungen versehen ist, mit denen das vom Ausgang des ersten Hesonanzschaltkreises aus angelegte Signal derart zu verstärken ist, dass es den Schwellwert um einen bestimmten Betrag übersteigt, damit der erste Resonanzschaltkreis von der Schwellwertschaltung zum Verschieben auf die zweite Resonanzfrequenz für eine Zeitdauer ansteuerbar ist, die etwa ein Viertel der Periode des Ausgangssignals des ersten Resonanzschaltkreises erreicht, so dass die Phasendifferenz zwischen dem eingangsseitigen und dem ausgangs se iti gen Signal des Resonanzschaltkreises im wesentlichen t konstant ist, selbst wenn sich die Frequenz des eingangsseitigen Signals ändert.

Eine besonders vorteilhafte Weiterbildung besteht darin, dass die Phasendifferenz zwischen dem eingangsseitigen und dem ausgangsseitigen Signal des ersten Resonanzschaltkreises im wesentlichen auf einer Phasendrehung von 70° haltbar ist, um eine Dämpfung des Ausgangssignals innerhalb einer bestimmten Zeit nach dem Empfang eines Dämpfungssignals zu erleichtern, welches an den Eingang des ersten Resonanzschaltkreises anlegbar ist und eine bestimmte Phasendifferenz gegenüber dem Eingangssignal hat.

Eine

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Eine Schaltung zur Signalauswahl und zur Signalbeeinflussung gemäss der Erfindung besteht in vorteilhafter Weise aus einem aktiven Bandpassfilter und einer Schwellwertschaltung, wobei diese beiden Schaltungen zusammen besonders vorteilhaft verwendbar sind, wenn eine im wesentlichen konstante Ausgangsamplitude eines Signals bei einer ausgewählten Frequenz in Abhängigkeit von einem ersten Eingangssignal gewünscht wird und das Ausgangssignal in einer bestimmten Zeit durch ein zweites Eingangssignal zu dämpfen ist, .welches nach dem Abklingen des ersten Signals angelegt wird. Das aktive Bandfilter hat eine erste Resonanzfrequenz, die in etwa gleich der Frequenz des Eingangssignals ist, und ferner eine zweite Resonanzfrequenz. Während der Zeit, während welcher die Augenblicksamplituden gleicher Halbperioden des Ausgangssignals einen bestimmten Schweliwert übersteigen, wird von der Schwellwertschaltung an das Bandpassfilter eine die Resonanzfrequenz umschaltende Komponente angeschaltet. Da die Zeit, während welcher das aktive Bandfilter auf die zweite Resonanzfrequenz geschaltet ist, proportional der Amplitude des ersten Eingangssignals ist, wird die Amplitude des Ausgangssignals und der im Bandpassfilter gespeicherten Energie auf einem verhältnismässig konstanten Niveau gehalten, obwohl sich die Amplitude des ersten Eingangssignals ändern kann. Überdies wird das Verhältnis des Schwellwertniveaus und der Amplitude des ersten Eingangssignals so ausgewählt, dass das aktive Bandpassfilter auf der zweiten Resonanzfrequenz für einen Teil der jeweiligen Halbwelle mit gleicher Polarität des Eingangssignals arbeitet. Diese zweite Resonanzfrequenz wird derart ausgewählt, dass zwischen dem ersten Eingangssignal und dem Ausgangssignal eine wesentliche Phasendrehung auftritt und ausserdem das Ausgangssignal im wesentlichen konstant bleibt, selbst wenn sich die Frequenz des ersten Eingangssignals um kleine Beträge ändert. Indem die gespeicherte Energie im aktiven Bandpassfilter auf einem bestimmten Niveau gehalten und ferner die Phase dieser Energie gesteuert wird, erleichtert die Schwellwertschaltung

- 5 - die

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die Verwendung eines zweiten Eingangssignals, das den Aufbau einer um 180° phasenverdrehten Energie im aktiven Bandpassfilter ermöglicht, wodurch die Dämpfung des Ausgangssignals innerhalb einer bestimmten Zeitdauer möglich ist.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung gehen aus der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels in Verbindung mit den Ansprüchen und der Zeichnung hervor. Es zeigen:

Fig. 1 ein vereinfachtes Blockdiagramm für einen Sender und zwei Empfänger mit einem selektiven Rufsystem;

Fig. 2 eine Ansicht eines bekannten elektromagnetischen Rufrelais, das auf eine bestimmte Ruffrequenz anspricht;

Fig. 3 eine . Ruf frequenz-Auswahlschaltung gemäss der Erfindung;

Fig. 4 ein Diagramm mit einer Resonanzkurve für einen Parallelschwingkreis ;

Fig. 5 eine Vielzahl von Eingangssignalen derselben Frequenz mit unterschiedlicher Amplitude;

Fig. 6 eine auf eine Amplitude ansprechende Schwellwertschaltung, die in der Schaltung gemäss Fig. 3 Verwendung finden kann;

Fig. 7 eine graphische Darstellung der Phasenverschiebung über der Begrenzungscharakteristik bei einer Schaltung gemäss Fig. 3·

Zum besseren Verständnis der Erfindung wird zunächst ein Anwendungsfall beschrieben. Das in Fig. 1 dargestellte Über-

- 6 - tragunKSsystem

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tragungssystem umfasst einen Sender 10 -und zwei Empfänger 11, die im gleichen Übertragungskanal arbeiten. Das Übertragungssystem ist mit Einrichtungen für einen selektiven Ruf versehen, so dass der Empfänger 12 nicht in der Lage ist, die für den Empfänger 14 vorgesehene Nachricht im Lautsprecher 17 wiederzugeben, und umgekehrt auch der Empfänger 14 die für den Empfänger 12 vorgesehene Nachricht im Lautsprecher 19 nicht wiedergeben kann. Damit wird es möglich, dass die einem bestimmten Teilnehmer über einen Empfänger zugesprochene Nachricht gegenüber Teilnehmern geheimgehalten werden kann, die über andere Empfänger erreichbar sind.

Zur Erleichterung des selektiven Rufs sendet der Sender 10 eine Trägerschwingung aus, die sowohl mit der Information als auch mit einem sinusförmigen Rufsignal moduliert ist, wobei dieses Rufsignal eine niedere NF-Frequenz entsprechend der Resonanzfrequenz der Ruffrequenz-Auswahlschaltung des gerufenen Empfängers hat. Die zu übertragende Information kann über ein Mikrophon 22 und entsprechende NF-Schaltungen 24- dem Sender zugeführt werden. Das selektive Rufsignal kann entweder von einem Oszillator 25, der eine erste selektive Ruffrequenz liefert, oder von einem zweiten Oszillator 26 abgeleitet werden, der eine zweite selektive Ruffrequenz liefert. Der Sender 10 ist mit Schaltungseinrichtungen versehen, um dasjenige Oszillator-Ausgangssignal auszuwählen, das dem Empfänger zugeordnet ist, zu dem die Information übertragen werden soll.

In den Stufen 16 und 18 der Empfänger 12 und 14 werden die empfangenen Signale verstärkt und demoduliert. Die an den Ausgängen dieser Stufen 16 und 18 zur Verfügung stehenden demodulierten Signale werden über im Ruhebetrieb nicht leitende Squelchstufen 30 und 32 den NF-Stufen 27 und 28 zugeführt. Wenn jedoch das Ausgangssignal z.B. der Stufe 16 eine der Resonanzfrequenz der Antwortstufe 33 entsprechende Frequenz enthält, wird ein Steuersignal erzeugt, das die Squelchstufe

- 7 - 30 leitend

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30 leitend macht und damit die tlbertragung der empfangenen Information an die NF-Stufe 27 zur Wiedergabe im Lautsprecher 17 freigibt.

Für die Frequenz-Antwortstufen 33 bzw. 34- werden bisher RC-Filter oder elektromechanisch^ Resönanzeinrichtungen verwendet, wie eine solche beispielsweise in Fig. 2 dargestellt ist. Diese Resonanzeinrichtung umfasst eine Resonanzzunge 4-2 mit einer bestimmten mechanischen Resonanzfrequenz. Im Bereich dieser Resonanzzunge 42 ist ein mechanischer Schwingungsbegrenzer 4-4- angeordnet, der mit einem Finger 4-6 die Auslenkung der Resonanzzunge ab einer bestimmten Amplitude begrenzt. Durch diese Begrenzung wird sowohl die Phase als auch die Amplitude des ausgangsseitigen Signals der elektromechanischen Resonanzeinrichtung festgelegt. Jede dieser Resonanzeinrichtungen hat eine erste Resonanzfrequenz, die innerhalb eines Frequenzbereiches von etwa 60 Hz bis etwa 200 Hz liegt. Dieser Frequenzbereich kann mit Hilfe von Hdchpassfiltern 35 oder 36 aus dem zu den NF-Stufen 27 und 28 übertragenen Ausgangssignal, ausgefiltert werden, ohne dass dabei die Sprachverständlichkeit beeinträchtigt wird. Zwischen den Ausgang der Eingangs stuf en 16 bzw. 18 und den Eingang der Frequenz-Antwortstufen 33 bzw. 34- sind Stufen 37 bzw. 38 geschaltet, die Tiefpassfilter und Treiberverstärker umfassen. Mit diesen Tiefpassfiltern in den Stufen 37 und 38 werden unerwünschte Frequenzen ausgefiltert und die Amplitude des Rufsignals derart eingestellt, dass das Rufsignal die Frequenz-Antwortstufen

S ύ- ecu ώ in der gewünschten Weise ansteuert und ein sinusförmiges/ an deren Ausgang erzeugt. Mit diesem Ausgangssignal werden über Stufen 39 bzw. 4-0 die Squelchstufen 30 bzw. 32 angesteuert, wobei das Signal zumindest eine bestimmte Amplitude erreichen muss, um die Squelchstufen leitend zu machen. Diese Vorkehrungen für den selektiven Ruf machen Einrichtungen zur Einstellung des Squelchniveaus unnötig, wodurch die Bedingungen für die Modulation des Trägers durch das selektive Ruf-

- S - signal

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signal unkritisch werden, das über den Sender 10 übertragen werden soll.

In Fig. 3 ist eine Ruffrequenz-Auswahlschaltung mit einem' aktiven Bandpassfilter 63 und einer Schwellwertschaltung 102 dargestellt. Das Bandpassfilter 63 ist als solches vom Aufbau her bekannt und erfüllt dieselben Funktionen wie die elektromechanische Resonanz einrichtung 4-1 gemäss Fig. 2, jedoch werden mit diesem Bandpassfilter gewisse Nachteile der elektromechanischen Resonanzeinrichtung überwunden. Das Bandpass- filter 63 umfasst Operationsverstärker 64-, 66 und 68, die über T-Wetzwerke 81 und 91 in Serie geschaltet sind. Es können selbstverständlich auch andersartig aufgebaute Koppelnetzwerke zwischen den Operationsverstärkern verwendet werden. Das Ausgangssignal des Verstärkers 68 wird über einen Widerstand 69 zurück zum Eingang 70 des eingangsseitigen Verstärkers 64 übertragen. Wenn man annimmt, dass die Schaltung gemäss Fig. 3 die Frequenz-Antwortstufe 33 im Empfänger 12 gemäss Fig. 1 darstellt, dann wird das Ruf- oder erste Eingangssignal von der Stufe 37 mit dem Treiberverstärker an die Eingangsklemme 72 gemäss Fig. 3 übertragen. Diese Eingangsklemme ist über einen Spannungsteiler aus den Widerständen 74, 75 an den zweiten Eingang 76 des Operationsverstärkers 64 angeschlossen. Vom ersten Eingangssignal wird durch das Bandpassfilter 63 ein Ausgangssignal abgeleitet und an den Verbindungspunkt 77 angelegt, der im Strompfad zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers 56 und dem Eingang der Gleichrichter- und Filterstufe 39 liegt. Dieser Verbindungspunkt 77 steht über einen Widerstand 79 mit dem Widerstand 74- in Verbindung und wirkt mit einem Potentiometer 78 zusammen, um die Abstimmung des Gütefaktors Q des Bandfilters in bekannter Weise zu erleichtern.

Vom Ausgang des Operationsverstärkers 64 verläuft ferner ein Widerstand 80 zu dessen erstem Eingang. Die Widerstände 69

- 9 - - und

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und 80 können einen gleichen Widerstandswert haben, wodurch der Operationsverstärker 64 als Phasenumkehrstufe wirksam ist. Das T-Netzwerk 81 umfasst die Widerstände 82, 84- und 88 sowie ein Frequenzeinstellpotentiometer 86. Dieses Fetzwerk verbindet den Ausgang des Operationsverstärkers 64 mit dem Eingang des Operationsverstärkers 66. Parallel vom Ausgang zum Eingang dieses Operationsverstärkers 66 ist ferner ein Kondensator geschaltet. Der äquivalente Widerstand des Netzwerkes 81 bewirkt, dass zusammen mit dem Kondensator 90 der Operationsverstärker 66 als Miller-Integrator wirksam ist. Das weitere T-Netzwerk 91 besteht aus den Widerständen 92, 94 und 98 sowie dem äquivalenten Widerstand der Schwellwertschaltung 102. Auch über den Operationsverstärker 68 ist vom Ausgang zum Eingang ein Kondensator 100 geschaltet. Der äquivalente Widerstand des Netzwerkes 91 in Verbindung mit dem Kondensator 100 bewirkt, dass der Operationsverstärker 68 ebenfalls als Miller-Integrator arbeitet.

Die angenäherte Resonanzfrequenz des Bandpassfilters 63 lässt sich in nachfolgender Gleichung wiedergeben, die in bekannter Weise aus der Schaltung abgeleitet werden kann:

In dieser Gleichung ist:

81 ^υ90 ^Κ91 100 ^Κ69

^C100 ^iie Kapazität ^^es Kondensators 100 Cq₀ die Kapazität des Kondensators 90 Rg₀ der Widerstandswert des Widerstandes 80

R_rn der Widerstandswert des Widerstandes 69 by

Ro-, der äquivalente Widerstand des Netzwerkes 81 Rq-, der äquivalente Widerstand des Netzwerkes 91

Da die Übertragungsfunktion des aktiven Bandpassfilters 63 gleich der Übertragungsfunktion eines einzelnen abgestimmten

- 10 - Parallel-

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Parallel—Resonanzkreises ist, ergibt sich die bezüglich der Eingangsspannung normalisierte Amplitude der Ausgangsspannung als Funktion der Frequenz ebenso wie die Phasendrehung der Ausgangsspannung gegenüber der Eingangsspannung als Funktion der Frequenz aus dem Diagramm gemäss Fig. 4-, das eine Resonanzfrequenzkurve 112 und eine Phasenkurve 113 zeigt. Aus diesen Kurven ergibt sich, dass die Amplitude der ausgangsseitigen Spannung bei der Resonanzfrequenz ein Maximum und der Phasenwinkel zwischen der eingangsseitigen und der ausgangsseitigen Spannung bei der Resonanzfrequenz den Wert Null annimmt. Venn jedoch die Frequenz und die Amplitude der an das Bandpassfilter 63 angelegten Eingangsspannung konstant bleibt und die Resonanzfrequenz des Filters ansteigt oder abfällt, nimmt die Amplitude der Ausgangsspannung ab, die ferner eine Phasendrehung gegen die Eingangsspannung erfährt. Wenn unter Bezugnahme auf Fig. 12 z.B. die Resonanzfrequenz abnimmt, fällt der Amplitudenwert der Ausgangsspannung ab, und ausserdem entsteht eine nacheilende Phasendrehung zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung. Die Neigung der Phasenkurve 113 zeigt an, dass sich der Phasenwinkel für Frequenzänderungen im Bereich der Resonanzfrequenz rascher ändert als für Frequenzänderungen, die von der Resonanzfrequenz weiter weg liegen.

Die Schwellwertschaltung 102 ist mit dem T-Netzwerk 91 verbunden und wirkt modifizierend auf dessen Charakteristik ein. Diese Schwellwertschaltung 102 ist praktisch zwischen das eine Ende des Widerstandes 98 und Bezugspotential geschaltet und stellt einen Parallelwiderstand zum Widerstand 94- des T^-Netzwerkes dar. Diese Schwellwertschaltung 102 ändert die Resonanzfrequenz des aktiven Bandpassfilters gemäss Fig. 3 von einem ersten bestimmten Wert auf einen zweiten bestimmten Wert in Abhängigkeit von der augenblicklichen Amplitude aufeinander folgender Halbwellen der Ausgangsspannung des Filters, die einen Schwellwert übersteigen und über diesem Schwellwert liegen. Diese Schwellwertschaltung 102 umfasst einen Widerstand

- 11 - 104, der

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104, der zwischen den Ausgang des Operationsverstärkers 66 bzw. die Anschlussklemme 106 und der Basis eines auf unterschiedliche Amplitudenwerte ansprechenden Transistors 108 geschaltet ist. Die Basis des Transistors 108 liegt ferner über einen Widerstand 109 an Masse, mit der auch der Emitter des Transistors 108 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 108 liegt über einen Arbeitswiderstand 110 an einer Gleichspannung und ferner an der Basis eines im Ruhezustand leitenden Schalttransistors 111. Der Emitter des Transistors

111 liegt ebenfalls an Masse, dagegen ist der Kollektor dieses Transistors über den Widerstand 112 an die Klemme 114 an-

fe geschlossen und steht darüber mit dem T-K"etzwerk 91 in Verbindung.

Wie sich aus der vorausstehenden Gleichung ergibt, ist die Resonanzfrequenz w des aktiven Bandpassfilters umgekehrt proportional vom effektiven Widerstandswert des T-Netzwerkes 91 abhängig. Da der Schalttransistor 111 im Ruhezustand leitend ist, ergibt sich für die Resonanzfrequenz des Bandpassfilters 63 im Ruhezustand eine erste ausgewählte Frequenz, die sich aus der oben genannten Gleichung unter Berücksichtigung der Parallelschaltung im wesentlichen des Widerstandes

112 zum Widerstand 94- errechnet. Wenn der positiv ansteigende Teil des selektiven Rufsignals 114a ein bestimmtes Amplituden-

W niveau 115 übersteigt, nimmt die Basis-Emitterspannung des Transistors 108 einen Wert an, bei dem mit zunehmender Amplitude der Halbwelle dieses Signals der Transistor leitend wird. Um das Spannungsniveau festzulegen, können die Werte der Widerstände 104 und 109 entsprechend ausgewählt und mit einer Grosse vorgesehen werden, die die Umschaltung des Transistors 108 in den leitenden Zustand beim Erreichen der Schwellwertspannung auslöst.

Wegen der hohen Verstärkung des Schwellwerttransistors 108 und des Schalttransistors 111 kann bereits eine sehr kleine

- 12 - Änderung

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Änderung der Amplitude des ausgangsseitigen Signals eine Änderung der Resonanzfrequenz des Bandpassfilters bewirken. Daher ist, obwohl sich die Amplitude des Ausgangssignals um einen kleinen Betrag zur Unterstützung der Begrenzungswirkung durch das Netzwerk ändern muss, die Amplitude des Ausgangssignals im wesentlichen konstant, bezogen auf die Amplitude des Eingangssignals bzw. in Abhängigkeit von dem, was sich ergeben würde, wenn die Schwellwertschaltung 102 oder eine entsprechende Schaltung nicht verwendet würde.

Wenn der Transistor 108 leitend wird, fällt die Emitter-Basisspannung des Schalttransistors 111 bis zu einem solchen Wert ab, bei welchem dieser Transistor nicht leitend wird. Dadurch wird der Widerstand 112 bezüglich seiner Wirkung vom Widerstand 94 weggeschaltet., so dass der Gesamtwiderstand Eq, des T-Netzwerkes abfällt, bis die Amplitude der Spannung wieder unter den Schwellwert zurückgeht. Auf diese Weise wird die Resonanzfrequenz des aktiven Bandpassfilters auf einen zweiten bestimmten Wert für die Zeit angehoben, während welcher der Schwellwerttransistor 108 abgeschaltet ist. Mit dem Ansteigen der Resonanzfrequenz des Bandpassfilters fällt die Amplitude des ausgangsseitigen Signals in Bezug auf die eingangsseitige Amplitude ab, und gleichzeitig ergibt sich eine Phasendrehung zwischen der eingangsseitigen und der ausgangssei ti gen Spannung des Filters.

In Fig. 5 sind Teile selektiver Rufsignale bzw. erster Eingangssignale 114a, 116 und 118 dargestellt, wobei die Amplituden der Signale einen unterschiedlichen Wert aufweisen. Die Zeitabschnitte t-,, t und t^ geben die Zeitdauer an, während welcher Teile der Amplitude des betreffenden Signals über dem Schwellwert 115 liegen, der vom Schwellwerttransistor 108 und den Widerständen 104 sowie 109 festgelegt wird. Während dieser Zeitdauer arbeitet das aktive Bandpassfilter auf der zweiten bestimmten Resonanzfrequenz. Die Verhältnisse sind in Fig. 5

- 13 - verzerrt

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verzerrt dargestellt, denn bei der praktischen Anwendung arbeitet das Filter in der Regel auf der zweiten Resonanzfrequenz für eine Zeitdauer, die nicht grosser ist als die Zeit t^, oder etwa ein Viertel der Halbperiode ausmacht. Es ist offensichtlich aus Fig. 5* dass die Zeitdauer, während welcher das Filter auf der zweiten Resonanzfrequenz arbeitet, proportional der entsprechenden Amplitude des Eingangssignals ist. Damit wird mit zunehmender Amplitude des Eingangssignals dieses Signal durch das Filter zunehmend gedämpft, um das gewünschte Ausgangssignal zu liefern. Da diese Dämpfung proportional der Amplitude des Eingangssignals ist, tendiert das an der Klemme 77 anliegende Ausgangssignal dazu, eine konstante Amplitude anzunehmen, selbst wenn die Amplitude des Eingangssignals unterschiedliche Werte annimmt. Dies ergibt sich aufgrund der Tatsache, dass die Amplitude und die Phase des Ausgangssignals von der Amplitude und der Phase der in dem Filter gespeicherten Energie bestimmt wird. Während der Zeit, während die Resonanzfrequenz des aktiven Bandpassfilters von dem ersten bestimmten Wert auf den zweiten bestimmten Wert verschoben wird, verringert sich die in das Filter eingangsseitig eingekoppelte Energie wesentlich. Das Filter trachtet, die gespeicherte mittlere Energie konstant zu halten, wodurch auch die Amplitude und die Phase des Ausgangssignals entsprechend konstant gehalten werden. Eine solche im wesentlichen konstante Ausgangsamplitude ist erforderlich, um die Squelchstufen der zuvor erwähnten Empfänger 12 und 14 richtig anzusteuern. Die vorausstehend beschriebene Wirkungsweise der Schwellwertschaltung 102 hält die gespeicherte Energie sowohl betragsals auch phasenmässig im Bandpassfilter auf einer konstanten Grosse und erleichtert somit die Steuerung der Abschaltzeit der Ausgangssignale durch ein zweites Eingangssignal, wie nachfolgend erläutert wird.

In Fig. 6 ist eine weitere Ausführungsform der Schwellwertschaltung dargestellt, die anstelle der zuvor beschriebenen

- 14 - - Schwellwertschaltung 209826/0610

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Schwellwertschaltung 102 Verwendung finden kann. Diese Schwellwertschaltung 120 umfasst Differenzverstärker aus den Transistoren 122 und 124, die schwellwertempfindlich ansteuerbar sind. Die Basis des einen Transistors 122 ist über einen Widerstand 126 an die Anschlussklemme 106 angeschlossen, wogegen der Emitter dieses Transistors mit dem Emitter des Transistors 124 verbunden über einen gemeinsamen Emitterwiderstand 125 an einem negativen Sleichspannungspotential liegt. Die Basis des Transistors 124 liegt am Abgriff 128 eines Potentiometers 130. ■über die vom Potentiometer abgegriffene Vorspannung lässt sich der Schwellwert einstellen. Die eine Seite 132 des Potentiometers 130 liegt an einem fixierten positiven Vorspannungspotential, wogegen die andere Seite des Potentiometers mit einem negativen Potential verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 124 liegt ebenfalls an einem positiven gle.ichstrommässigen Vorspannungspotential. Der Kollektor des Transistors 122 ist mit der Basis des Schalttransistors 134 verbunden und liegt gleichzeitig über einen Lastwiderstand 136 an einer positiven Gleichvorspannung. Der Emitter des Schalttransistors 134 liegt auf einem Bezugspotential, wogegen der Kollektor dieses Transistors über einen Lastwiderstand 135 mit der Klemme 114 verbunden ist und als solcher analog zu dem Widerstand 112 der Schwellwertschaltung 102 dimensioniert ist.

Der Differenzverstärker ist derart vorgespannt, dass im Ruhezustand der Transistor 122 nicht leitend und der Transistor 124 leitend ist. Bei dieser Leitfähigkeitszuordnung ist dann der Transistor 134 im Ruhezustand leitend, so dass.am einen Ende des Widerstandes 135 in wesentlichen das Bezugspotential, d.h. Masse, liegt. Wenn die Augenblicksamplitude der an die Basis des Transistors 122 angelegten Eingangsspannung, die an die Basis des Transistors 124 angelegte Schwellwertspannung, d.h. den Schwellwert 115 ₅ übersteigt, wird der Transistor 122 leitend und der Transistor 124 nicht leitend, wodurch die an der Basis des Transistors 134 wirksame Spannung soweit abfällt,.

- 15 - dass

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dass dieser Transistor nicht leitend wird. Damit wird bezüglich der Wirkung der Widerstand 135 vom T-Netzwerk 91 abgeschaltet, so dass die Resonanzfrequenz des aktiven Bandpassfilters eine Verschiebung zu dem zweiten bestimmten Wert erfährt. Der Schwellwert, bei welchem die Umschaltung zwischen den beiden Resonanzfrequenzen erfolgt, lässt sich mit dem Potentiometer 130 einstellen. Bei der Ruffrequenz-Auswahlschaltung gemäss Fig.·3 bzw. mit der Modifizierung gemäss Fig. 6 ist es wünschenswert, dass, wenn 'der .selektive Ruf oder das erste an das Bandpassfilter angelegte Eingangssignal aufhört, das in Abhängigkeit davon erzeugte Ausgangssignal an der

P Klemme 74- augenblicklich endet. Die Energie im Filter und damit die Amplitude der ausgangsseitigen Spannung an der Klemme 77 fällt jedoch exponential in einer voraussagbaren Weise von dem anfänglichen Wert aus ab, wobei dies von dem Betrag der zum Zeitpunkt des Aufhörens des ersten Eingangssignals im Filter gespeicherten Energie abhängt. Um einen schnellen und kontrollierten Abfall der Energie zu erleichtern, ist es wünschenswert, ein zweites Eingangssignal bzw. Abschaltsignal an die Klemme 72 anzulegen, das um 130° gegenüber dem ausgangsseitigen Signal und damit der gespeicherten Energie phasenverschoben ist. Dieses zweite Eingangssignal wird senderseitig erzeugt und über den Sender ausgestrahlt, wobei

^ es notwendig ist, dass die Phase auf einen bestimmten Wert eingestellt ist.

Die selektive Umschaltung zwischen den Resonanzfrequenzen wird dazu benutzt, um die Phase des Ausgangssignals gegenüber der des Eingangssignals und dazu zusätzlich deren Amplitude zu steuern. Aus der Phasenkurve 113 gemäss Fig. M- kann entnommen werden, dass es schwierig ist, das Phasenverhältnis im Bereich der Resonanzfrequenz wegen der Steilheit der Kurve zu bestimmen, wenn die Amplitude des Eingangssignals nicht ausreichend gross ist, um eine Begrenzung, d.h. eine Umschaltung auf die zweite Resonanzfrequenz zu bewirken, und wenn die

- 16 - Frequenz

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Frequenz des ersten Eingangssignals,das gewissen Veränderungen unterliegt, nur geringfügig von der Resonanzfrequenz des aktiven Bandpassfilters abweicht, wie dies für die Punkte und 141 dargestellt ist. Wenn jedoch das Verhältnis der Amp-. litude des Eingangssignals zum Schwellwertniveau derart ausgewählt wird, dass das Filter auf der zweiten Resonanzfrequenz arbeitet und für einen bestimmten Teil der Periode in der Grössenordnung von 25% eine Begrenzung bewirkt wird, steigt das Phasenverhältnis zwischen dem eingangsseitigen und dem ausgangsseitigen Signal bis zu einem Wert an, der dem Punkt 142 auf der Phasenkurve 113 z.B. entspricht. Da in diesem Punkt 142 die Steilheit der Phasenkurve kleiner ist, bestimmt sich die ungefähre Phase des Ausgangssignals mit grösserer Sicherheit, obwohl sich die Frequenz des ersten Eingangssignals ändert. Damit kann eine starke Begrenzung dazu verwendet werden, um die Phase des Ausgangssignals bezüglich des ersten Eingangssignals zu stabilisieren, selbst wenn sich die Frequenz des ersten Eingangssignals ändert.

Überdies hält die starke Begrenzung die Phase des ausgangsseitigen Signals auf einem konstanten Wert, obwohl die Amplitude des Eingangssignals Änderungen erfährt. Die Kurve gemäss Fig. 7 stellt die Phasendifferenzcharakteristik zwischen dem ersten Eingangssignal und dem Ausgangssignal über der durch das aktive Bandpassfilter 63 bewirkten Begrenzung dar. Die Abszisse ist mit dB-Begrenzung gekennzeichnet und stellt ein Mass für den Betrag der den Schwellwert übersteigenden Amplitude des Eingangssignals dar. Auf der Ordinate ist die Phasendrehung entsprechend einer bestimmten Begrenzung aufgetragen. Wenn gemäss der Kurve 150 die Amplitude des ersten Eingangssignals mit einer dem Bandpassfilter entsprechenden Resonanzfrequenz etwa gleich der Amplitude ist, um den Transistor 108 in den leitenden Zustand zu steuern, und damit eine Begrenzung auszulösen, dann ist die Phasendrehung zwischen dem Eingangssignal am aktiven Filter und

- 17 - dessen

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dessen Ausgangssignal gleich dem Wert Null. Mit dem Ansteigen dieser Amplitude des Eingangs signals um einen Wert von 2 dB, d.h.. um etwa das 1,26-fache der für das Auslösen der Begrenzung notwendigen Amplitude ändert sich die Phase zwischen dem eingangs- und dem ausgangsseitigen Signal um etwa 33°. Damit wird für einen 2 dB-Anstieg der Amplitude des eingangsseitigen Signals über das gerade den Schwellwert mit seiner Amplitude erreichenden Schwellwertsignal eine Phasendrehung von etwa ausgelöst.

Wenn somit die Amplitude des eingangsseitigen Signals im FiI-P ter eine starke Begrenzung auslöst und z.B. die Schwellwertspannung um 12 dB übersteigt, ergibt sich gemäss Fig. 7 eine Phasendrehung zwischen der eingangsseitigen und der ausgangsseitigen Spannung von etwa 80°. Wenn von diesem Amplitudenwert ausgehend eine weitere Amplitudenvergrösserung um 2 dB stattfindet, d.h. insgesamt die Amplitude den Schwellwertbetrag um 14- dB übersteigt, macht dies nur noch eine weitere Phasendrehung von weniger als 5° aus. Wenn man somit die Trei-

3 "Ψ

N 3

berstufe 5^ gemäss Fig. 1 derart aufbaut, dass das Eingangssignal des Bandpassfilters immer eine starke Begrenzung auslösende Amplitude hat, bleibt die Phase des Ausgangssignals im wesentlichen konstant, obwohl eingangsseitig Frequenzänderungen wirksam sein können. Daraus ergibt sich, dass die Phase und die Amplitude des zweiten Eingangssignals bzw. des Umkehrimpulses mit einer grösseren Bestimmtheit bekannt sind, als dies beim Fehlen einer starken Begrenzung der Fall sein würde. Ferner bewirkt die Notwendigkeit einer verhältnismässig grossen Amplitude des Eingangssignals für eine starke Begrenzung eine gewisse Reserve, die die Amplitude des Ausgangssignals im wesentlichen konstant hält, selbst wenn das erste Eingangssignal, das an den Empfänger angelegt wird, gewisse Amplitudenschwankungen aufgrund von Schwunderscheinungen oder anderen Ursachen erfährt.

- 18 - Vorausstehend

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Vorausstehend wurde ein aktives Bandpassfilter beschrieben, dessen Resonanzfrequenz wechselweise von einem ersten bestimmten Frequenzwert auf einen zweiten bestimmten Frequenzwert mit dem Anlegen des Eingangssignals umschaltbar ist, wenn die Amplitude dieses Signals über einen bestimmten Schwellwert ansteigt bzw. unter diesen abfällt. Die Frequenzänderung des Filters hält die Amplitude des ausgangsseitigen Signals sowie die gespeicherte Energie und die Phase zwischen dem eingangsseitigen und dem ausgangsseitigen Signal im wesentlichen konstant, selbst wenn die Amplitude und die Frequenz des eingangsseitigen Signals Schwankungen unterliegen. Dieses Bandpassfilter kann als Ersatz für elektromechanische Resonanzeinrichtungen Verwendung finden und ist besonders für-die Herstellung in integrierter monolithischer Bauweise geeignet, wodurch sich die Kosten sowie auch die Raumanforderungen gegenüber elektromechanischer Resonanzeinrichtungen erheblich verringern lassen.

- 19 - Patentansprüche

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Claims

M243P-680 Patentansprüche

1.) Schaltung zur Signalauswahl und Signalbeeinflussung, mit welcher von einem sinusförmigen Eingangssignal ein * sinusförmiges Ausgangssignal mit im wesentlichen konstanter Amplitude ableitbar ist, wobei sowohl die Amplitude als auch die Frequenz veränderlich sind, mit einem von dem Eingangssignal beaufschlagbaren ersten Resonanzschaltkreis, der normalerweise eine erste, im wesentlichen der Frequenz des Eingangssignals gleichende Resonanzfrequenz hat und ein Ausgangssignal liefert, dessen Amplitude sich in geringem Umfang mit der Amplitude des Eingangssignals ändert, dadurch gekennzeichnet, dass eine Schwellwertschaltung (102; 120) vorhanden ist, die auf einen Schwellwert (115) kleiner als die Amplitude des Ausgangssignals einstellbar ist, der das an die Schwellwertschaltung angelegte Signal bezüglich der Amplitude übersteigen muss, bevor die Schwellwertschaltung wirksam ist, dass der Eingang der Schwellwertschaltung mit dem Ausgang des ersten Resonanzschaltkreises (63) einerseits und der Ausgang der Schwellwertschaltung mit einem Steueranschluss (114) des ersten Eesonanzschaltkreises andererseits verbunden ist, dass die Schwellwertschaltung den ersten Resonanzschal tkreis für eine Zeitdauer beeinflusst, die proportional zu der Länge derjenigen Zeit ist, während welcher das Ausgangssignal den Schwellwert übersteigende Amplitudenwerte annimmt, wobei während der Dauer dieser Einwirkung die Amplitude des Eingangssignals veränderbar ist,

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dass der erste Resonanzschaltkreis in Abhängigkeit von der Beeinflussung durch die Schwellwertschaltung auf einer zweiten Resonanzfrequenz während derjenigen Zeit arbeitet, während welcher die Amplitudenwerte den Schwellwert übersteigen, wobei die Eingangssignale während der Umschaltung auf die zweite Resonanzfrequenz gedämpft werden, und dass die zweite Resonanzfrequenz bezüglich der ersten Resonanzfrequenz derart ausgewählt ist, dass die resultierende Amplitude der Ausgangssignale des ersten Resonanzschaltkreises trotz der Änderung der Amplitude des Eingangssignals im wesentlichen konstant bleibt.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Resonanzverhalten des ersten Resonanzsehaltkreises dem eines Parallelschwingkreises entspricht, und dass die Schwellwertschaltung (102) mit Verstärkereinrichtungen (108) versehen ist, mit denen das vom Ausgang des ersten Resonanzschaltkreises aus angelegte Signal derart zu verstärken ist, dass es den Schwellwert um einen bestimmten Betrag übersteigt, damit der erste Resonanzschaltkreis von der Schwellwertschaltung zum Verschieben auf die zweite Resonanzfrequenz für eine Zeitdauer ansteuerbar ist, die etwa ein Viertel der Periode des Ausgangssignals des ersten ResonanzSchaltkreises erreicht, so dass die Phasendifferenz zwischen dem eingangsseitigen und dem ausgangsseitigen Signal des Resonanzschaltkreises im wesentlichen kenstant ist, selbst wenn sich die .Frequenz des eingangsseitigen Signals ändert.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasendifferenz zwischen dem eingangsseitigen und dem ausgangsseitigen Signal des ersten Resonanzschaltkreises im wesentlichen auf einer

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Phasendrehung von 70° haltbar ist, um eine Dämpfung des Ausgangssignals innerhalb einer bestimmten Zeit nach dem Empfang eines Dämpfungssignals zu erleichtern, welches an den Eingang des ersten Resonanzschaltkreises anlegbar ist und eine bestimmte Phasendifferenz gegenüber dem Eingangssignal hat.

4-. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die mit dem ersten Resonanzschaltkreis (63) verbundene Schwellwertschaltung eine die Resonanzfrequenz des ersten Resonanzschaltkreises bestimmende Komponente (112) umfasst, die im angeschalteten Zustand den ersten Resonanzschaltkreis auf der ersten Resonanzfrequenz und im abgeschalteten Zustand den ersten Resonanzschaltkreis auf der zweiten Resonanzfrequenz als aktives Filter arbeiten lässt, und dass die Schwellwertschaltung (102) eine im Ruhebetrieb stromführende Schalteinrichtung (111) umfasst, die von einem Steuersignal angesteuert nicht leitend wird und die frequenzbestimmende Komponente (112) von dem ersten Resonanzschaltkreis abschaltet, so dass der erste Resonanzschaltkreis beim Anliegen des Steuersignals auf der zweiten Resonanzfrequenz und beim Fehlen des Steuersignals auf der ersten Resonanzfrequenz arbeitet.

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