DE3631131C2 - - Google Patents
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Classifications
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-
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung
zur Erzeugung von Videosignalen aus den Ausgangssignalen
eines CCD-Ladungsübertragungskanals, wie man ihn in einem
Festkörper-Bildwandler findet, gemäß dem Oberbegriff des
Patentanspruchs 1. Die Abkürzung CCD steht für "Charge
Coupled Device" und ist auch hierzulande gebräuchlich, um
ladungsgekoppelte Bauelemente zu bezeichnen.
Eine Schaltungsanordnung der erwähnten Gattung ist aus der
US-Patentschrift 44 35 730 bekannt. Dort ist im einzelnen
auch ein Weg beschrieben, das sogenannte Flimmerrauschen
(1/f-Rauschen) zu überwinden, dem man begegnet, wenn man
als CCD-Ausgangssignalstufen Elektrometer mit "schwimmenden"
Elementen verwendet, d. h. mit Elementen freischwebenden
oder schwimmenden Potentials. Solche mit schwimmenden
Elementen arbeitende Elektrometer fühlen die Ladung an
einem schwimmenden Element in einem CCD-Ladungsübertragungskanal,
um die Ladung in eine Ausgangsspannung oder
einen Ausgangsstrom umzuwandeln. Das Potential am schwimmenden
Element, bei dem es sich entweder um ein schwimmendes
Gate oder um ein schwimmendes Diffusionsgebiet handeln
kann, muß eine periodische Nachstellung seiner Gleichstromkomponente
erfahren
(Gleichstromhaltung), um einen Referenzwert für
die Spannungen zu liefern, die am Element elektrostatisch
durch ein Ladungspaket induziert werden, welches sich nahe
diesem Element im Ladungsübertragungskanal befindet. Elektrometer
mit schwimmender Diffusion sind gegenüber Elektrometern
mit schwimmendem Gate zu bevorzugen, weil die schwimmende
Diffusion auch als Sourceelektrode des MOS-Transistors
(Transistor mit Metall-Oxid-Halbleiter-Aufbau) dienen
kann, der als Klemmelement bei der Gleichstromhaltung
benutzt wird. Dies vermindert die dem schwimmenden Element
zugeordnete Kapazität und erhöht dadurch die Empfindlichkeit
des Elektrometers, entsprechend dem Coulombschen
Gesetz. Die niedrigfrequenten Komponenten des Antwortsignals
des mit schwimmendem Element arbeitenden Elektrometers
sind in unerwünschter Weise durch das erwähnte Flimmerrauschen
verunreinigt. Gemäß der oben genannten US-Patentschrift
wird dieses Problem durch Verwendung einer
Frequenzweiche beseitigt. Die Frequenzweiche wählt nur
die höherfrequenten Komponenten des Ausgangssignals des
mit schwimmendem Element arbeitenden Elektrometers als
höherfrequenzte Komponenten des Endausgangssignals des Bildwandlers,
während es als die niedrigerfrequenten Komponenten
des Endausgangssignals die niedrigerfrequenten Komponenten
des Rückstelldrainstroms auswählt. Der Rückstelldrainstrom
wird typischerweise unter Verwendung eines
Gegen-Wirkwiderstandsverstärkers gefühlt, der als Eingangsstufe
einen als Verstärker in Sourceschaltung angeordneten
PN-Feldeffekttransistor (Junction-Feldeffekttransistor)
enthält. Die Ausgangsspannung des Gegen-Wirkwiderstandsverstärkers,
die sich als Antwort auf den eingangsseitig
zugeführten Rückstelldrainstrom ergibt, hat allerdings
meist eine schlechtere Hochfrequenzempfindlichkeit als
das mit schwimmendem Element arbeitende Elektrometer.
Andererseits ist aber der niedrigfrequente Teil des Ausgangsspektrums
des Gegen-Wirkwiderstandsverstärkers relativ
wenig durch 1/f-Rauschen verunreinigt.
Zur Überwindung des 1/f-Rauschens sind auch alternative
Methoden bekannt, mit denen sich ein gutes Verhalten hinsichtlich
hoher Frequenzen erzielen läßt. Von diesen Alternativmethoden
ist die sogenannte korrelierte Doppelabfrage
wohl am besten bekannt. Andere Methoden beruhen auf
Synchrondemodulation der Abfrageproben des Ausgangssignals
des CCD-Wandlers mit einer Harmonischen (z. der ersten
Harmonischen) der Abfragefrequenz.
In der US-PS 43 30 753 ist ein Verfahren beschrieben, um
von der Ausgangsstufe eines mit Ladungsübertragung arbeitenden
Bauelementes Informationssignale abzuleiten, die
als "relativ rauschfrei" gelten. Bei dieser Methode wird
das Ausgangssignal einer regelmäßig abgefragten Elektrometerstufe
durch ein Bandpaßfilter gesendet, um AM-2Sb-
Seitenbänder (d. h. die Seitenbänder einer Zweiseitenband-
Amplitudenmodulation) abzutrennen, die eine Harmonische
der Taktfrequenz der Elektrometerstufe flankieren. Die
abgetrennten Seitenbänder werden dann unter Verwendung
eines schaltenden Demodulators, der mit der Harmonischen
dieser Taktfrequenz betrieben wird, synchrondemoduliert.
Durch den schaltenden Demodulator wird das Amplitudenmodulationssignal
in das Basisbandspektrum umgesetzt. Das
Basisbandspektrum der synchrondemodulierten AM-Seitenbänder
wird von den zugehörigen Oberwellenspektren abgetrennt
und als Ausgangssignal des Ladungsübertragungselementes
verwendet, anstelle des Basisbandspektrums des
Bildwandler-Ausgangssignals, das durch die Bandfilterung
vor der Synchrondemodulation unterdrückt wird. Die Methode
nach der letztgenannten US-Patentschrift würde auch
zur Unterdrückung des 1/f-Rauschens in einer mit schwimmendem
Element arbeitenden Elektrometerstufe wirksam sein,
da das 1/f-Rauschen hauptsächlich im Basisband liegt. Im
Vergleich zur korrelierten Doppelabfrage ist es relativ
einfach, das Basisband ganz oder zumindest in Bereichen bis
Frequenzen von einem oder zwei Megahertz zu reduzieren,
wo das 1/f-Rauschen das termische Hintergrundrauschen
übersteigt.
Aus der DE 34 30 744 A1 ist es
bekannt, eine Synchrondemodulation der Ausgangssignalproben
eines CCD-Bildwandlers im Anschluß an eine
Hochpaßfilterung und Differenzierung vorzunehmen. Die
Synchrondemodulation erfolgt durch Abfragen des gefilterten
oder differenzierten Ausgangssignals mittels eines
Schalters, der periodisch mit der Taktfrequenz des Bildwandler-
Ausgangssignals leitend gemacht wird, und durch
Halten der Abfragewerte an einem Haltekondensator. Durch
geeignete Zeitsteuerung von Rückstellimpulsen an dem mit
schwimmendem Element arbeitenden Elektrometer kann, wie
die genannte Patentanmeldung lehrt, das sogenannte Rückstellrauschen
vermindert werden. Dieses Rückstellrauschen
begleitet in einem mit schwimmendem Element arbeitenden
Elektrometer den Rückstellprozeß, bei dem das schwimmende
Element periodisch auf ein festes Potential geklemmt wird,
und rührt daher, daß das auf dem schwimmenden Element zurückbleibende
Potential von einem Rückstellintervall zum
anderen schwankt. Das Rückstellrauschen ist das vorherrschende
Rauschen in den oberen Videofrequenzen der Ausgangssignale
von Ladungsübertragungselementen wie z. B.
CCD-Bildwandlern und ist typischerweise um 8 db stärker
als das Rauschen der MISFET-Elektrometerstufe (Feldeffekttransistor
mit Metall-Isolator-Halbleiter-Aufbau), die
einer schwimmenden Diffusion mit einer Kapazität von
0,07 pf folgt. Bei niedrigeren Videofrequenzen ist das
Flimmer- oder 1/f-Rauschen vorherrschend.
In der US-Patentschrift 45 56 851 ist eine Synchrondemodulation
von Ausgangssignalen eines CCD-Bildwandlers unter
Anwendung einer andersartigen Unterdrückung des Rückstellrauschens
beschrieben. Die Rückstellung des schwimmenden
Elementes erfolgt hier auf ein kanalinternes Potential
anstatt auf das einer Rücksetz-Drainelektrode angelegte
Gleichspannungspotential.
Es hat sich jedoch gezeigt, daß es praktische Probleme
gibt, wenn man zur Unterdrückung des 1/f-Rauschens diejenigen
Komponenten des Ausgangssignals eines CCD-Bildwandlers
synchrondemoduliert, die Seitenbänder der Ausgangstaktfrequenz
sind. Die Synchrondemodulation ist unerwünscht
empfindlich gegenüber kleinsten Schwankungen der relativen
Phasenlage zwischen den Ausgangssignalproben des CCD-Bildwandlers
und dem schaltenden Trägersignal, das beim Prozeß
der Synchrondemodulation benutzt wird. Diese Empfindlichkeit
äußert sich darin, daß in den Videosignalen, die vom
Ausgangssignal des Synchrondemodulators abgeleitet werden,
manchmal ungewollte niedrigfrequente Komponenten erscheinen,
die zu einer Bildabschattung in festem Muster führen.
Die Tendenz zu solchen Störungen ist am größten, wenn der
CCD-Bildwandler bei schwachen Lichtwerten betrieben wird.
Die Ausgangssignalproben des CCD-Bildwandlers können vor
ihrer Filterung und Synchrondemodulation verschiedenen
niedrigfrequenten Komponenten überlagert sein. Keine zur
Unterdrückung von Basisbandfrequenzen benutzte Filterung
kann jedoch die ungewollten niedrigfrequenten Komponenten
im Ausgangssignal des Synchrondemodulators eliminieren,
sofern diese Komponenten nicht auf Basisbandkomponenten
zurückzuführen sind, die durch den Synchrondemodulator
durchgekoppelt werden.
Eine ähnliche niedrigfrequente Abschattung in festem Muster
zeigt sich bei korrelierter Doppelabfrage des CCD-
Bildwandlerausgangssignals, wenn der Bildwandler bei niedrigen
Lichtwerten betrieben wird. Diese Festmuster-Abschattung
scheint ebenfalls eine Funktion der Phasenlage
der Abfrageimpulse zu sein. Im allgemeinen tritt dieser
Typ von Festmuster-Rauschen auf, wenn das CCD-Bildwandlerausgangssignal
vor der Abfrage keiner Tiefpaßfilterung
unterworfen wird. Somit scheinen die Ursachen dieses Festmuster-
Rauschens darin zu liegen, daß sich die Abfrageimpulsfrequenzen
mit dem Taktimpulsrauschen im Ausgangssignal
des CCD-Bildwandlers überlagern, das im Oberwellenspektrum
des Taktsignals für das Ausgangsregister (C-Register)
liegt.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht in der
Schaffung einer Schaltungsanordnung zur Beseitigung des
niederfrequenten Festmuster-Rauschens aus den Ausgangssignalen
eines CCD-Bildwandlers. Ausgehend von einer Schaltungsanordnung
der eingangs erwähnten Gattung wird diese
Aufgabe erfindungsgemäß durch das kennzeichnende Merkmal
des Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen
der Erfindung sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.
Eine Synchrondemodulation derjenigen Komponenten des Ausgangssignals
des CCD-Bildwandlers, die Harmonische der
Ausgangstaktfrequenz sind, geschah bisher zur Unterdrückung
des 1/f-Rauschens. Die korrelierte Doppelabfrage wurde
ebenfalls zur Unterdrückung des 1/f-Rauschens angewandt.
Schließlich geschah auch die in der eingangs erwähnten
US-Patentschrift 44 35 730 beschriebene Zusammenführung
von Bildwandler-Ausgangssignalen, die von dem mit schwimmendem
Element arbeitenden Elektrometer und von der Messung
des Rückstelldrainstroms abgeleitet wurden, zum Zwecke
der Unterdrückung des 1/f-Rauschens. Somit waren bisher
keine Gründe erkennbar, warum man die letzterwähnte Technik
nach der US-Patentschrift 44 35 730 mit einer Synchrondemodulation
(oder mit einer korrelierten Doppelabfrage)
kombinieren sollte, insbesondere wo doch ein solcher
Schritt eine weitere Komplikation bedeuten würde, zusätzlich
zu der Komplikation durch Anwendung der Synchrondemodulation
(oder der korrelierten Doppelabfrage).
Das Fühlen des Rückstelldrainstroms ist frei von ungewollten
niedrigfrequenten Festmuster-Komponenten, die manchmal
im Ausgangssignal des Synchrondemodulators erscheinen
(oder im Ausgangssignal der Einrichtung zur korrelierten
Doppelabfrage). Das ist deswegen so, weil hier keine breitbandige
Abfrage dieses Bildwandler-Ausgangssignals erfolgt.
Die vorliegende Erfindung beruht auf der Erkenntnis, daß
es zur Beseitigung der Probleme niedrigfrequenten Festmuster-
Rauschens vorteilhaft ist, statt der niedrigfrequenten
Komponenten des Ausgangssignals des Synchrondemodulators
(oder des Ausgangssignals der korrelierten Doppelabfrage)
die niedrigfrequenten Komponenten des gefühlten
Rückstelldrainstroms zu nutzen. Da die Synchrondemodulation
und die korrelierte Doppelabfrage Ergebnisse bringen,
die relativ frei von 1/f-Rauschens sind, ebenso wie
das Fühlen des Rückstelldrainstroms, und da die ungewollten
niedrigfrequenten Komponenten nur bis zu KHz-Werten
der Zehner-Größenordnung reichen, kann die Übergangs-
oder Weichenschnittfrequenz (Frequenzschnitt) zwischen
dem von Rückstelldrainstrom abgeleiteten Signal und dem
anderen Ausgangssignal des CCD-Bildwandlers niedriger angesetzt
werden, als es bei dem Verfahren nach der genannten
US-Patentschrift 44 35 730 praktiziert wurde.
Wenn man für das andere Bildwandler-Ausgangssignal, das
im Frequenzschnitt mit dem vom gefühlten Rückstelldrainstrom
abgleiteten Signal benutzt wird, das Ausgangssignal
des Synchrondemodulators oder das Ausgangssignal der
Einrichtung zur korrelierten Doppelabfrage nimmt, anstatt
der Basisbandkomponente des Ausgangssignals des mit
schwimmendem Element arbeitenden Elektrometers, dann ergibt
sich der Vorteil, daß sich das Rückstellrauschen unterdrücken
läßt. Zur Unterdrückung des Rückstellrauschens
kann dann die Synchrondemodulations-Technik angewandt
werden, wie sie z. B. in der oben erwähnten DE 34 30 744 A1
oder in der oben erwähnten US-Patentschrift
45 56 851 beschrieben ist.
Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen
anhand von Zeichnungen näher erläutert.
Fig. 1 ist ein Schaltbild eines CCD-Bildwandlers mit einer
Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Videoausgangssignals
gemäß der Erfindung, wobei diese
Schaltungsanordnung einen Synchrondemodulator enthält;
Fig. 2 ist ein Schaltbild eines an sich bekannten flimmerrauscharmen
Gegen-Wirkwiderstandsverstärkers, der
sich zur Verwendung in der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
zur Erzeugung eines Videoausgangssignals
eignet;
Fig. 3 ist ein Schaltbild eines CCD-Bildwandlers mit einer
Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Videoausgangssignals
gemäß der Erfindung, wobei diese
Schaltungsanordnung mit korrelierter Doppelabfrage
arbeitet.
In der Fig. 1 ist eine erfindungsgemäße Anordnung zur
Nutzsignalgewinnung in Verbindung mit einem Halbleiter-
Bildwandler dargestellt, bei dem es sich z. B. um einen
CCD-Bildwandler 10 des mit Teilbildübertragung arbeitenden
Typs handelt. Der CCD-Bildwandler 10 enthalte gemäß
Konvention ein als "A-Register" bezeichnetes Bildregister
11, ein als "B-Register" bezeichnetes Teilbild-Speicherregister
12 und ein als "C-Register" bezeichnetes Ausgangsregister
13 mit Paralleleingang und Serienausgang.
Aus den zum rechten Ende des C-Registers 13 übertragenen
Ladungspaketen werden mit Hilfe einer Umwandlungsstufe,
die mit einem Element schwimmenden Potentials arbeitet
und Ladung in Spannung umwandelt, Abfragewerte oder Proben
eines Ausgangssignals erzeugt. In der Zeichnung ist
als Beispiel eine Ladungs/Spannungs-Umwandlungsstufe mit
schwimmender Diffusion dargestellt. In einer solchen Umwandlungsstufe
werden Ladungspakte in regelmäßigem Takt
vom Ausgang des C-Registers 13 zur schwimmenden Diffusion
14 geschleust, und dann wird der Betrag der Ladung in jedem
Paket mittels eines Elektrometers festgestellt, das
aus einer Kaskadenschaltung zweier als Sourcefolger angeordneter
Feldeffekttransistoren 15 und 16 mit Metall-
Isolator-Halbleiter-Aufbau besteht (sogenannte MIS-Transistoren
oder MISFETs). Ein weiterer MISFET 17 ist als
Konstantstrom-Sourcelast an den MISFET 15 angeschlossen,
während die Sourcelast des MISFET 16 durch einen außerhalb
des integrierten Schaltungsplättchens liegenden Widerstand
28 gebildet wird, über dem das Ausgangssignal
des CCD-Bildwandlers 10 erscheint. An die Drainelektroden
der MISFETs 15 und 16 wird ein Gleichspannungspotential
OD gelegt, um diese Transistoren als Sourcefolger arbeiten
zu lassen. Die Sourceelektrode des MISFET 16 ist mit
der Ausgangssignalklemme 27 des CCD-Bildwandlers 10 verbunden
und hat somit über den externen Sourcelastwiderstand
28 Verbindung mit Masse.
Die an der Ausgangsklemme 27 des CCD-Bildwandlers 10 gelieferten
Ausgangssignalproben werden an den Eingangsanschluß
eines rauscharmen Spannungsverstärkers 29 gelegt.
Dieser Verstärker 29 liefert von seinem Ausgangsanschluß
Eingangssignalproben an eine Differenzierschaltung 30 und
puffert den Sourcefolger-MISFET 16 gegenüber der Last am
Eingang der Differenzierschaltung 30. Der Verstärker 29
hat vorzugsweise eine ausreichend beschränkte Bandbreite,
um höhere Videofrequenzen etwas zu dämpfen. Infolgedessen
sind bei der anschließenden Differenzierung der Videosignalproben
nach der Zeit, die in der Differenzierschaltung
30 stattfindet, die zu differenzierenden Signalübergänge
weniger steil, so daß zeitlich gedehnte Impulse erzeugt
werden um im differenzierten Signal keine Spitzen übermäßig
hoher Amplitude auftreten, etwa infolge durchgekoppelter
Taktsignale. Das zeitlich differenzierte Videoausgangssignal
der Differenzierschaltung 30 wird auf den
Eingang eines breitbandigen rauscharmen Verstärkers 35
gegeben.
Jedesmal nach der Messung eines Ladungspaketes wird das
an der schwimmenden Diffusion herrschende und auch an der
Gateelektrode des MISFET 15 liegende Potential zurückgestellt,
und zwar durch einen Impuls ϕ r , der einem Rückstellgate
18 angelegt wird. Dieser Impuls ist üblicherweise
etwas schmaler als der an das
letzte taktgesteuerte
Gate (nicht gesondert dargestellt) eines C-Registers
13 gelegt Taktimpuls und kann so gelegt werden, daß er
zwischen die Erscheinungszeiten dieses Taktimpulses fällt.
Das Rückstellgate 18 ist "über" einem Ladungsübertragungskanal
19 angeordnet, der sich durch das C-Register 13 und
darüber hinaus erstreckt, um auch die schwimmende Diffusion
14 und eine End- oder Anschluß-Draindiffusion 20
aufzunehmen. Genauer gesagt liegt das Rückstellgate 18
"über" dem Ladungsübertragungskanal 19 zwischen der
schwimmenden Diffusion 14 und der End-Draindiffusion 20,
und vor ihm befindet sich noch ein Gleichspannungsgate
21, an das ein Gleichspannungspotential RG gelegt wird.
Das Gleichspannungsgate 21 ist vorzugsweise kurz bemessen,
um die Menge der darunter gespeicherten Ladung gering
zu halten, und es hat den Zweck, eine elektrostatische
Kopplung der an das Rückstellgate 18 gelegten ϕ r -
Impulse mit der schwimmenden Diffusion 14 zu verhindern.
In der Fig. 1 ist ferner ein Taktgenerator 25 gezeigt,
der verschiedene Gruppen dreiphasiger Taktsignale an das
A-Register 11, das B-Register 12 und das C-Register 13
legt, wie es für den Betrieb eines mit Teilbildübertragung
arbeitenden CCD-Wandlers üblich ist. Es können stattdessen
aber auch andere bekannte Taktsteuerprinzipien angewendet
werden. Der Taktgenerator 25 erzeugt die oben erwähnten
ϕ r -Impulse für die Beaufschlagung der Gateelektrode
18 der die schwimmende Diffusion enthaltenden Ausgangsstufe.
Der Taktgenerator 25 liefert ferner ϕ s -Impulse
mit einer Wiederholfrequenz, die gleich der Taktfrequenz
des C-Registers 13 während der seriellen Zeilenauslesung
ist; diese ϕ s -Impulse werden über eine Leitung 26
einem Synchrondemodulator (Synchrondetektor) 40 angelegt.
Die ϕ s -Impulse dienen als Trägersignal zur Steuerung der
Zeiten, in denen das vom Ausgangsanschluß des breitbandigen
rauscharmen Verstärkers 35 an den Synchrondetektor
40 gelieferte Signal beim Prozeß der Synchrondemodulation
abgefragt wird. Der Verstärker 35 bringt eine Spannungsverstärkung,
die den Signalpegel so weit anhebt, das sein
begleitendes Rauschen stärker ist als das durch die nachfolgende
Synchrondemodulation eingeführte Rauschen; bei
sorgfältiger Konstruktion ist das dem Verstärker 35 zuzuschreibende
Rauschen vernachlässigbar gegenüber dem innerhalb
des CCD-Bildwandlers 10 erzeugten 1/f-Rauschen.
Die differenzierende oder niedrige Frequenzen ausfilternde
Schaltung 30 ist in der Fig. 1 als einfaches RC-Hochpaßfilter
dargestellt, das aus einem Längskondensator 31
und einem Querwiderstand 32 besteht. Die RC-Zeitkonstante
τ ist so gewählt, daß im Ausgangssignal der Differenzierschaltung
30, das auf den Synchrondetektor 40 gegeben
wird, mindestens derjenige Teil des Basisbandes des Frequenzspektrums
der Ausgangssignalproben des CCD-Bildwandlers
10 unterdrückt wird, der von einem Flimmer- oder 1/f-
Rauschanteil einer Stärke begleitet ist, die wesentlich
im Vergleich zum termischen Hintergrundrauschen ist. Die
Zeitkonstante τ ist der Kehrwert einer in Radianten pro
Sekunde ausgedrückten Eckfrequenz f c , bei welcher das
Filter 30 eine Amplitudendämpfung von 3 db bringt. Die
Frequenz f c kann angesehen werden als Demarkationsfrequenz
zwischen Unterdrückung und Nicht-Unterdrückung von
Frequenzen, die im Eingangssignal der Differenzierschaltung
30 vorhanden, hingegen im Ausgangssignal dieser
Schaltung nur selektiv vorhanden sind.
In einer praktischen Ausführungsform einer erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung zur Nutzsignalgewinnung mit
einer Taktfrequenz von 7,5 MHz für das C-Register 13
wurde für den Kondensator 31 ein Kapazitätswert von 430
Picofarad und für den Widerstand 32 ein Wert von 75 Ohm
benutzt. Das RC-Hochpaßfilter hat dann eine Zeitkonstante
τ von 35 Nanosekunden, woraus sich eine Eckfrequenz
von 5 MHz ergibt, so daß sich die oberen Frequenzen des
Basisbandspektrums der Ausgangssignalproben des CCD-Bildwandlers
10 derart mit dem demodulierten ersten Oberwellenspektrum
im Ausgangssignal des Synchrondetektors
40 derart kombinieren, daß sich eine Hochfrequenzanhebung
(Versteilerung) des Videosignals ergibt. (Die Restanteile
des Basisbandsignals und das demodulierte Signal
des ersten Oberwellenspektrums sind korreliert und addieren
sich algebraisch, während die Rauschkomponenten aus
den betreffenden Bändern unkorreliert sind und sich vektoriell
addieren. Somit ergibt sich bei dieser Art der
Videosignal-Versteilerung gleichzeitig der Vorteil verbesserten
Rauschabstandes.)
Die Verwendung eines Synchrondetektors 40 zur Gewinnung
eines Videosignals aus Ausgangssignalproben des Bildwandlers
10, die mittels eines Elektrometers mit schwimmender
Diffusion erhalten wurden, führt zu einem Videosignal,
das in seinen höheren Videofrequenzen weniger rauschbehaftet
ist als ein Videosignal, das man aus denjenigen Ausgangssignalproben
des Bildwandlers 10 gewinnen kann, die
sich vom End-Drainanschluß 22 des Ausgangsregisters 13
entnehmen lassen. Für eine Synchrondemodulation gemäß
der Erfindung kann man auch schaltende Demodulatoren
mit nachfolgender Tiefpaßfilterung verwenden. Solche
Synchrondetektoren führen jedoch eine Mittelwert-Demodulation
durch, bei welcher das wiedergewonnene Basisband
von starken Oberwellenspektren begleitet ist. Es ist
vorzuziehen, eine Synchrondemodulation mit Abfrage- und
Haltetechnik anzuwenden, um die Stärke der aus dem Demodulationsvorgang
hervorgehenden restlichen Oberwellenspektren
relativ gegenüber dem wiedergewonnenen Basisbandspektrum
zu reduzieren.
Die Fig. 1 zeigt eine einfache Abfrage- und Halteschaltung
40, bestehend aus dem selektiv leitend gemachten Kanal
eines MISFET 41, mit dem die Abfrage durchgeführt wird,
und einem Kondensator 42, der die jeweils abgefragten
Werte hält. Das Gate des MISFET 41 empfängt auf der
Leitung 26 die ϕ s -Impulse, die mit einer Folgefrequenz
gleich der Taktfrequenz des C-Registers geliefert werden,
und der Kanal des MISFET wird als Antwort auf diese
ϕ s -Impulse selektiv leitend gemacht. Der MISFET 41 arbeitet
dann als Torschaltung eines Typs, bei welchem keine
nennenswerte Durchkopplung der Steuersignale (d s -Impulse
von der Leitung 26) in den selektiv leitenden Kanal
erfolgt. Der Ausgangskreis eines Synchrondetektors
dieser Art ist nicht symmetrisch gegenüber Eingangssignalen,
die dem selektiv leitenden Kanal zugeführt werden.
Das an den Eingang dieses Synchrondetektors gelegte Basisbandspektrum
erscheint an seinem Ausgang und zwar mit
der oben erwähnten Anhebung hoher Videofrequenzen (Videoversteilerung).
Das demodulierte Ausgangssignal von der Abfrage- und Halteschaltung
40 ist anders als ein direkt von einem schaltenden
Demodulator genommenes Signal ein nutzbares Videosignal,
das über die durch den Videoverstärker bewirkte
Frequenzbegrenzung keiner weiteren Filterung mehr bedarf.
Das demodulierte Ausgangssignal wird in dem in Fig. 1
dargestellten Fall einem Pufferverstärker 50 und dann
einem Glättungsfilter 51 zugeführt. Das Filter 51 ist
vorzugsweise ein Tiefpaßfilter,
das Restkomponenten der
Taktfrequenz entfernt, um ein rauscharmes Videosignal zu
liefern, das auch frei von Aliase-Fehlern an Bilddetails
ist. Die vom Glättungsfilter 51 bewirkte Tiefpaßfilterung
hat eine Grenzfrequenz nahe der Nyquist-Frequenz des C-Registers,
so daß es ein vollständiges Videofrequenzspektrum
durchläßt, während es Taktfrequenzreste wegdämpft.
Das Ausgangssignal vom Glättungsfilter 51 wird im Falle
der Fig. 1 dem Eingang eines weiteren Pufferverstärkers
52 zugeführt. Der Pufferverstärker 52 steuert mit niedriger
Ausgangsimpedanz den Hochfrequenz-Eingangskreis einer
Frequenzweiche 55 an.
Die Frequenzweiche 55 weist einen Kondensator 56 auf zum
Anlegen der hochfrequenten Komponenten des Ausgangssignals
des Pufferverstärkers 52 an den Eingangsanschluß
eines weiteren Pufferverstärkers 60, von dem das Videoausgangssignal
endgültig abgenommen wird. Die Frequenzweiche
55 enthält ferner ein ohmsches Element 57, dargestellt
als verstellbarer Widerstand, zum Anlegen der niedrigfrequenten
Komponente des Ausgangssignals eines Pufferverstärkers
53 an den Eingangsanschluß des Pufferverstärkers 60.
Die Eingangsimpedanz des Pufferverstärkers 60 ist hoch,
so daß sie die Schnittfrequenz der Frequenzweiche 55, wie
sie sich durch den Widerstandswert des Elementes 57 und
den Kapazitätswert des Kondensators 56 ergibt, nicht beeinflußt.
Es sei nun die Gewinnung des an den Pufferverstärker 53
gelegten Eingangssignals betrachtet. (Die niedrigfrequente
Komponente des Ausgangssignals des Pufferverstärkers
53, die an den zweiten Eingang der Frequenzweiche 55 gelegt
wird, wird vom Pufferverstärker 60 verstärkt, um die
niedrigfrequente Komponente des vom Pufferverstärker 60
gelieferten Videoausgangssignals zu bilden.) Anstatt das
Gleichspannungspotential RD direkt auf den Anschluß 22
des Bildwandlers 10 und damit auf die End-Draindiffusion
20 zu geben, wird es über die "kurzschließende" Eingangsimpedanz
eines flimmerrauscharmen Strom- oder Gegenwirkwiderstandsverstärkers
61 angelegt. Der Verstärker 61 entwickelt
ein Ausgangssignal als Antwort auf den Strom, der
über den Anschluß 22 fließt, jedesmal wenn ein Ladungspaket
die End-Draindiffusion 20, den Anschluß 22 und die
Eingangsimpedanz des Verstärkers 61 zur RD-Potentialquelle
abgezogen wird. Dieses Antwortsignal wird in einem Glättungsfilter
62 geglättet, um ein kontinuierliches Videosignal
zu bilden. Dieses kontinuierliche Videosignal hat,
wenn überhaupt, nur wenig ungewollte niedrigfrequente
Komponenten und wird auf den Eingang des Pufferverstärkers
53 gegeben. Die Verstärkungsfaktoren der Verstärker 29,
35, 50, 52 und der Verstärker 61 und 53 sind so gewählt,
daß die Amplituden der Eingangssignale der Frequenzweiche
55 bei Frequenzen nahe der Schnittfrequenz einander im
wesentlichen gleich sind, wenn gewünscht wird, daß das
Videoausgangssignal vom Verstärker 60 einen flachen Frequenzgang
über den Schnittbereich hat. Das Glättungsfilter
62 hat vorzugsweise die gleiche Sperrcharakteristik,
so daß die Amplituden der Eingangssignale der Frequenzweiche
55 im Bereich der Schnittfrequenz im wesentlichen
einander gleich sind. Unter Umständen ist noch eine gewisse
Laufzeitkompensation (nicht dargestellt) einzuführen,
so daß das Ausgangssignal des Filters 62 dem Ausgangssignal
des Filters 61 am Überschneidungspunkt um
die gewünschten 90° nacheilt.
Da weder das Videosignal, das vom Synchrondetektor 40 erzeugt
wird, noch das Videosignal, das durch Glättung des
Ausgangssignals des Verstärkers 61 im Filter 62 erhalten
wird, einen merklichen Gehalt an 1/f-Rauschen aufweist,
kann die Schnittfrequenz in der Frequenzweiche 55 niedriger
gewählt werden als bei einer Schaltung nach der oben
erwähnten US-Patentschrift 44 35 730. Eine Schnittfrequenz
vom Fünf- bis Zehnfachen der Zeilenfrequenz genügt, um
die unerwünschten niedrigfrequenten Abschattungskomponenten
unter allen Bedingungen des Bildwandlerbetriebs zu
unterdrücken, und gestattet es, den Verstärker 61 mit
schmaler Bandbreite auszulegen.
Die Fig. 2 ist ein Schaltbild eines flimmerrauscharmen
Gegenwirkwiderstandsverstärkers, wie er in einer Kamera-
Apparatur der RCA Corporation verwendet wird. Dieser Verstärker
wurde mit Erfolg in der Schaltung nach der US-
Patentschrift 44 35 730 benutzt und eignet sich auch für
die vorliegende Erfindung. Der besagte Gegenwirkwiderstandsverstärker
hat eine Bandbreite von 5 MHz.
Die in Fig. 3 dargestellte Anordnung zur Nutzsignalgewinnung
ist ähnlich derjenigen nach Fig. 1, mit Ausnahme
der Einrichtung zur Ableitung des Nutzsignals vom Anschluß
27 des CCD-Bildwandlers 10. Die Differenzierschaltung
30 und der Synchrondetektor 40 sind im Falle der
Fig. 3 durch eine Einrichtung 70 zur korrelierten Doppelabfrage
ersetzt. Dieser korreliert arbeitende "Doppelabfrageschalter"
70 enthält eine Abfrage- und Halteschaltung,
in welcher ein MISFET 71 als Abfrageschalter und
ein Haltekondensator 72 verwendet werden. Der Doppelabfrageschalter
70 enthält ferner eine Schaltung zur Wiederherstellung
der Gleichstromkomponente, die einen
gleichstromblockierenden Kondensator 73 und einen MISFET
74 als getastete Klemmschaltung hinter dem Pufferverstärker
29 enthält. Zwischen der Schaltung zur Wiederherstellung
der Gleichstromkomponente und der Abfrage- und Halteschaltung
ist ein Pufferverstärker 75 eingefügt.
Der Taktgenerator 25 liefert nach jedem ϕ r -
Rückstellimpuls, jedoch vor erneutem Einlassen von Ladung in die
schwimmende Diffusion 14, einen Impuls d PC an die Gateelektrode
des MISFET 74, um dessen Kanal leitend zu machen
und dadurch den Eingang des Pufferverstärkers 75 auf Signalmasse
zu klemmen. Dies bewirkt eine Wiederherstellung
des Gleichstromwertes (Gleichstrom- oder Schwarzwerthaltung)
abhängig vom Pegel des Rückstellrauschens, indem
die Ladung am gleichstromblockierenden Kondensator 73 so
eingestellt wird, daß sie am Kondensator eine Spannung
aufrechterhält, welche das Rückstellrauschen kompensiert,
das im Signal enthalten ist, mit welchem der nächste Ladungseinlaß
in die schwimmende Diffusion 14 beantwortet
wird. Nach dem d PC -Impuls, wenn der MISFET 74 die Klemmung
nicht mehr hält, taktet das C-Register 13 ein Ladungspaket
zur schwimmenden Diffusion 14. Das Elektrometer-
Antwortsignal auf dieses Ladungspaket, nachdem die
Ladungsübertragung zur schwimmenden Diffusion 14 beendet
ist, wird als Spannung im Verstärker 29 verstärkt, über
den Kondensator 73 gekoppelt und dann im Pufferverstärker
75 verstärkt, um anschließend für den Haltekondensator 72
abgefragt zu werden. Die Abfrage erfolgt durch Leitendmachung
des MISFET 71 mittels eines Impulses d SH , der vom
Taktgenerator 25 an die Gateelektrode dieses MISFET gelegt
wird. Der Abfrage- und Haltebetrieb stellt die Antwort
auf das Ladungspaket, ferner eventuelles restliches
Rückstellrauschen und das im Verstärker 52 erzeugte 1/f-
Rauschen auf gleiches Tastverhältnis, um den Rauschabstand
hinsichtlich des 1/f-Rauschens (und auch hinsichtlich
jedes restlichen Rückstellrauschens) zu verbessern.
Der korrelierte Doppelabfrageschalter 70 führt niedrigfrequente
Komponenten ein, die eine Festmuster-Abschattung
bewirken können. Diese Komponenten werden gemeinsam mit
anderen niedrigfrequenten Komponenten in der Frequenzweiche
55 unterdrückt. Der restliche hochfrequente Gehalt
des Ausgangssignals des korrelierten Doppelabfrageschalters
70 wird in der Frequenzweiche 55 angehoben, und zwar
durch die niedrigfrequente Antwort auf den über den Rückstelldrain-
Anschluß 22 fließenden Strom, analog zur Arbeitsweise
der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform
der Erfindung.
Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 oder nach Fig. 3
kann, wenn der Verstärker 61 ein Gegenwirkwiderstandsverstärker
mit geeignet niedriger Ausgangsimpedanz ist,
modifiziert werden, um der Frequenzweiche 55 Eingangssignale
vom Pufferverstärker 50 und vom Verstärker 61
zuzuführen
statt von den Ausgängen der Pufferverstärker
52 und 53. Die Pufferverstärker 52 und 53 können dann
weggelassen werden. Ebenso die Glättungsfilter 51 und
62, statt derer ein Signalglättungsfilter in Kaskade mit
dem Pufferverstärker 60 hinter der Frequenzweiche 55 verwendet
werden kann. Aufgrund der vorstehenden Beschreibung
kann ein Durchschnittsfachmann ohne weiteres auch
eine Reihe anderer Varianten der bevorzugten Ausführungsform
vorsehen, die nach den Prinzipien der Erfindung arbeiten.
Auch solche Varianten seien von den Patentansprüchen
umfaßt.
Claims (3)
1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Videoausgangssignals
aufgrund eines ersten und eines zweiten elektrischen Ausgangssignals
aus einem Festkörper-Bildwandler, der einen
ausgangsseitigen, mit einer vorgeschriebenen Taktfrequenz
taktgesteuerten CCD-Ladungsübertragungskanal aufweist, an
dem sich ein Elektrometer mit einem Element schwimmenden
Potentials zum Fühlen von Ladung an einem Punkt im Ladungsübertragungskanal
befindet, um das erste elektrische Ausgangssignal
an einem ersten Ausgang zu liefern, und der an
seinem Ende eine End-Drainzone aufweist, um das zweite Ausgangssignal
an einem zweiten Ausgang zu liefern,
mit einer Einrichtung zur Ableitung des hochfrequenten Teils des Videoausgangssignals am ersten Ausgang
und mit einer Einrichtung zur Ableitung des niedrigfrequenten Teils des Videoausgangssignals am zweiten Ausgang
sowie mit einer Einrichtung zum Kombinieren des niedrigfrequenten und des hochfrequenten Teils des Videoausgangssignals zu einem Signal mit durchgehendem Frequenzspektrum, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Ableitung des hochfrequenten Teils des Videoausgangssignals eine mit dem ersten Ausgang (27) gekoppelte Abfrageeinrichtung (40; 70) enthält, die den die Videoinformation enthaltenden Teil des ersten Ausgangssignals einer breitbandigen Mehrfach-Abfrage unterwirft, welche mit einer Erzeugung unerwünschter niedrigfrequenter Abschattungen in festem Muster verbunden ist.
mit einer Einrichtung zur Ableitung des hochfrequenten Teils des Videoausgangssignals am ersten Ausgang
und mit einer Einrichtung zur Ableitung des niedrigfrequenten Teils des Videoausgangssignals am zweiten Ausgang
sowie mit einer Einrichtung zum Kombinieren des niedrigfrequenten und des hochfrequenten Teils des Videoausgangssignals zu einem Signal mit durchgehendem Frequenzspektrum, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Ableitung des hochfrequenten Teils des Videoausgangssignals eine mit dem ersten Ausgang (27) gekoppelte Abfrageeinrichtung (40; 70) enthält, die den die Videoinformation enthaltenden Teil des ersten Ausgangssignals einer breitbandigen Mehrfach-Abfrage unterwirft, welche mit einer Erzeugung unerwünschter niedrigfrequenter Abschattungen in festem Muster verbunden ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Einrichtung zur Ableitung des hochfrequenten
Teils des Videoausgangssignals folgendes
enthält:
ein niedrige Frequenzen unterdrückendes Filter (30), das einen Eingangsanschluß zum Empfang des ersten elektrischen Ausgangssignals vom Festkörper-Bildwandler und einen Ausgangsanschluß aufweist;
einen Synchrondemodulator (40), der einen mit dem Ausgangsanschluß des niedrige Frequenzen unterdrückenden Filters verbundenen Eingangsanschluß und einen Ausgangsanschluß hat und die breitbandige Abfrage mit einer Frequenz durchführt, die eine Harmonische der vorgeschriebenen Taktfrequenz ist;
ein Filter (56), das den hochfrequenten Teil des am Ausgangsanschluß des Synchrondemodulators erscheinenden Signals abtrennt, um ihn an die kombinierende Einrichtung (55) zu legen.
ein niedrige Frequenzen unterdrückendes Filter (30), das einen Eingangsanschluß zum Empfang des ersten elektrischen Ausgangssignals vom Festkörper-Bildwandler und einen Ausgangsanschluß aufweist;
einen Synchrondemodulator (40), der einen mit dem Ausgangsanschluß des niedrige Frequenzen unterdrückenden Filters verbundenen Eingangsanschluß und einen Ausgangsanschluß hat und die breitbandige Abfrage mit einer Frequenz durchführt, die eine Harmonische der vorgeschriebenen Taktfrequenz ist;
ein Filter (56), das den hochfrequenten Teil des am Ausgangsanschluß des Synchrondemodulators erscheinenden Signals abtrennt, um ihn an die kombinierende Einrichtung (55) zu legen.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Einrichtung zur Ableitung des hochfrequenten
Teils des Videoausgangssignals folgendes
enthält:
eine mit korrelierter Doppelabfrage arbeitende Einrichtung (70) zur breitbandigen Abfrage des ersten elektrischen Ausgangssignals aus dem Festkörper-Bildwandler (10);
ein Filter (56), das den hochfrequenten Teil des in korrelierter Weise doppelt abgefragten ersten elektrischen Ausgangssignals abtrennt, um ihn an die kombinierende Einrichtung (55) zu legen.
eine mit korrelierter Doppelabfrage arbeitende Einrichtung (70) zur breitbandigen Abfrage des ersten elektrischen Ausgangssignals aus dem Festkörper-Bildwandler (10);
ein Filter (56), das den hochfrequenten Teil des in korrelierter Weise doppelt abgefragten ersten elektrischen Ausgangssignals abtrennt, um ihn an die kombinierende Einrichtung (55) zu legen.
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DE3631131C2 true DE3631131C2 (de) | 1989-03-02 |
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