DE2922011C2

DE2922011C2 - Einrichtung zum Detektieren von impulsförmigen Störsignalen

Info

Publication number: DE2922011C2
Application number: DE2922011A
Authority: DE
Inventors: Hiroyasu Gunma Kishi
Original assignee: Tokyo Sanyo Electric Co Ltd; Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1978-06-09
Filing date: 1979-05-30
Publication date: 1983-10-06
Also published as: US4278901A; DE2922011A1

Description

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Die Erfindung betrifft eine Einrichtung zum Detektieren von impulsförmigen Störsignalen in einem zusammengesetzten Signal, das die impulsförmigen Störsignale in Überlagerung mit einer kontinuierlichen Störkomponente enthält, mit einer Störimpuls-Detektorschaltung, die das zusammengesetzte Signal empfängt und auf impulsförrnige Störsignsie anspricht, die einen über dem Niveau der kontinuierlichen Störkomponente liegenden Schwellenwert der Störimpuls-Detektorschaltung überschreiten, und mit einer Schaltung zur Erzeugung eines vom Niveau der kontinuierlichen Störkomponentc abhängigen Steuersignals, das die Einhaltung einer konstanten Relation zwischen dem Schwellenwert der Störimpuls-Detektorschaltung und dem Niveau der kontinuierlichen Slörkomponente steuert

Es ist bekannt, daß impulsförmige Störsignale, wie z. B. von einem Automobil erzeugte Zündungssignale, den normalen Empfang in einem FM-Empfänger stören können. Da durch solche impulsförmigen Störsignale das FM-Signal phasenmoduliert wird, können sie auch nicht durch einen Begrenzer eliminiert werden und werden daher auch nach der Demodulation durch einen Detektor auf die nachfolgende Stufe des Empfängers übertragen. Es ist deshalb erforderlich, solche impulsförmigen Störsignale in einem dem Detektor nachfolgenden Übertragungsweg zu entfernen.

F i g. 1 zeigt das Blockschaltbild eines FM-Radioempfängers mit einer typischen Vorrichtung zur Unterdrükkung von Störsignalen oder Rauschen, bei dem die vorliegende Erfindung in vorteilhafter Weise angewendet werden kann. Gemäß F i g. 1 hat der dargestellte FM-Radioempfänger eine Antenne 11 zum Empfang des gesendeten FM-Signals, einen Radiofrequenzverstärker 12 zur Verstärkung des von der Antenne 11 empfangenen FM-Signals, einen Überlagerungsoszillator 14 zum Erzeugen eines Oszillatorsignals zwecks Frequenzumwandlung, einen Frequenzwandler 13 zum Mischen des verstärkten FM-Signals von dem Radiofrequenzverstärker 12 mit dem Überlagerungsoszillatorsignal zum Umwandeln der Frequenz des FM-Signals in eine Zwischenfrequenz, einen Zwischenfrequenzverstärker 15 zum Verstärken des Zwischenfrequenzsignals von dem Frequenzwandler 13, einen FM-Detektor 16 zum Demodulieren des Zwischenfrequenzsignals in das ursprüngliche niederfrequente Signal, eine Stereodetnodulatorstufe 17 zum Demoduiieren des Niederfrequenzsignals von dem FM-Detektor 16 in das originale Stereosignal, einen rechten und linken Audiofrequenzverstärker 18 bzw. 19 zum Verstärken des demodulierten rechten bzw. linken Stereosignals, und einen rechten und linken Lautsprecher 20 bzw. 21 zum Umwandeln des verstärkten rechten bzw. linken Audiofrequenzsignals in den rechten bzw. linken Ton. Im einzelnen sind Aufbau- und Betriebsweise der einzelnen Schaltungsblöcke dem Fachmann wohlbekannt Sie brauchen deshalb hier nicht des näheren beschrieben zu werden.

In dem dargestellten FM-Stereoempfänger wird der Ausgang des Detektors 16 über eine Geräuschunterdrückerschaltung 2 der Stereodemodulatorsehaltung 17 zugeführt. Die Geräuschunterdrückungsschaltung 2 umfaßt im wesentlichen eine Verzögerungsschaltung 3 zum Verzögern des Ausgangssignals des Detektors 16 um z. B. 3 bis 5 Mikrosekunden, eine Gateschaltung 4 zum gesteuerten Sperren oder Durchlassen des verzögerten Ausgangssignals von der Verzögerungsschaltung 3 zwecks Unterdrückung von darin enthaltenen Rausch- bzw. Störkomponenten, und eine Speicherund Pilotsignal-Erzeugerschaltung 5, die das Ausgangssignal von der Gatter- oder Torschaltung 4 empfängt. Die Geräuschunterdrückungsschaltung 2 umfaßt ferner ein Hochpaßfilter 6, einen Störsignaldetektor 7 und einen monostabilen Multivibrator 8 zum Steuern der Gate-Schaltung 4. Das Hochpaßfilter 6 soll die Energie einer im Ausgangssignal des Detektors 16 enthaltenen Störkomponente feststellen und Signalkomponenten

mit über dem hörbaren Frquenzbereich liegender Frequenz durchlassen. Der Störimpulsdetektor 7 soll impulsförmige Störsignale im Ausgangssignal des Hochpaßfilters 6 feststellen und bei Feststellung eines solchen impulsförmigen Störsignals den monostabilen Multivibrator 8 triggern. Der monostabile Multivibrator 8 liefert während einer vorgegebenen Zeitdauer nach Triggerung ein Ausgangssignal an die Gate-Schaltung 4. Dementsprechend wird die Gate-Schaltung 4 unwirksam gemacht oder geöffnet, wenn ein Ausgangssignal vom monostabilen Multivibrator 8 vorhanden ist, wodurch die Zuführung des Signals von der Verzögerungsschaltung 3 zur Stereomodulatorschaltung 17 während der vorstehend genannten Zeitdauer verhindert wird. Die Speicher- und Pilotsignal-Erzeugerschal- \s tung 5 umfaßt einen (nicht dargestellten) Kondensator zum Speichern des Signalniveaus, das unmittelbar vor dem öffnen der Gate-Schaltung 4 herrscht, und eine (nicht dargestellte) Pilotsignal-Erzeugerschaltung zum Erzeugen eines Pseudopilotsignals zur Verwendung bei der Stereodemodulation.

Eine detaillierte Beschreibung eines Beispiels für eine solche Speicher-Pilotsignal-Erzeugerschaltung findet sich in der US-PS 37 39 285. Eine andere Einrichtung zum Entfernen impulsartiger Störsignale ist in US-PS 40 66 845 beschrieben. Es ist also bekannt, ein impulsförmiges Störsignal zu detektieren und die Zuführung des Eingangssignals zu einer Stereodemodulatorschaltung während der Zeitdauer des impulsförmigen Störsignals zu sperren, wodurch das impulsförmige Störsignal aus dem Signal entfernt wird.

Eine Schaltung zum Detektieren des impulsförmigen Störsignals ist aus DE-OS 25 12 412 bekannt. Dort werden allerdings nur unregelmäßig erscheinende impulsförmige Störsignale eliminiert, während regelmä-Big erscheinende Störsignale durchgelassen werden. Die Schaltung dieser Offenlegungsschrift liegt daher dem Anmeldungsgegenstand sehr fern.

Bei einer vorbekanrUen Schaltung der eingangs genannten Art, die aus DE-OS 26 33 000 bekannt ist, ist die Empfindlichkeit der Störimpuls-Detektorschaltung in Abhängigkeit vom Niveau der kontinuierlichen Signalkomponente gesteuert, so daß das Detektierniveau der Störimpuls-Detektorschaltung immer um einen konstanten Wert über dem Niveau der kontinuierliehen Signalkomponente liegt Tritt nun der Fall auf, daß das empfangene Signal schwach ist und deshalb das weiße Rauschen zunimmt, was bei FM-Empfängern normalerweise der Fall ist, so werden Signale großer Amplituden der kontinuierlichen Störkomponente fälschlicherweise als impulsförmige Störsignaie delektiert Um eine solche fehlerhafte Betriebsweise beim Auftreten von starkem weißem Rauschen zu verhindern, könnte man daran denken, den Verstärkungsfaktor des Verstärkers in der Detektorschaltung für impulsförmige Störsignale entsprechend dem Ansteigen des Niveaus des weißen Rauschens zu senken. Ein solcher Lösungsweg über eine Verringerung des Verstärkungsfaktors des Verstärkers hätte jedoch den Nachteil zur Folge, daß der dynamische Bereich enger wird.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltung der eingangs genannten Art so zu verbessern, daß auch bei schwach empfangenen Signalen besser zwischen Amplitudenmaxima der kontinuierlichen Störkomponente und impulsförmigen Störsignalen unterschieden wird, ohne daß ihr dynamischer Bereich eingeengt wird.

Die erfindungsgemäße Lösung besteht darin, daß die Amplitude des der Störimpuls-Detektorschaltung zugeführten zusammengesetzten Signals mittels einer vorgeschalteten Gleichrichter- und Verstärkerschaltung sowie einer dieser vorgeschalteten Amplitudenbegrenzungsschaltung, die durch Steuersignale aus einer an den Ausgang der Gleichrichterschaltung angeschlossenen Detektorschaltung gesteuert wird, derart verändert wird, daß das Niveau der kontinuierlichen Störkomponente in dem der Störimpuls-Detektorschaltung zugeführten zusammengesetzten Signal konstant gehalten wird.

Dadurch kann eine Fehlfunktion aufgrund einer Zunahme der kontinuierlichen Störkomponente mit Sicherheit vermieden werden durch eine geeignete Einstellung der Detektior.sschweüe für die der kontinuierlichen Störkomponente überlagerten impulsförmigen Störsignale. Da die Amplitude des Eingangssignals dadurch begrenzt wird, daß das Niveau der kontinuierlichen Störkomponente im wesentlichen konstant gehalten wird, kann der dynamische Bereich unverändert breit gehalten werden, im Unterschied von solchen Fällen, in denen der Verstärkungsfaktor des Verstärkers gesteuert wird.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung können verschiedene zusätzliche Mittel vorgesehen werden, um die Schaltung vor Beschädigungen bei Empfang eines zu großen Eingangssignals zu schützen. Auf diese Weise können Schaltungselemente wie z. B. Transistoren, die in der erfindungsgemäßen Einrichtung vorgesehen sind, vor Beschädigungen durch ein zu großes Eingangssignal geschützt werden.

Die Erfindung kann wie folgt zusammenfassend dargestellt werden: Ein Eingangssignal kann impulsförmige Störsignale, z. B. ein Zündungssignal, enthalten, das einer kontinuierlichen Störkomponente oder einem kontinuierlichem Rauschen, wie z. B. weißem Rauschen, überlagert ist. Ein solches Eingangssignal wird allgemein den beiden Basiselektroden eines Transistorpaares vom gleichen Leitfähigkeitstyp zugeführt, die nach Art eines Differenzverstärkers geschaltet sind. Das verstärkte Signal wird dann einer Gleichrichterschaltung zugeführt, in der das Signal vollweggleichgerichtet wird. Das Ausgangssignal der Gleichrichterschaltung wird durch einen Detektor detektiert. Das detektierte Ausgangssignal wird dann der Basiselektrode eines ersten Transistors zugeführt. Ein zweiter Transistor ist derart angeordnet daß eine Stromspiegelschaltung gebildet wird zwischen der Kollektorelektrode des zweiten Transistors und der Kollektorelektrode des ersten Transistors. Eine Diodenschaltung ist zwischen die Stromspiegelschaltung und die Koilekiorelektrodc des zweiten Transistors in Vorwärtsrichtung geschaltet Die Diodenschaltung umfaßt zwei parallele Zweige mit je zwei in Serie geschalteten Dioden, wobei jeweils der Mittelabgriffspunkt des einen bzw. anderen Zweiges mit der Basiselektrode des einen bzw. anderen Transistors des Differenzverstärkers verbunden ist Das Ausgangssignal der Gleichrichterschaltung wird ferner einer Detektorschaltung für impulsförmige Störsignale zugeführt, die eine Niveau- oder Amplitudendetektierung der Störsignale auf einem vorgegebenen Niveau höher als das Niveau der kontinuierlichen Signal- oder Störkomponente durchführt wodurch das Vorhandensein oder Fehlen eines impulsartigen Störsignals festgestellt werden kann.

Ausführungsformen der Erfindung werden anhand der Zeichnungen näher erläutert
F i g. 1 zeigt ein Beispiel eines Blockschaltbildes eines

FM-Stereoempfängers mit einer Störsignalunterdrükkungsschaltung von bekanntem Aufbau, bei der die vorliegende Erfindung in vorteilhafter Weise anwendbar ist;

F i g. 2 zeigt das Schaltschema einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Einrichtung;

F i g. 3 zeigt ein Beispiel eines Signalverlaufes, der am Punkt A von F i g. 2 erhalten werden kann;

F i g. 4 zeigt den zu dem Signal gemäß F i g. 3 entsprechenden Signalverlauf am Ausgang der Schaltung gemäß F i g. 2;

F i g. 5 bis 8 zeigen Schaltbilder von anderen Ausfiihrungsformen der Erfindung;

F i g. 9 zeigt das Schaltbild einer anderen Ausführungsform eines Verstärkers zur Verwendung in der erfinclungsgemäßen Einrichtung.

Bei der in F i g. 2 dargestellten Ausführungsform der Erfindung umfaßt die Störimpuls-Detektorschaltung 7 (Fig. 1) einen Differenzverstärker 71, dem ein Signal von der Eingangsklemme 701 zugeführt wird, eine Gleichrichterschaltung 72 zum Gleichrichten des Ausgangssignals des Differenzverstärkers 71, eine Störirnpuls-Detektorschaltung 73 zum Detektieren eines impulsförmigen Störsignals in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der Gleichrichterschaltung 72, eine Detektorschaltung 74 zum Detektieren des Ausgangssignals der Gleichrichterschaltung 72, und eine Eingangsbegrenzerschaltung 75 zum Begrenzen der Amplitude des Eingangssignals des Differenzverstärkers 71 in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der Detektorschaltung 74. Der Differenzverstärker 71 umfaßt zwei NPN-Transistoren 712 und 714 von gleichen Eigenschaften. Die Baisselektroden der beiden Transistoren 712 und 714 sind über je einen Basiswiderstand 711, 713 gemeinsam an die Eingangsklemme 701 angeschlossen, um das Eingangssignal zu empfangen. Die Emitterelektroden der beiden Transistoren 712,714 sind gemeinsam an eine Konstantstromquelle mit einem Konstantstromtransiütor 717 angeschlossen. Die Basiselektrode eines der beiden Transistoren 712, 714 (bei der dargestellten Ausführungsform die des Transistors 714) ist über eine Serienschaltung eines Kondensators 715 und eines Widerstandes 716 mit Masse verbunden. Der Ausgang des Differenzverstärkers 71, d. h. die Kollektorelektroden der beiden Transistoren 712, 714, sind mit der '.5 Gleichrichterschaltung 72 verbunden.

Die Gleichrichterschaltung 72 soll eine Voilweggleichrichtung des Ausgangssignals des Differenzverstärkeirs 71 bewirken. Die Gleichrichterschaltung 72 umfaßt zwei Gleichrichter-Transistoren 723 und 724, die so 2. B. PNP-Transistoren sein können. Die Basiselektrode des Transistors 723 ist mit der Emitterelektrode des Transistors 721 verbunden, und die Emitterelektrode des Transistors 721 ist mit der Konstantstromquelle 725 verbunden. Die Basiselektrode des Transistors 724 ist mit der Emitterelektrode des Transistors 722 verbunden, und die Emitterelektrode des Transistors 722 ist mit der Konstantstromquelle 726 verbunden. Die Emitterelektrode des Gleichrichtertransistors 723 ist über einen Widerstand mit der Emitterelektrode des Transistors 722 verbunden, und die Emitterelektrode des Gleichrichtertransistors 724 ist über einen Widerstand mit der Emitterelektrode des Transistors 721 verbunden. Somit wird durch die Transistoren 721 und 722 die Ausgangsimpedanz des Differenzverstärkers 71 derart umgewandelt, daß die Arbeitspunkte der zugehörigen Gleichrichtertransistoren 723 und 724 festgelegt werden. Der Ausgang der Gleichrichterschaltung 72, d. h.

die Kollektorelektroden der Gleichrichtertransistoren 723 und 724 sind sowohl an die Detektorschaltung 74 als auch an die Impulsdetektorschaltung 73 angeschlossen.

Die Störimpuls-Detektorschaltung 73 umfaßt eine Diode 731, deren Anode mit dem Ausgang der Gleichrichterschaltung 72 verbunden ist. Die Kathode der Diode 731 ist mit einem Ende eines Widerstandes 732 verbunden. Das andere Ende des Widerstandes 732 ist mit einem Ende eines Widerstandes 733 und ferner mit der Basiselektrode des Transistors 734 verbunden. Das andere Ende des Widerstandes 733 ist mit Masse verbunden. Somit wird die Basisvorspannung, d. h. das Schwellenniveau des Transistors 734, durch das Spannungsteilungsverhältnis der beiden Widerstände 732 und 733 bestimmt. Die Emitterelektrode des Transistors 734 ist mit Masse verbunden, und die Kollektorelektrode des Transistors 734 ist mit einer Ausgangsklemme 702 der Schaltung 7 verbunden.

Die Detektorschaltung 74 umfaßt einen Transistor 741, der das Ausgangssignal der Gleichrichterschaltung 72 empfängt. Der Transistor 741 kann ein NPN-Transistor sein, dessen Basiselektrode mit dem Ausgang der Gleichrichterschaltung 72 verbunden ist und dessen Emitterelektrode über eine Serienschaltung von Widerständen 742 und 743 mit Masse verbunden ist. Der Widerstand 743 wird durch einen Glättkondensator 744 überbrückt. Der Glättkondensator 744 wird somit über den Widerstand 742 in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des Detektortransistors 741 aufgeladen. Der Widerstand 743 dient als Entladewiderstand des Glättkondensators 744. Der Verbindungspunkt der Widerstände 742 und 743, d. h. das eine Ende des Kondensators 744, ist mit den Basiselektroden von zwei Transistoren 751 und 752 in der Amplitudenbegrenzerschaltung 75 verbunden.

Die Transistoren 751 und 752 der Eingangsbegrenzungsschaltung 75 können NPN-Transistoren sein, deren Emitterelektroden an Masse liegen. Die Kollektorelektrode des Transistors 751 ist mit der Kollektorelektrode des einen von zwei Transistoren 753 und 754, z. B. des Transistors 753 bei der dargestellten Ausführungsform, verbunden, die eine Stromspiegelschaltung bilden. Die Transistoren 753 und 754 können PNP-Transistoren sein, deren Basiselektroden gemeinsam mit der Emitterelektrode eines Transistors 755 verbunden sind. Der Transistor 755 kann ebenfalls ein PNP-Transistor sein, dessen Basiselektrode mit der Kollektorelektrode des Transistors 753 verbunden ist. Die Kollektorelektrode des Transistors 754 ist mit der Kollektorelektrode des Transistors 752 über eine Diodenschaltung verbun-

758, 759, wovon die Dioden 756 und 758 in Serie geschaltet und die Dioden 757 und 759 in Serie geschaltet sind und die beiden Serienschaltungen von Dioden parallel zueinander liegen. Die Kathode der Diode 756 und damit die Anode der Diode 758 sind mit der Basiselektrode des einen Transistors 712 des obenerwähnten Differenzverstärkers 71 verbunden. In gleicher Weise ist die Kathode der Diode 757 bzw. die Anode der Diode 759 mit der Basiselektrode des Transistors 714 verbunden.

Die Arbeitsweise der beschriebenen und dargestellten Schaltungsanordnung wird im folgenden anhand von F i g. 3 und 4 beschrieben.

Zur Vereinfachung der Erläuterung wird angenommen, daß eine kontinuierliche Störkomponente, wie z. B. weißes Rauschen, die der Eingangsklemme 701 zugeführt wird, durch eine Sinuswelle wie bei (a) dargestellt

sei. Es sei ferner angenommen, daß im Anfangszustand der Glättkondensator 744 nicht aufgeladen ist und die beiden Steuertransistoren 751 und 752 im nichtleitenden Zustand sind. Ein der Eingangsklemme 701 zugeführtes Eingangssignal wird dann der Basiselektrode des einen Transistors 712 des Differenzverstärkers 71 zugeführt. Andererseits wird der Basiselektrode des anderen Transistors 714 des Differenzverstärkers 71 ein Eingangssignal zugeführt, welches durch Spannungsteilung mittels der Widerstände 713 und 716 erhalten wird, da die Kapazität des Kondensators 715 groß genug ist, um eine niedrige Impedanz zu ergeben. Somit wird die Differenz der Eingangssignale an den beiden Basiselektroden der Transistoren 712 und 714 verstärkt, wodurch man ein bei (b) dargestelltes Signal an der Kollektorelektrode des einen Transistors 712 und ein bei (c) dargestelltes Signal an der Kollektorelektrode des anderen Transistors 714 erhält Das an der Kollektorelektrode des Transistors 712 erhaltene Signal (b) wird einer Impedanzumwandlung mittels des ersten impedanzwandelnden Transistors 721 unterworfen, während das an der Kollektorelektrode des anderen Transistors 714 erhaltene Signal (c) einer Impedanzumwandlung durch den zweiten impedanzwandelnden Transistor 722 unterworfen wird. Hierdurch erhält man impedanzgewandelte Ausgangssignale an den Emitterelektroden der Transistoren 721 bzw.72Z

Die an den Emitterelektroden der beiden impedanzwandelnden Transistoren 721 und 722 erhaltenen Signale werden durch die Transistoren 723 und 724 der Gleichrichterschaltung 72 vollweggleichgerichtet Die Basiselektrode des ersten Gleichrichtertransistors 723 ist mit der Emitterelektrode des ersten impedanzwandelnden Transistors 721 und die Emitterelektrode des ersten gleichrichtenden Transistors 723 ist mit der Emitterelektrode des zweiten impedanzwandelnden Transistors 722 verbunden. Deshalb wird der erste gleichrichtende Transistor 723 während der positiven Halbwelle des Signals gleitend. In gleicher Weise wird der zweite gleichrichtende Transistor 724 während der *o positiven Halbwelle des Signals (b) leitfähig. Da die Kollektorelektroden des ersten und zweiten gleichrichtenden Transistors 723 und 724 miteinander verbunden sind, erhält man an deren Verbindungspunkt das bei (d) dargestellte Signal als Ausgangssignai der Gleichrichterschaltung 72.

Der Glättkondensator 744 wird durch den Emitterstrom des Detektortransistors 741 aufgeladen. Wenn das Signal (d) der Basiselektrode des Transistors 741 zugeführt wird, wird dieser leitfähig, so daß die Spannung am G'ättkondensator 744 wie bei (e) gezeigt sich ändert Wer-n der Wert des Entladungswiderstandes 743 hinreichend groß im Vergleich zum Wert des Aufladewiderstandes 742 gewählt wird, dann wird eine spitzendetektierte Wellenform des Signals (d) am einen Ende des Kondensators 744 erhalten.

Wenn das Signal (d) groß wird, so daß das Niveau des Signals (e) und damit die Basis-Emitterspannung der Transistoren 751 und 752 über einem vorgegebenen Niveau liegt werden die Steuertransistoren 751 und 752 leitfähig. Wenn /1 und /2 den Kollektorstrom des Transistors 751 bzw. des Transistors 752 zu diesem Zeitpunkt bedeuten, dann gilt:

'· = h (1)

Wenn die Transistoren 751 und 752 leitfähig werden, werden auch die die Diodenschaltung bildenden Dioden 756, 757, 758, 759 leitfähig. Andererseits ist die Stromspiegelschaltung so ausgebildet, daß der gleiche Strom wie der Kollektorstrom des Transistors 753 durch die Kollektorelektrode des Transistors 754 fließt. Wenn /3 der Kollektorstrom des Transistors 754 ist, dann gilt

/3 = /1 (2)

Aus den Gleichungen (1) und (2) folgt
/3 = /2

Die Spannung am Glättkondensator 744 wird durch die Basisemitterspannung des ersten oder zweiten Steuertransistors 751 oder 752 begrenzt. Die Kollektorströme /1 und /2 variieren entsprechend den Basisströmen der Transistoren 751 und 752, und entsprechend variieren die Impedanzwerte der Dioden 756, 757, 758 und 759. Da zu diesem Zeitpunkt die Gleichung (3) gilt, ändert sich der Basisvorspannungsstrom des Differenzverstärkers 71 nicht entsprechend dem durch die Dioden 756, 757, 758 und 759 fließenden Strom, und damit ändert sich auch der Verstärkungsfaktor des Differenzverstärkers 71 nicht.

Wenn das Eingangssignal (a) zu groß wird, daß der erste Steuertransistor 751 leitfähig wird, nimmt die Impedanz der Dioden 756, 757, 758 und 759 ab, und damit wird auch die Spannung zwischen den Basiselektroden der beiden Transistoren 712 und 714 des Differenzverstärkers 71 klein. Deshalb werden die Signale (b) und (c) klein, und dadurch wird insgesamt der Anstieg des Eingangssignals (a) unterdrückt aufgrund eines negativen Rückkopplungsbetriebes. Somit werden die Signale (b) und (c) so gesteuert daß sie konstant bleiben. Damit wird auch das Signal (d) konstant gehalten. Somit wird verhindert daß ein kontinuierliches Störsignal, das größer ist als das Ansprechniveau der Störimpulsdetektorschaltung 73, der Basiselektrode des Detektortransistors 734 zugeführt wird.

Im folgenden wird die Arbeitsweise beim Detektieren von impulsförmigen Störsignalen beschrieben. Da, wie erwähnt eine derartige Signalsteuerung erfolgt daß eine kontinuierliche Störkomponente, wie z. B. weißes Rauschen, auf konstantes Niveau gesteuert wird, kann eine solche kontinuierliche Störkomponente, die impulsförmige Störsignale enthält und die am Punkt A auftritt so dargestellt werden, wie in F i g. 3 gezeigt. In F i g. 3 stellt das Signal mit dem ungefähren Signalniveau Vbe eine kontinuierliche Störkomponente dar, während impulsförmige Störsignale mit Pl, P2 und P3 bezeichnet sind.

Wenn R 1 und R 2 die Werte der Spannungsteilerwiderstände 732 bzw. 733 sind und V_A das am Punkt A erhaltene Signal ist dann kann die Basisspannung Ve des Detektortransistors 734 durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden:

Rl

Rl+Rl

(4)

Der Detektortransistor 734 wird leitfähig, wenn die Basisspannung V_s größer als die Basisemitterspannung V_BE wird. Wenn Rl = Rl angenommen wird, dann kann die Gleichung (4) wie folgt umgeformt werden:

V„ =-i-

(40

Somit wird der Detektortransistor 734 leitfähig, wenn die Spannung V_A größer als 2 V_Be· wird.

Wenn somit das in Fig. 3 dargestellte Signal am Punkt A anliegt, erhält man an der Ausgangsklemme 702 das in F i g. 4 dargestellte Signal. Durch Gewinnung des in Fig.4 dargestellten Signals ist das Detektieren der impulsförmigen Störsignale abgeschlossen. Der Störimpuls P2 erscheint zwar nicht im Ausgangssignal, jedoch brauchen Störimpulse, die ein mit der kontinuierlichen Störkomponente vergleichbares Niveau haben, nicht detektiert zu werden. Falls jedoch gewünscht wird, chß auch schwache Störimpulse, wie z. B. P2, detektiert werden, kann dies durch Änderung des Spannungsteilerverhältnisses zwischen den Spannungsteilerwiderständen 732 und 733 erreicht werden. Da die Störimpulse eine kleine Impulsbreite haben, ist die Beeinflussung der Eingangsbegrenzerschaltung 75 vernachlässigbar klein.

Wie irn vorstehenden beschrieben, hat die dargestellte Ausführungsform der Detektorschaltung für impulsförmige Störsignale gemäß der Erfindung den Vorteil, daß das Niveau einer kontinuierlichen Störkomponente konstant gehalten werden kann und hierdurch auch das Ansprechniveau für impulsförmige Störsignale konstant gehalten werden kann. Die dargestellte Ausführungsform hat den weiteren Vorteil, daß durch kontinuierliche Störsignale erzeugte Betriebsstörungen mit Sicherheit verhindert werden können, und zwar durch geeignete Einstellung des Ansprechniveaus durch Einstellung des Verhältnisses der Widerstände 732 und 733. Ein weiterer Vorteil liegt darin, daß aufgrund der Möglichkeit, das Eingangssignal so zu steuern, daß das Niveau der kontinuierlichen Störkomponente konstant ist, eine Störimpuls-Detektorschaltung geschaffen werden kann, die eingangs- und ausgangsseitig einen breiten dynamischen Bereich aufweist.

Bei der in Fig. 2 gezeigten Schaltung besteht die Gefahr, daß der erste und zweite Steuertransistor 751 bzw. 752 durch zu große Kollektorströme beschädigt werden. Wenn das Niveau einer kontinuierlichen Störkomponente, wie z. B. weißes Rauschen, das an der Eingangsklemme 701 anliegt, ansteigt aufgrund der Intensitätsabnahme des elektrischen Feldes eines empfangenen Rundfunksignals, dann nimmt entsprechend auch das Ausmaß der Stromleitung des ersten und zweiten Steuertransistors 751 und 752 der Eingangsbegrenzerschaltung 75 zu, so daß darin ein sehr großer Kollektorstrom fließt. Deshalb besteht die Gefahr, daß diese Transistoren durch derart große Kollektorströme beschädigt werden.

Gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung ist deshalb ein Strombegrenzungs-Serienwiderstand der Kollektorelektrode des ersten Steuertransistors 751 vorgeschaltet und in Fig. 2 mit 76 bezeichnet Wenn im Betrieb ein kontinuierliches Störsignai von höherem Niveau an der Eingangsklemme 701 anliegt und der Kollektorstrom I\ des ersten Steuertransistors 751 ansteigt, dann nimmt entsprechend auch der Spannungsabfall an dem Strombegrenzungswiderstand 76 zu und entsprechend nimmt die Kollektorspannung des ersten Steuertransistors 751 ab. Wenn der Kollektorstrom /ι des ersten Steuertransistors 751 einen vorgegebenen Wert erreicht, wird der Transistor 751 gesättigt und ein weiterer Anstieg des Kollektorstroms gestoppt, so daß der erste und zweite Steuertransistor 751 bzw. 752 sowie die Transistoren 753, 754, 755 der Stromspiegelschaltung vor Beschädigungen geschützt werden. Als vereinfachte Schaltung zur Verhinderung von Beschädigungen der Transistoren ist die Ausführungsform nach F i g. 2 ausreichend.

Fig.5 zeigt das Schaltbild einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wie erwähnt, ist der Schutz- oder Begrenzungswiderstand 76 bei der Ausführungsform nach F i g. 2 voll wirksam zur Verhinderung von Beschädigungen der Transistoren im normalen Betrieb. Die Ausführungsform nach F i g. 2 hat jedoch den Nachteil, daß im Fall einer Abnahme der Versorgungsspannung 4- Vcc der erste Steuertransistor 751 gesättigt wird, während der Kollektorstrom /ι des Transistors 751 noch klein ist. Hierdurch ergibt sich ein ίο enger Steuerbereich. Umgekehrt tritt im Fall einer Zunahme der Versorgungsspannung + Vcc die Situation auf, daß der erste Steuertransistor 751 nicht gesättigt wird, auch wenn sein Kollektorstrom bereits sehr groß ist, so daß die Gefahr einer Beschädigung des ersten Steuertransistors 751 besteht.

Bei der Schaltung nach F i g. 5 wird eine Schutzschaltung 77 verwendet, welche ihre Wirksamkeit auch bei Schwankungen der Versorgungsspannung -I- Vcc beibehält. Die Schutzschaltung 77 umfaßt einen dritten Stromspiegeltransistor 771, der in gleicher Weise wie die die Stromspiegelschaltung bildenden Transistoren 753 und 754 arbeitet, sowie einen Strombegrenzungstransistor 772, der durch den Kollektorstrom des dritten Stromspiegeltransistors 771 und damit durch die Spannung am Vorspannungswiderstand 773 steuerbar ist.

Wenn das an die Eingangsklemme 701 angelegte Eingangssignal ansteigt und damit der Kollektorstrom des ersten Steuertransistors 751 ansteigt, dann fließt ein diesem Kollektorstrom gleicher Strom durch den zweiten Steuertransistor 752 und den dritten Stromspiegeltransistor 771. Entsprechend dem Kollektorstrom des dritten Stromspiegeltransistors 771 wird eine Spannung am Widerstand 773 erzeugt. Wenn die Größe dieses Widerstandes 773 geeignet gewählt ist, wird der Stromsteuertransistor 772 leitfähig, wenn ein vorgegebener Kollektorstrom in den dritten Stromspiegeltransistor 771, und damit auch ein vorgegebener Kollektorstrom in den ersten Steuertransistor 751 fließt. Hierdurch werden die Basisströme des ersten und zweiten Steuertransistors 751 und 752 im Nebenschluß abgeleitet. Hierdurch werden die Kollektorströme des ersten und zweiten Steuertransistors 751 und 752 begrenzt, wodurch beide Transistoren 751 und 752 vor Beschädigungen geschützt werden. Die in F i g. 5 gezeigte Schutzschaltung 77 erfüllt ihren Hauptzweck, Beschädigungen der Transistoren zu verhindern, unabhängig von Schwankungen der Versorgungsspannung, da ihre Wirkungsweise vollständig von dem Kollektorstrom des dritten Stromspiegeltransistors 771 abhängt. F i g. 6 zeigt das Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung. Diese Äusführungsform ist gekennzeichnet durch eine Schutzschaltung 78 zum Schutz der Schaltungselemente durch entsprechende Steuerung des Konstantstromtransistors 717, wenn der durch den Transistor 751 der Amplitudenbegrenzerschaltung 75 fließende Strom zu groß wird, wodurch der durch das Transistorpaar 712 und 714 des Differenzverstärkers fließende Strom abnimmt Die Schutzschaltung 78 ist ähnlich der Schutzschaltung 77 bei der Ausführungsform nach F i g. 5, wobei der Unterschied darin besteht, daß die Kollektorelektrode des Transistors 782 mit der Basiselektrode des Konstantstromtransistors 717, also nicht mit den Basiselektroden der Transistoren 751 und 752 verbunden ist.

Bei Betrieb dieser Schaltung wird an der Kollektorelektrode des dritten Stromspiegeltransistors 781 der Schutzschaltung 78 ein Strom erhalten, der gleich dem

Kollektorstrom h des anderen Transistors 772 der Stromspiegelschaltung ist Wenn dieser Kollektorstrom des dritten Stromspiegeltransistors 751 die Größe U und der Widerstand 783 den Widerstandswert R hat, dann wird der Transistor 782 leitend, wenn die folgende Formel erfüllt ist

V_BE

(5)

'vobei Vbe die Basis-Emitterspannung des Strombegrenzertransistors 782 ist Die Koliektorelektrode des Transistors 782 ist mit der Basiselektrode des Konstantstromtransistors 717 verbunden. Wenn der Transistor 782 leitfähig wird, nimmt die Basisspannung und damit der Basisstrom des Konstantstromtransistors 717 ab, und der Kollektorstrom /5 des Transistors 717 veningert sich entsprechend. Hierdurch nimmt der Verstärkungsfaktor des Differenzverstärkers 71 ab und ein weiteres Ansteigen des Kollektorstroms l\ des ersten Steuertransistors 751 wird gestoppt

Bei der Schutzschaltung 78 der Ausführungsform nach F i g. 6 wird somit der Transistor 782 von den durch die Formel (5) bestimmbaren Kollektorstrom A des dritten Transistors 781 getrieben, wodurch der Verstärkungsfaktor des Differenzverstärkers 71 gesteuert wird. Dies hat zur Folge, daß die Kollektorströme /1 und h des ersten und zweiten Steuertransistors 751 und 752 einen vorgegebenen Wert nicht überschreiten und hierdurch diese Transistoren 751 und 752 vor Beschädigungen geschützt werden.

Zusammengefaßt erfolgt die Verstärkungssteuerung derart, daß bei kleinem Eingangssignal überhaupt keine Verstärkungssteuerung erfolgt und daß bei Zunahme des Eingangssignals die Amplitude des Eingangssignals begrenzt wird und bei weiterer Zunahme des Eingangssignals die Eingangssignalbegrenzung beendet und statt dessen der Verstärkungsfaktor des Differenzverstärkers 71 direkt gesteuert wird. Die Schutzschaltung 78 ergibt verschiedene Vorteile, wie z. B. eine Verhinderung von Beschädigungen der Steuertransistoren, eine Verbreiterung des Bereiches der Verstärkungssteuerung und eine Begrenzung des Stromes der Spannungsversorgung.

F i g. 7 zeigt das Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung. Diese weist eine Schutzschaltung 78 auf, die ähnlich der Ausführungsform nach «5 Fig.6 ist. Die Schutzschaltung 78 nach Fig.7 umfaßt einen Transistor 781, dessen Kollektorelektrode direkt mit der Emitterelektrode des Konstantstromtransistors 717 verbunden ist. Wenn im Betrieb das Eingangssignal zunimmt und der Kollektorstrom /1 durch den ersten Steuertransistor 751 fließt, dann fließt ein Strom /2 von gleicher Größe durch den zweiten Steuertransistor 752, wodurch die Amplitude des Eingangssignals begrenzt wird. Gleichzeitig fließt ein Kollektorstrom U von gleicher Größe wie der Kollektorstrom /1 des ersten Steuertransistors 751 durch den Transistor 781, wodurch der Kollektorstrom /5 des Konstantstromtransistors 717 um den Wert des Kollektorstroms U abnimmt. Dies hat das Ergebnis, daß der Verstärkungsfaktor des Differenzverstärkers 71 direkt gesteuert wird Hierdurch werden Verstärkungssteuervorgänge verschiedener Art gleichzeitig durchgeführt mit dem vorteilhaften Ergebnis, daß die Steuerempfindlichkeit verbessert wird Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß Stromschwankungen der Spannungsversorgung auf ein Minimum begrenzt werden. Wenn ein schwaches Eingangssignal empfanger wird, sind der erste und zweite Steuertransistor 751 und 752 nicht leitend so daß nur der Kollektorstrom /5 durch den Konstantstromtransistor 717 fließt Wenn jedoch ein extrem großes Eingangssignal angelegt wird, fließen die Kollektorströme /1 und /2 durch den ersten und zweiten Steuertransistor 751 und 752, und der Kollektorstrom /₄ fließt durch den Transistor 751 der Schutzschaltung 78, während der Kollektorstrom /5 des Konstantstromtransistors 717 annähernd Null wird, so daß nur im allerhöchsten Fall eine Stromzunahme von 2/₀ erfolgt, wenn /₀ der anfängliche Emitterstrom des Konstantstromtransistors 717 ist

Somit wird bei der Ausführungsform nach F i g. 7 der durch den Konstantstromtransistor 717 fließende Strom gesteuert Man erkennt, daß für diesen Zweck die Kollektorelektrode des Transistors 751 auch direkt mit der Kollektorek ktrode des Konstantstromtransistors 717 verbunden sein könnte, wie dies durch die gestrichelte Linie in F i g. 7 angedeutet ist.

Fig.8 zeigt das Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung. Diese weist ebenfalls eine Schutzschaltung 78 auf, die ähnlich den Ausführungsformen nach Fig.6 und 7 ist. Im Vergleich zu der Ausführungsform nach F i g. 6 ist bei der Ausführungsform nach Fig.8 eine Diode 784 vorgesehen, deren Anode mit der Kollektorelektrode des Transistors 781 und deren Kathode mit der Emitterelektrode oder der Kollektorelektrode des Konstantstromtransistors 717 verbunden ist. Wenn bei der Ausführungsform nach F i g. 8 das Eingangssignal ansteigt, so daß der erste und zweite Steuertransistor 751 und 752 leitend werden und dadurch die Amplitude des Eingangssignals begrenzt wird, findet eine Steuerung des Verstärkungsfaktors des Differenzverstärkers 71 erst dann statt, wenn die Diode 784 leitend wird. Wenn das Eingangssignal weiter ansteigt, so daß der Kollektorstrom /4 des Transistors 781 der Schutzschaltung 78 ansteigt und der Spannungsabfall am Widerstand 783 ein vorgegebenes Niveau erreicht, dann wird die Diode 784 leitfähig, wodurch der Verstärkungsfaktor des Differenzverstärkers 71 direkt gesteuert wird, so daß zu diesem Zeitpunkt die Verstärkungssteuerung einsetzt. Beim Einsetzen dieser Verstärkungssteuerung wird ein weiterer Anstieg des Kollektorstroms /1 des ersten Steuertransistors 751 gestoppt. Hierdurch tritt der Schutz vor Beschädigungen ein.

Fig.9 zeigt das Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Verstärkerschaltung zur Verwendung bei der vorliegenden Erfindung. Anstatt wie bei den zuvor beschriebenen Ausführungsformen einen Differenzverstärker zu verwenden, kann die Schaltung auch mil einem Verstärker 7V in der in Fig.9 dargestellter Weise aufgebaut werden.

Hierzu 8 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Einrichtung zum Detektieren von impulsförmigen Störsignalen in einem zusammengesetzten Signal, das die impulsförmigen Störsignale in Überlagerung mit einer kontinuierlichen Störkomponente enthält, mit einer Störimpuls-Detektorschaltung, die das zusammengesetzte Signal empfängt und auf impulsförmige Störsignale anspricht, die einen über dem Niveau der kontinuierlichen Störkomponente liegenden Schwellenwert der Störimpuls-Detektorschaltung überschreiten, und mit einer Schaltung zur Erzeugung eines vom Niveau der kontinuierlichen Störkomponente abhängigen Steuersignals, das die Einhaltung einer konstanten Relation zwischen dem Schwellenwert der Störimpuls-Detektorschaltung und dem Niveau der kontinuierlichen Störkomponente steuert, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitude des der Störimpuls-Detektorschaltung (73) zugeführten zusammengesetzten Signals mittels einer vorgeschalteten Gleichrichter- (72) und Verstärkerschaltung (71) sowie einer dieser vorgeschalteten Amplitudenbegrenzungsschaltung (75), die durch Steuersignale aus einer an den Ausgang der Gleichrichterschaltung (72) angeschlossenen Detektorschaltung (74) gesteuert wird, derart verändert wird, daß das Niveau der kontinuierlichen Störkomponente in dem der Störimpuls-Detektorschaltung zugeführten zusammengesetzten Signal konstant gehalten wird.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Detektorschaltung (74) zum Erzeugen der Steuersignale einen Detektortransistor (741) und einen Kondensator (744), der in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des Detektortransistors (741) aufgeladen wird, aufweist, so daß die Amplitudenbegrenzungsschaltung (75) in Abhängigkeit vom Aufladungszustand des Kondensators (744) gesteuert wird.

3. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitudenbegrenzungseinrichtung (75) zum Begrenzen der Amplitude des Eingangssignals einen ersten Transistor (751) aufweist, dessen Stromdurchgang in Abhängigkeit vom Niveau der kontinuierlichen Störkomponente im Ausgangssignal der Verstärkerschaltung (71) gesteuert wird, einen zweiten Transistor (752), dessen Stromweg an die Eingangsschaltung der Verstärkerschaltung (71) angeschlossen ist, und eine den Stromwegen des ersten und zweiten Transistors (751,752) zugeordnete Stromspiegelschaltung (753 — 755) zum Steuern der durch die Stromwege des ersten und zweiten Transistors (751, 752) fließenden Ströme auf gleiche Größe.

4. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1—3, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitudenbegrenzungseinrichtung (75) zum Begrenzen der Amplitude des Eingangssignals eine Strombegrenzungseinrichtung (76; 77; 78) zum Begrenzen des durch den Stromweg des ersten Transistors (751) fließenden Stromes aufweist.

5. Einrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Strombegrenzungseinrichtung (77; 78) derart aufgebaut ist, daß sie nur dann wirksam ist, wenn der durch den Stromweg des ersten Transistors (751) fließende Strom einen vorgegebenen Wert übersteigt.

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55

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6. Einrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Strombegrenzungseini ichtung (76) aus einem in Serie mit dem Stromweg des ersten Transistors (751) geschalteten Strombegrenzungswiderstand besteht

7. Einrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Strombegrenzungseinrichtung (77; 78) einen dritten Transistor (771) aufweist, der derart geschaltet ist daß der durch ihn fließende Strom gleiche Größe wie der Strom durch den ersten Transistor (751) hat und daß der Basisstrom des ersten Transistors (751) in Abhängigkeit von dem durch den dritten Transistor (771; 781) fließenden Strom steuerbar ist

8. Einrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet daß die Steuerung des Basisstroms des ersten Transistors (751) mittels eines Transistors (772) erfolgt

9. Einrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche I bis 8, dadurch gekennzeichnet daß die Verstärkerschaltung (71) als Differenzverstärker ausgebildet ist und daß die Amplitudenbegrenzungsschaltung (75) eine Einrichtung (756—759) zum Verändern der Impedanz zwischen den Basiselektroden der beiden den Differenzverstärker bildenden Transistoren (712,714) aufweist.

10. Einrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Emitterelektroden der beiden Transistoren (712, 714) gemeinsam an eine Konstantstromquelle (717) angeschlossen sind, daß die Basiselektroden der beiden Transistoren mit dem Eingangssignal beaufschlagt werden und daß die Basiselektrode eines der beiden Transistoren (714) wechselstrommäßig mit Masse verbunden ist.

11. Einrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Verändern der Impedanz eine zwischen die Stromspiegelschaltung und den Stromweg des zweiten Transistors geschaltete Diodenschaltung (756—759) aufweist, die aus zwei parallelen Stromwegen mit je zwei oder mehr in Serie geschalteten Dioden besteht, wobei ein Mittelabgriff der Diodenserienschaltung(756,758) in dem einen Stromweg mit der Basiselektrode des einen Transistors (712) und ein Mittelabgriff der Diodenserienschaltung (757, 759) des anderen Stromweges mit der Basiselekfode des anderen Transistors (714) des Differenzverstärkers (71) verbunden ist.

12. Einrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß eine auf einen Anstieg des durch den Stromweg des ersten Transistors (751) der Amplitudenbegrenzungsschaltung (75) fließenden Stroms ansprechende Steuereinrichtung vorgesehen ist zur Herabsetzung des Stroms von der Konstantstromquelle (717) zu den Emitterelektroden der beiden den Differenzverstärker bildenden Transistoren (712,714).

13. Einrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung zum Steuern des Stroms von der Konstantstromquelle (717) derart eingerichtet ist, daß sie wirksam wird, wenn der durch den Stromweg des ersten Transistors (751) fließende Strom einen vorgegebenen Wert übersteigt.

14. Einrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Steuern des Stroms von der Konstantstromquelle (717) einen dritten Transistor (781) aufweist, der derart geschal-

tet ist, daß der durch ihn fließende Strom gleich dem Strom durch den ersten Transistor (751) ist, wobei der Strom von der Konstantstromquelle in Abhängigkeit (717) von dem Strom durch den vierten Transistor (782) gesteuert wird.

15. Einrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die mit den Emitterelektroden der beiden den Differenzverstärker bildenden Transistoren (712, 714) verbundene Konstantstromquelle (717) einen Konstantstromtransistor aufweist.

16. Einrichtung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung zum Steuern des Stroms von der Konstantstromquelle (717) den Bhsisstrom des Konstantstromtransistors in Abhängigkeit von dem durch den dritten Transistor (781) fließenden Strom steuert

17. Einrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung einen Steuertransistor (782) umfaßt

18. Einrichtung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung zum Steuern des Stroms von der Konstantstromquelle (717) derart ausgebildet ist, daß der Emitterstrom des Konstantstromtransistors in Abhängigkeit von dem Strom durch den vierten Transistor gesteuert wird.

19. Einrichtung nach Anspruch 13 oder 18, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine oder mehrere Dioden (784) aufweist, die bewirken, daß die Steuerung des Emitterstroms erst wirksam wird, wenn der durch den ersten Transistor (751) fließende Strom einen vorgegebenen Wert übersteigt

20. Einrichtung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung zum Steuern des Stroms von der Konstantstromquelle (717) derart ausgebildet ist, daß der Kollektorstrom des Konstantstromtransistors in Abhängigkeit vom Strom durch den dritten Transistor (781) gesteuert wird.

21. Einrichtung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine Diode (784) aufweist, die bewirkt, daß die Steuerung des Kollektorstroms erst wirksam wird, wenn der Strom durch den ersten Transistor (751) einen vorgegebenen Wert überschreitet.

22. Einrichtung nach den Ansprüchen 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellenwerte der Störimpuls-Detektorschaltung (73) und der Detektorschaltung (74) unabhängig voneinander wähl-bzw. einstellbar sind.

23. Einrichtung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Störimpuls-Detektorschaltung (73) und die Detektorschaltung (74) je einen Transistor (734, 741) aufweist und die betreffenden Schwellenwerte durch mit dem Transistor verbündene Widerstände (732,733,742,743) eingestellt sind.