DE965854C

DE965854C - Detektor fuer frequenz- oder phasenmodulierte Spannungen

Info

Publication number: DE965854C
Application number: DER1753A
Authority: DE
Inventors: Stuart W Seeley
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1945-06-14
Filing date: 1950-05-16
Publication date: 1957-06-27
Also published as: ES172599A1; GB602846A; CH278146A; NL70931C; FR927665A; BE475237A; US2497840A

Description

(WiGBl. S. 175)

AUSGEGEBEN AM 27. JUNI 1957

R 1753 Villa/2ial·

ist als Erfinder genannt worden

Die Erfindung bezieht sich auf Detektoren für winkelmodulierte Trägerwellen, die gegen Amplitudenschwankungen unempfindlich sind, und insbesondere auf neue Einrichtungen zur Gewinnung der Modulation aus einer frequenzmodulierten oder einer phasenmodulierten Trägerwelle, bei welcher der Demodulationsvorgang von einer etwaigen gleichzeitig vorhandenen Amplitudenmodulation unbeeinflußt bleibt.

Es sind bisher verschiedene Verfahren vorgeschlagen worden, um winkelmodulierte Trägerwellen zu demodulieren, ohne daß unerwünschte Amplitudenschwankungen diesen Demodulationsvorgang beeinflussen. Unter dem Ausdruck »Winkelmodulation« wird entweder eine Frequenz- oder eine Phasenmodulation oder eine Mischform dieser beiden Modulationsarten verstanden. Bei der Erzeugung, der Übertragung und dem Empfang von winkelmodulierten Trägerwellen können solche unerwünschten Amplitudenmodulationen entweder vom Sender selbst herrühren oder durch Störimpulse hervorgerufen werden oder schließlich auch auf einen nicht gleichförmigen Verstärkungsgrad in der Selektionseinrichtung des Empfängers zurückzuführen sein. Die bisherigen Detektoren, die gegen solche unerwünschte Amplitudenmodulation unempfindlich waren, waren entweder verhältnismäßig unwirtschaftlich im Vergleich zu den Kosten einer besonderen Amplitudenbegrenzungsstufe vor dem Detektor, oder die Unempfindlichkeit gegen störende Amplitudenmodulation war praktisch nicht ausreichend.

Die Erfindung hat daher in erster Linie den Zweck, einen vereinfachten Detektor für winkelmodulierte

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Wellen zu schaffen, der in hohem Grade gegen eine unerwünschte Amplitudenmodulation unempfindlich ist und ein Minimum an besonderen Schaltelementen gegenüber den bekannten Detektoren enthält. Es ist bekannt, daß die meisten symmetrischen Diskriminatoren für Frequenzmodulation gegen Amplitudenschwankungen bei der Mittelfrequenz ihrer Kennlinie abgeglichen sind. Wenn jedoch die Mittelfrequenz der empfangenen Frequenzmodulation sich ίο gegenüber dem ersterwähnten mittleren Frequenzwert verschiebt,sokönnenstörendeAmplitudenmodulationen entweder eine Verzerrung oder Störspannungen oder beides hervorrufen.

Weiterhin besteht ein wichtiger Gesichtspunkt bei der Erfindung in der Schaffung eines Detektors für Winkelmodulation, der gegen derartige auf Amplitudenmodulation zurückzuführende Störspannungen oder Verzerrungen abgeglichen ist, und zwar unabhängig davon, ob die empfangene Trägerwelle (oder sogar die Amplitudenmodulationskomponente) auf der Mitte der Detektorcharakteristik liegt. Ein anderer wichtiger Vorteil eines symmetrischen Frequenzmödulationsdetektors nach der Erfindung besteht darin, daß das während des Abstimmvorganges zwischen den einzelnen Sendern auftretende Rauschen erheblich verkleinert ist.

Die Erfindung betrifft einen Detektor für frequenz- oder phasenmodulierte Spannungen unter Verwendung eines Diskriminators zur Erzeugung zweier Signalspannungen aus der Empfangsspannung, deren relative Größen von der Frequenzmodulation der Empfangsspannung abhängen, und unter Verwendung zweier Gleichrichter mit je wenigstens einer Anode und einer Kathode, zweier diese Gleichrichter verbindenden Stromzweige, von denen der eine die Anode des einen Gleichrichters mit der Kathode des anderen und der zweite die Kathode des ersterwähnten Gleichrichters mit der Anode des zweiterwähnten verbindet, wobei die eine dieser Verbindungsleitungen den Sekundärkreis des Diskriminators enthält und die eine Signalspannung dem einen Gleichrichter sowie gleichzeitig die andere Signalspannung dem zweiten Gleichrichter zuführt, wobei ferner diese die Gleichrichter verbindenden Stromzweige in Reihe mit den beiden Gleichrichtern einen geschlossenen Stromweg für Gleichstrom bilden, und der andere dieser Verbindungsstromzweige einen Widerstand enthält, der einen Teil des geschlossenen Gleichstromkreises bildet.

Erfindungsgemäß wird diesem Widerstand ein Kondensator von einem für Modulationsfrequenzen geringen Widerstand parallel geschaltet, und das so gebildete Widerstands-Kondensator-Netzwerk erhält eine solche Zeitkonstante, daß sich am Kondensator eine von der Höhe der modulationsfrequenten Spannung praktisch unbeeinflußte Gleichspannung ausbildet.

Bei einer weiteren Ausbildungsform der Erfindung wird ein Schwellenwert gebildet, unterhalb dessen keine Detektorwirkung auftreten kann. Dazu wird die Gleichspannung an den in Reihe geschalteten Belastungswiderständen der beiden Gleichrichter in bestimmter Weise festgehalten, so daß sie mit der Modulation nicht wesentlich schwanken kann.

Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht in einem Frequenzmodulationsdetektor, der die erwähnten Eigenschaften und außerdem eine verzerrende Wirkung besitzt, die auf ein geeignetes Zeitkonstantennetzwerk ■ zurückzuführen ist, welches durch die Diskriminatorkondensatoren und die B elastungswiderstände gebildet wird.

Ein Frequenzmodulationsdetektor nach der Erfindung, der gegen Amplitudenmodulation so gut wie unempfindlich ist, kann auf Frequenzmodulationsempfänger geringen Herstellungspreises mit Vorteil angewendet werden. In der Zeichnung zeigt

Fig. ι eine Ausführungsform der Erfindung, Fig.-2 a und 2 b die Vektorbilder für die Primär- und Sekundärspannungen des Diskriminators,

Fig. 3 eine Abänderung der Fig. 1, in welcher feste Vorspannungen für die Diode verwendet werden,

Fig. 4 eine Schaltung für einen verzögerten selbsttätigen Amplitudenausgleich,

Fig. 5 eine weitere Abbildung der Detektorschaltung und

Fig. 6 Kurven, die den Zusammenhang zwischen den frequenzmodulierten Eingangsamplituden und den Detektor-Ausgangsspannungen angeben.

In Fig. ι ist die Schaltung eines Frequenzmodulationsempfängers nach dem Superhet-Prinzip dargestellt. Die Erfindung kann zwar bei jeder Art von Frequenzmodulationsempfängern angewendet werden, wird aber wegen der weiten Verbreitung der Superhet-Empfanger an einem, solchen erörtert. Wie bereits bemerkt, ist die Erfindung auch nicht auf Frequenzmodulation beschränkt, sondern ebenso gut auf Phasenmodulation anwendbar. Eine Frequenzmodulation wird senderseitig dadurch hervorgerufen, daß die Trägerwelle gegenüber ihrem mittleren Frequenzwert um einen Betrag verschoben wird, der proportional der Modulationsamplitude ist und unabhängig von der Modulationsfrequenz. Eine Phasenmodulation unterscheidet sich hiervon dadurch, daß die Frequenzabweichung mit der Modulationsfrequenz zunimmt. Der allgemeine Ausdruck »Winkelmodulation« soll außerdem modulierte Spannungen umfassen, die vorzugsweise konstante Amplituden haben und bei welchen die Modulation weder reine Frequenzmodulation noch reine Phasenmodulation ist, sondern eine Mischform von beiden.

Im folgenden ist beispielshalber angenommen, daß der Empfänger im Freqüenzmodulationsrundfunkband von 42 bis 50 MHz arbeiten soll und daß jeder Sender gegenüber seiner Normalfrequenz eine maximale Frequenzabweichung bis zu ϊ 75 kHz besitzt. Der Empfänger kann irgendeine Form einer Antenne, beispielsweise einen Dipol, besitzen. Die empfangenen Frequenzmodulationssignale können einem geeigneten Frequenzwandler zugeführt werden, der die mittlere Frequenz vermindert, jedoch die Frequenzabweichung unberührt läßt. Der Frequenzwandler kann von beliebiger Art sein, und es sind ihm vorzugsweise eine oder mehrere selektive Hochfrequenzverstärkerstufen vorgeschaltet. Die Zwischenfrequenz" wird gewöhnlich im Bereich von 2 bis 15 MHz gewählt, beispielsweise zu 5 MHz. Die Stationswahl kann in irgendeiner geeigneten Weise geschehen. Der Frequenzwandler

kann entweder eine bekannte Fünfgitterröhre enthalten oder einen getrennten Oszillator und eine getrennte Mischröhre.

Der Zwischenfrequenzverstärker kann aus einer oder mehreren Röhrenstufen bestehen, die auf die Mittelfrequenz von 5 MHz abgestimmt sind. Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel sind alle Übertragungsglieder zwischen der Antenne und dem Demodulator so bemessen, daß ein Band von wenigstens 150 kHz vollständig übertragen wird. Üblicherweise wird die Bandbreite dieser Übertragungsglieder sogar zu 200 kHz gewählt um einen gewissen Spielraum z. B. wegen etwaiger Frequenzschwankungen des Oszillators zu besitzen. Der Transformator 1, der die letzte Zwischenfrequenzröhre 2 speist, ist in seinem Primär- und Sekundärkreis 3 und 4 auf die Zwischenfrequenz abgestimmt.

Einer der Gründe, weshalb man bisher einen Amplitudenbegrenzer vor dem Diskriminatorteil oder

dem Netzwerk zur Übertragung der Frequenzmodulation benutzte, bestand darin, unerwünschte Amplitudenmodulationen zu vermindern und darin, daß man dann nicht genau auf den Mittelwert der frequenzmodulierten Welle abzustimmen braucht.

Bei der Schaltung nach der Erfindung braucht keine besondere Amplitudenbegrenzungsstufe vor dem Detektor zu liegen, da dieser selbst so gut wie unempfindlich gegen, Amplitudenschwankungen des empfangenen Frequenzmodulationssignals ist. Die Zwischenfrequenzverstärkerröhre 2 hat also eine normale volle Verstärkung, während bei einem Amplitudenbegrenzer das Gegenteil der Fall ist. Die Verstärkerröhre 2 ist mit ihrer Kathode 6 über einen Widerstand 7 und einen parallel dazu liegenden Kondensator zur Erzeugung einer Vorspannung geerdet. Die ungeerdete Seite des Eingangskreises 4 liegt am Steuergitter 8, und die Anode 9 ist an den Resonanzkreis 5 angeschlossen. Die Gleichspannung wird der Anode über die Spule 10 zugeführt, während der Kondensator 11 das untere Spulenende für Zwischenfrequenz erdet. Der Diskriminator enthält die miteinander gekoppelten Primär- und Sekundärkreise 5 und 12. Die Spannungen für die Gleichrichter 13 und 14 können zwar auch durch andere Diskriminatorschaltungen geliefert werden, jedoch wird die Wirkungsweise hier an Hand der in Fig. 1 dargestellten Schaltung erläutert. Der Diskriminator ist im allgemeinen ähnlich der obenerwähnten Form eines symmetrischen Frequenzmodulationsdetektors. Im allgemeinen muß man aus einer winkelmodulierten Trägerwelle zwei Spannungen gewinnen, deren relative Amplituden sich mit der Phasen- oder Frequenzabweichung der Welle gegenüber einem Normalzustand ändern.

In Fig. ι liegt der Spule 10 ein Kondensator 15 parallel, so daß ein Parallelresonanzkreis für die Zwischenfrequenz gebildet wird. Die Sekundärspule 16 ist mit der Spule 10 gekoppelt, wie durch die Klammer 17 angedeutet ist, und parallel zur Spule 16 liegen zwei Kondensatoren 18 und 19 in Reihe. Der sekundäre Resonanzkreis 12 ist praktisch auf die Resonanzfrequenz des primären Kreises 5 abgestimmt. Die Spulen 10 und 16 sollen vorzugsweise verstellbar sein, und zwar beispielsweise mittels verschiebbarer Eisenkerne, wie es in der Zeichnung unterhalb der Spulen angedeutet ist. Das spannungführende Ende der Spule 10 ist mit dem Verbindungspunkt der Kondensatoren 18 und 19 zusammengeschaltet, so daß dieser Punkt auf demselben Wechselpotential liegt wie das obere Ende des Primärkreises 5.

Bei dieser Schaltung wirkt also jeder der Kondensatoren 18 und 19 als Blockkondensator, so daß die Anodenspannung + B von den Gleichrichtern 13 und 14 ferngehalten wird. Die Kondensatoren 18 und 19 bilden einen geringen Scheinwiderstand für die Zwischenfrequenzspannung am Primärkreis, so daß praktisch die ganze Primärspannung an den Gleichrichtern 13 und 14 auftritt. Die Kondensatoren 18 und 19 sind annähernd gleich groß und ihr Reihenschaltungsscheinwiderstand, dem die Leitungskapazität, die Röhrenkapazität und andere Streukapazitäten parallel liegen, stimmen die Spule 16 auf die Zwischenfrequenz ab. Es braucht auch nicht unbedingt eine magnetische Kopplung zwischen den Spulen 10 und 16 vorhanden zu sein. Wenn die Stromkreise durch Vergrößerung der Diodenkapazität auf der einen oder anderen Seite, d. h. dadurch gekoppelt werden, daß das Kapazitätsgleichgewicht gestört wird, entsteht eine kapazitive Kopplung zwischen den beiden Spulen, die von der Größe der Gleichgewichtsstörung abhängt.

Die Gleichrichter 13 und 14 sind als getrennte Dioden dargestellt. Sie können jedoch in einem gemeinsamen Röhrengefäß untergebracht werden. Die Anode 20 der Diode 13 ist mit der oberen Klemme des Kondensators 18 und mit dem oberen Ende der Spule 16 verbunden, während die Kathode 21 der Diode 14 an der unteren Belegung von 19 und am unteren Ende der Spule 16 liegt. Die Kathode 22 der Diode 13 und die Anode 23 der Diode 14 sind über einen Kondensator 24 miteinander verbunden. Die Anode 23 und die untere Belegung von 24 sind für Gleichstrom geerdet. Der Kondensator 24 wird gemäß der Erfindung so gewählt, daß die Kathode 22 sich für die Modulationsfrequenzen, d. h. für Hörfrequenz wie für die Zwischenfrequenz ebenfalls auf Erdpotential befindet.

Der Belastungswiderstand 25 liegt unmittelbar zur Diode 13 parallel und ebenso der Belastungswiderstand 26 zur Diode 14. An jedem dieser Widerstände entstehen also durch die Gleichrichtung Spannungen.

Wie aus Fig. 1 ersichtlich, haben die Dioden 13 und 14 verschiedene Durchlaßrichtungen im Vergleich zu der Schaltung eines gewöhnlichen Frequenzmodulationsdetektors, bei dem symmetrische Dioden verwendet werden. Dies bedeutet, daß die Gleichspannungen an den Widerständen 25 und 26 sich addieren. Wenn die zugeführte Trägerfrequenz symmetrisch ist, entsteht also nicht die Gleichspannung Null, sondern eine positive oder negative Spannung, je nachdem welches Ende der Serienschaltung der Widerstände geerdet ist. Die äußeren Enden der Widerstände sind über den Kondensator 24 miteinander verbunden, so daß nur eine geringe oder gar keine Modulationsspannung zwischen dem kathodenseitigen Ende des Widerstandes 25 und Erde auftreten kann. Die Widerstände 25 und 26 liegen also für Hörfrequenzspannungen parallel an Erde, liegen aber

für Gleichspannungen in Reihe zueinander einseitig an Erde.

Die Detektorschaltung ist in der Ausführungsform nach Fig. ι durch Parallelschaltung des Wider-Standes 27 zum Kondensator 24 vervollständigt. Die Modulationsspannung, in diesem Fall also die gewünschte Hörfrequenzspannung, wird an dem Schleifkontakt 28 des Widerstandes 26 abgenommen. Die Amplitude der Hörfrequenzspannung wird daher durch die Stellung dieses Schleifkontaktes bestimmt und wird am größten, wenn der Kontakt 28 am kathodenseitigen Ende des Widerstandes 26 steht.

Der Punkt 31 hat jedoch ein hohes Zwischenfrequenzpotential, und der Schleifkontakt 28 würde den Primärkreis 5 und den Sekundärkreis 12 verstimmen, wenn er bis zum kathodenseitigen Ende des Widerstandes 26 verschoben werden würde. Deshalb wird man gewöhnlich den Widerstand 26 aus einem festen Teil an der Kathode und aus einem damit in Reihe liegenden Spannungsteiler aufbauen, die zusammen ebenso geschaltet werden wie der Widerstand 26 in Fig. i. Der Punkt 26' auf dem Widerstand 26 veranschaulicht diese Schaltung. Gewünschtenfalls kann auch ein verschiebbarer Kontakt auf dem Widerstand 25 zur Abnahme der Hörspannung dienen.

Der Kondensator 29 ist ein Koppelkondensator für die Hörfrequenz und liegt zwischen dem Schleifkontakt 28 und dem Eingangsgitter der folgenden Hörfrequenzverstärkerröhre. Es können auch mehrere solcher Verstärkerröhren verwendet und die Hörfrequenz z. B. in einem Lautsprecher wiedergegeben werden.

Bevor die Wirkungsweise der Schaltung im einzelnen beschrieben wird, sei noch erläutert, wie der Diskriminator arbeitet, und zwar unter Bezugnahme auf die Fig. 2a und 2b. Es sei zunächst angenommen, daß die frequenzmodulierten Signale, die dem Primärkreis 5 zugeführt werden, gerade die mittlere oder Trägerfrequenz von 5 MHz besitzen mögen. Die Signalenergien, welche über die Kondensatoren 18 und 19 den beiden Dioden zugeführt werden, haben gleiche Polarität. Jedoch sind die Anode 20 und die Kathode 21 mit entgegengesetzten Enden der Spule 16 verbunden. Wegen der Kopplung der abgestimmten Kreise 5 und 12 besteht eine Phasenverschiebung von 90° zwischen der Primärspannung und der Sekundärspannung, wenn die Trägerfrequenz sich gerade auf dem Resonanz- oder Mittelwert befindet.

Daher wird die sekundäre Spannung der Anode 20 und der Kathode 21 mit entgegengesetzter Polarität zugeführt, aber in jedem Fall unter 90° phasenverschoben gegenüber der primären Signalspannung, die über die Kondensatoren 18 und 19 übertragen wird. Daher werden die auf die Anode 20 und die Kathode2i übertragenen Spannungen bei der Trägerfrequenz gleich groß und somit entstehen auch an den Widerständen 25 und 26 gleichgerichtete Spannungen von gleicher Größe. In Fig. 2 a ist die Lage der Vektoren für den Fall, daß der Augenblickswert der Frequenz gleich der Trägerfrequenz ist, dargestellt. Die Primärspannung ist mit E_P bezeichnet und jede Hälfte der Sekundärspannung mit E₃. Die an den beiden Dioden liegenden Spannungen sind gestrichelt dargestellt und mit E' und E" bezeichnet.

Wenn jedoch die frequenzmodulierten Signale eine Frequenz besitzen, die von der.Resonanzfrequenz des Kreises 12 abweicht, findet eine Phasenverschiebung der über den Transformator 10, 16 übertragenen Signalenergie statt, welche größer oder kleiner als 90⁰ ist, und zwar abhängig von dem Vorzeichen und dem Betrag der Frequenzdifferenz zwischen der augenblicklichen Trägerfrequenz und der Resonanzfrequenz der Kreise 5 und 12. In Fig. 2b ist dies dargestellt, Die Sekundärspannung E_s hat eine Phasenverschiebung zur Primärspannung erfahren, und die resultierende Spannung E' ist jetzt größer als die andere resultierende Spannung E". Dies bedeutet, daß den Dioden 13 und 14 verschieden große Spannungen zugeführt werden und daher die Spannungen an den Widerständen 25 und 26 verschieden groß ausfallen.

Es sei nun angenommen, daß der Widerstand 27 von der Schaltung abgetrennt worden sei. Wenn man ferner annimmt, daß jede der Spannungen E' und E" in Fig. 2 a eine Größe von 5 Volt haben, so würden ungefähr 5 Volt Gleichspannung an jedem der Widerstände 25 und 26 auftreten. Der Punkt 30, d. h. das kathodenseitige Ende des Widerstandes 25 würde dann etwa auf +10 Volt gegen Erde liegen, da die Widerstände gleichstrommäßig in Reihe geschaltet sind. Der go Kondensator 24 würde dann auf 10 Volt aufgeladen werden. Wenn sich jetzt die Frequenz verändert, so daß die Fig. 2 b gilt, würden am Widerstand 25 beispielsweise -|- 7 Volt auftreten und am Widerstand 26 nur 3 Volt. Die Differenz zwischen den Resultierenden E' und E" (wenn E' an der Anode 20 liegt) ruft die verschiedene Größe der gleichgerichteten Spannungen hervor.

Die Summe der gleichgerichteten Spannungen beträgt immer noch 10 Volt; das Potential am Punkt 30 und daher die Ladung des Kondensators 24 bleiben auf +10 Volt. Wenn die Frequenz im Stromkreis 5 nach der entgegengesetzten Seite von der Mittelfrequenz abweicht, ergibt sich eine Phasenlage für die Spannung E₃₁ wie sie mit einer gestrichelten Linie in Fig. 2 b angedeutet ist; der Vektor E" ist dann größer als der Vektor E'. Die Spannung am Widerstand 26 wird dann + 7VoIt und die am Widerstand 25 auftretende Spannung -f- 3 Volt. Die Gesamtspannung an beiden Widerständen beträgt aber immer noch +10 Volt. Wenn die zugeführten Signale periodisch oder in Übereinstimmung mit einer gewünschten Frequenzmodulation zwischen diesen beiden Frequenzwerten schwanken würden, so würde auch der Verbindungspunkt 31 der Widerstände 25 und 26 sein Potential zwischen + 3 und +7 Volt ändern. Der Schleifkontakt 28 kann so eingestellt werden, daß jede gewünschte Größe der Modulationsspannung am Widerstand 26 abgenommen wird.

Wenn nunmehr die Signalamplitude am Gitter 8 der Röhre 2 plötzlich ansteigt, so verhindert der Kondensator 24 eine plötzliche Potentialänderung am Punkt 30, so daß die Summe der Vektoren E' und E" erhalten bleibt und keiner von beiden zunehmen kann, da sie das Potential im Punkt 31 in entgegengesetzten Riehtungen ändern würden. Wenn aber die Amplitude der

zugeführten Signale dauernd weiter ansteigt, so wird der Kondensator 24 aufgeladen, und zwar bis auf die skalare Summe der Spitzenwerte der Vektoren E' und E". In diesem Falle würde die unerwünschte Amplitudenzunahme an beiden Widerständen auftreten und würde sich über den Ausgangskreis dem Hörfrequenzverstärker mitteilen.

Bezüglich der Wirkungsweise des Widerstandes 27, der normalerweise niedrig gegenüber den Widerständen 25, 26 ist, gilt folgendes: Es kann gezeigt werden, daß, wenn die Widerstände 25 und 26 normalerweise sehr hoch sind (¹Z₂ bis ι ΜΩ) oder wenn überhaupt keine Widerstände parallel zu den Dioden liegen, wie in Fig. 5, die zwei Dioden eine Dämpfungswirkung auf den Primärkreis ausüben, welche äquivalent ist derjenigen, die ein Widerstand von etwa ein Achtel der Größe des Widerstandes 27 in unmittelbarer Parallelschaltung zum Primärkreis hervorrufen würde. Die Wirkung auf den Sekundärkreis ist aber äquivalent der Parallelschaltung eines Widerstandes von etwa der halben Größe des Widerstandes 27 unmittelbar zur Sekundärwicklung. Die Wirkung einer Zunahme oder Abnahme der Diodenströme auf den Primärkreis kann also wesentlich größer sein als die Wirkung auf den Sekundärkreis. Aus diesem Grunde wird in der vorliegenden Erläuterung von einer kleinen Dämpfung, welche die Dioden auf den Sekundärkreis haben können, abgesehen. Diese Wirkungen können aber auch durch Änderung des i-C-Verhältnisses der Primär- und Sekundärseite beeinflußt werden. Man kann auch beide Kreise gleich stark dämpfen oder hauptsächlich die Sekundärseite dämpfen.

Bekanntlich ist jeder symmetrische Diskriminator gegen Amplitudenänderungen unempfindlich, wenn diese bei der Mittelfrequenz stattfinden. Dies gilt auch für die vorliegende Schaltung. Wenn jedoch die Amplitude der zugeführten Signalenergie plötzlich geändert wird, während der Träger sich auf einer Seite der Mittelfrequenz befindet (oder wenn durch eine Verstimmung der unmodulierte Träger nach einer Seite ausgewandert ist), ist keine Abgleichung mehr vorhanden, und Amplitudenvariationen machen sich dann auch in einem symmetrischen Diskriminator als Hörspannungen bemerkbar.

Bei der Schaltung gemäß der Erfindung führt eine plötzliche Zunahme der Signalenergie zu einer plötzlichen Zunahme des Diodenstromes; jedoch können die Spannungen an den Dioden nur sehr langsam zunehmen, da die Vorspannung der beiden Dioden gegen hörfrequente Schwankungen mittels des Kondensators 24 starr festgehalten wird. Eine sehr kleine Zunahme der zugeführten Signalspannung ruft also bereits einen starken Anstieg im Diodenstrom hervor, was gleichbedeutend ist mit einer erhöhten Dämpfung des Primärkreises 5. Jedoch nehmen die Diodenströme, selbst wenn sie stark anwachsen, direkt proportional zu den Längen E' und£" zu. Da die Summe der Ausgangsspannungen aber durch den Kondensator 24 konstant gehalten wird, führt selbst eine plötzliche Zunahme der zugeführten Signale praktisch keine Änderung des hörfrequenten Potentials im Punkt 31 herbei.

Wenn umgekehrt die zugeführten Signale plötzlich stark abfallen, nehmen die beiden Diodenströme, sofern es sich nicht um den Resonanzfall handelt, sehr deutlich ab. Die Dämpfungswirkung auf dem Primärkreis vermindert sich also, augenblicklich und es tritt praktisch keine Änderung in der Hörfrequenzspannung am Punkte 31 auf. Das gilt auch dann, wenn die Verminderung der Signalspannung einige Zeit anhält.

Die Größe des Widerstandes 27 bestimmt den durchschnittlichen Diodenstrom und somit die durchschnittliche Dämpfungswirkung, und es hängt daher von ihm ab, wie weit die zugeführte Energie absinken kann, bevor die Selbstregelung das Potential im Punkt 31 nicht mehr aufrecht erhalten kann.

Wenn der Widerstand 27 zu klein ist, wird der Scheinwiderstand des ganzen Diskriminators erheblich herabgesetzt und der Verstärkungsgrad der Röhre 2 ist klein, die Ausgangsspannung des Diskriminators somit niedrig. Wenn der Widerstand 27 aber zu groß ist, wird bei einem plötzlichen Abfall der zugeführten Energie eine ungenügende Erholungsfähigkeit zu beobachten sein. Es wurde festgestellt, daß ein geeigneter Wert für den Widerstand 27 derjenige ist, bei welchem eine Abnahme des Gleichstrompotentials im Punkte 30 bis auf den dritten bis zehnten Teil des ohne den Widerstand 27 auftretenden Potentials eintreten würde, und zwar bei demselben Zwischenfrequenzpotential am Gitter der Röhre 2. Dieser Wert ist aber abhängig von dem normalen ()-Wert und dem Parallel- go resonanzwiderstand der Primärseite sowie zu einem geringeren Grade der Sekundärseite. Praktisch wurde gefunden, daß mit einer ungedämpften auf 100 000 Ohm abgestimmten Primärseite bei der Resonanzfrequenz sich bei einem Wert von 25 000 Ohm für den Widerstand 27 die beschriebene Wirkungsweise ergibt. Die Widerstände 25 und 26 können von der Größenordnung ^x/₂ bis ι Μ Ω sein.

Ein weiterer Vorteil der Schaltung nach Fig. 1 ist der, daß die Diodenlastwiderstände für Hörfrequenzspannungen parallel liegen und daher die Schwierigkeiten bezüglich der Differenz in der Zeitkonstante der beiden Lastwiderstände und der mit ihnen verknüpften Kapazitäten nicht auftreten. So bilden z. B. die sekundären Abstimmkondensatoren 18 und 19 mit den Widerständen 25 und 26 Zeitkonstantenglieder. Die Zeitkonstanten können, wenn gewünscht, 100 Mikrosekunden betragen und daher die höheren Frequenzen des demodulierten Signals abschwächen. Bei der gegenwärtig üblichen Frequenzmodulation für Rundfunkzwecke wird während der Modulation eine besondere Hervorhebung der höheren Modulationsfrequenzen vorgenommen. Dementsprechend erfüllen die Sekundär-Abstimmkondensatoren und die Lastwiderstände eine weitere Aufgabe, nämlich eine Ab-Schwächung der höheren Modulationsfrequenzen.

Wie oben auseinandergesetzt, wird bei einer weiteren Ausbildungsform der Erfindung die Gleichspannung an den in Reihe geschalteten Belastungswiderständen so konstant erzeugt, daß sie sich mit der Modulationsfrequenz nicht ändern kann. Diese Vorspannung kann entweder von einer Batterie geliefert werden oder durch einen Abzweigstrom einer Gleichspannungsquelle, welche ein Teil des Gleichspannungsversorgungsgerätes des Empfängers sein kann. In Fig. 3 ist las eine Abwandlung der Erfindung dargestellt, in welcher

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die Vorspannungserzeugung, welche durch den Kondensator 24 und den Widerstand 27 bewerkstelligt wird, durch eine praktisch feste Spannung ersetzt ist. Der wesentliche Unterschied zwischen der Schaltung nach Fig. 1 und 3 besteht also in der beschriebenen Abänderung. Durch je einen Pfeil ist an den Spulen 10 und 16 angedeutet, daß diese Spulen verstellbar ausgeführt werden können. Bei dieser Schaltung ist der Widerstand 32 zwischen die Kathode 22 der Diode 13 und die geerdete Anode 23 der Diode 14 eingeschaltet. Die Widerstände 32 und 33 gehören außerdem zu dem Spannungsteilerzweig eines gewöhnlichen Spannungsversorgungsgerätes, welches zwischen der Klemme -\-B und Erde eingeschaltet ist. Der Widerstand 32 ist durch einen großen Kondensator 34 überbrückt. Der Spannungsteiler 32, 33 ist so bemessen, daß am Widerstand 32 die Gleichspannung entsteht, welche als praktisch feste Spannung zwischen dem Punkt 30 und Erde liegen soll. Der große Kondensator 34 stabilisiert die Spannung am Widerstand 32 gegen Schwankungen von Hörfrequenz, welche an sich entweder durch Spannungsschwankungen der Gleichspannungsquelle oder durch Änderungen des Stroms durch die Röhren 13 und 14 hervorgerufen werden könnten. Zum Sekundärkreis 12 liegt ferner ein Widerstand 35 parallel, welcher verstellbar sein kann, und zwar so weit, daß dieser Widerstandszweig sogar den Widerstand »Unendlich« annehmen kann. Die Aufgabe dieses Widerstandes besteht in der Erzeugung einer Dämpfung, wenn diese notwendig ist.

Zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 3 sei angenommen, daß die Spannung im Punkt 30 dauernd auf einem Wert von -f- 5 Volt gehalten wird. Dann wird, solange kein Signal eintrifft, am Widerstand 25 eine Spannung von 2,5 Volt auftreten und eine ebenso große Spannung am Widerstand 26. Hieraus ergibt sich also, daß für jede der Dioden 13 und 14 eine Verzögerungsspannung vorhanden ist, welche eine Gleichrichterwirkung verhindert, bis die Signalspannung am Gitter 8 der Röhre 2 genügend groß ist, um jeden der resultierenden Vektoren E' oder E" über -f- 2,5 Volt zu steigern. Der Detektor arbeitet also infolge der Benutzung der praktisch konstanten Vorspannungsquelle 32 mit einem Schwellenwert. Dieser letztere muß überschritten werden, damit die empfangenen Signale eine Ausgangsspannung an der Klemme 28 erzeugen. Dadurch lassen sich die während des Abstimmvorganges zwischen den einzelnen Sendern auftretenden Störimpulse unterdrücken. Wenn eine geeignete Spannung am Widerstand 32 erzeugt wird, haben die Störimpulse, welche zwischen den einzelnen Stationseinstellungen der Abstimmvorrichtung liegen, keine so große Amplitude, daß eine Gleichrichtung stattfindet. Wenn die zugeführten Signale die Verzögerungsspannung der Dioden 13 und 14 übersteigen, bleibt die Gleichspannung an den Widerständen 25 und 26 insgesamt auf + 5 Volt. Zu diesem Zweck muß der von der Gleichspannungsquelle durch den Widerstand 32 hindurchfließende Strom ein Vielfaches des ankommenden Signalstromes sein. Die Spannungsschwankungen an den Widerständen 25 und 26 treten also in der bei Fig. ι beschriebenen Weise auf, während die Spanmingsquelle 32 einen im wesentlichen festen Betrag der Gesamtspannung zwischen dem Punkt 30 und Erde liefert. Es kann wünschenswert sein, den Strom von der Spannungsquelle + B so zu bemessen, daß im Punkte 30 beim Empfang eines Signals ein gewisser Potentialanstieg auftritt. Dies würde also eine Kombination zwischen einer festen Vorspannung und einer selbsterzeugten Vorspannung darstellen.

In Fig. 6 ist schematisch der Unterschied in der Wirkungsweise der Fig. 1 und 3 veranschaulicht. Die gleichgerichtete Ausgangsspannung eines frequenzmodulierten Signals ist auf der Ordinate aufgetragen und die Eingangsamplitude dieses Signals auf der Abszisse. Die gestrichelte Linie 80 zeigt die Ausgangsspannung abhängig von der Eingangsspannung für Fig. ι an, während die ausgezogene Linie 81 die Abhängigkeit der Ausgangsspannung von der Eingangsspannung nach Fig. 3 angibt.

Es sei zunächst eine Eingangsamplitude α betrachtet. Die Ausgangsspannung bei Fig. 1 würde ά betragen, bei Fig. 3 jedoch Null, da in diesem Fall die Amplitude α die feste Vorspannung der Dioden 13 und 14 nicht überwinden kann. Wenn die Eingangsamplitude aber den Wert b hat, würde bei Fig. 1 eine Ausgangsspannung V entstehen, während bei Fig. 3 eine Ausgangsspannung b" auftritt. Die Ausgangsgleichspannung bei Fig. 1 ist also linear proportional der frequenzmodulierten Eingangsamplitude. Jedoch wird wegen der oben beschriebenen Wirkungsweise, nach welcher der Kondensator 24 schnelle Vorspannungsänderungen der Dioden 13 und 14 verhindert und daher schnelle Amplitudenänderungen der Zwischenfrequenzspannung von den Dioden fernhält, bei einer schnellen Änderung der Signalamplitude die Ausgangsspannung am Punkt 31 in Fig. 1 entweder der Kurve 83 oder der Kurve^' folgen, je nach der durchschnittlichen Stärke des zugeführten Signals. Wie oben erläutert, bestimmt die Größe des Widerstandes 27 im Verhältnis zu dem abgestimmten Scheinwiderstand des Stromkreises 5 und zu anderen Elementen der Schaltung den Bruchteil der durchschnittlichen Amplitude, auf welche das Signal abfällen muß, bevor das Knie 84 oder 85 der Kurve erreicht wird. Die Kurve 81 bezieht sich, wie oben erwähnt, auf die Fig. 3. In diesem Fall tritt keine Ausgangsspannung auf, solange die Signalamplitude unter dem Wert a bleibt. Bis zur Erreichung der Krümmung dieser Kurve im Punkt 86 nimmt die Ausgangsspannung mit zunehmender Eingangsspannung zu. Oberhalb dieses Krümmungspunktes sind weder langsame noch schnelle Änderungen der Eingangsamplitude von Einfluß auf die Ausgangsspannung. Dies rührt daher, daß der Punkt 30 auf einem (in diesem Fall positiven) Potential gegenüber Erde festgehalten wird und diese Spannung zu gleichen Teilen als Vorspannung auf die Dioden 13 und 14 aufgeteilt wird und dabei ein solches Vorzeichen besitzt, daß kein Strom durch die Dioden einsetzt, bis die Vektorsumme der zugeführten Zwischenfrequenzspannungen die feste Vorspannung überschreitet, wie es im Punkt α der Fall ist.

Für stärkere Signale, z. B. von der Größe 5, ist die Vorspannung im Punkt 30 auf demselben Wert, und die besprochene Dämpfungswirkung wird durch den

sehr viel größeren Diodenstrom stark erhöht. Die Vektorspannungen an den Dioden sind dabei nicht größer, als wenn die Spannungen dieser Vektoren gerade die gekrümmte Kurvenstelle 86 übersteigen würden.

Die Erfindung ist nicht auf bestimmte Werte der Widerstände, Kondensatoren und anderer Schaltelemente beschränkt; diese Größen können vielmehr innerhalb eines weiten Bereichs geändert werden. Die ίο Schaltung nach Fig. ι hat mit folgenden Größen gut gearbeitet:

Widerstand 25 500 000 Ohm

Widerstand 26 500 000 Ohm

Widerstand 27 25 000 Ohm

Kondensator 24 4 Mikrofarad

Die Schaltung nach Fig. 3 hat sich mit folgenden Größen gut betreiben lassen:

Widerstand 25 500 000 Ohm

Widerstand- 26 500 000 Ohm

Widerstand 32 1 000 Ohm

Widerstand 33 50 000 Ohm

Widerstand 35 100 000 bis

250 000 Ohm

Kondensator 34 40 Mikrofarad

Die Schaltelemente in den Resonanzkreisen 5 und 12 können entsprechende Werte haben, wie sie in den bisher bekannten Diskriminatorschaltungen benutzt sind.

Es kann wünschenswert sein, den Kondensator 15 im Primärkreis 5 fortzulassen und der Primärwicklung 10 eine genügend hohe Induktivität zu geben, um eine Resonanz mit der Röhrenkapazität und den verteilten Kapazitäten zu erzeugen, so daß ein sehr hoher Resonanzwiderstand entsteht.

In Fig. 4 ist dargestellt, wie der erfindungsgemäße Detektor eine Vorspannung für einen selbsttätigen Lautstärkeregler des Empfängers liefern kann. Um diese Vorspannung herzustellen, werden die beiden Dioden 13 und 14 gegenüber der Schaltung in Fig. 1 umgedreht. Die Anode 20 der Diode 13 wird also an den Punkt 30 angeschlossen, während ihre Kathode mit der spannungführenden Seite des Sekundärkreises 12 verbunden ist. Die Anode 23 der Diode 14 ist mit dem Punkt 31 verbunden, während ihre Kathode geerdet ist. Der Kondensator 24 verbindet den Punkt 30 mit Erde, ebenso wie in Fig. 1, und der Widerstand 27 liegt zum Kondensator 24 parallel. Wenn gewünscht, kann eine Verzögerungsspannung von beispielsweise — 2 Volt an einen Anzapfpunkt 60 des Widerstandes 27 angeschlossen werden. Die Zuleitung für den selbsttätigen Lautstärkeregler, die auch noch ein geeignetes Filter 62 enthalten kann, verläuft vom Punkt 30 zur geerdeten Seite des Steuergitterkreises der zu regelnden Röhre. Bei Benutzung einer automatischen Lautstärkeregelung werden langsame Änderungen der empfangenen Trägeramplitude stark verkleinert. Die verhältnismäßig schnellen Amplitudenmodulationen werden auf die bei Fig. 1 beschriebene Weise verkleinert.

Der Diskriminatorteil der Schaltung nach Fig. 5 ist im wesentlichen derselbe wie der Diskriminatorteil des bekannten symmetrischen Detektors, der eingangs erwähnt wurde. Die Primär- und Sekundärkreise 5 und 12 sind ebenfalls wie in Fig. 1 miteinander gekoppelt. Die Mittelanzapfung der Sekundärspule 16 liegt am Hochspannungsende des Kreises 5 über einen Blockkondensator 70. An den anderen Enden der Spule 16 entstehen die resultierenden Spannungen E' und E". Die Dioden 13 und 14 sind wie in Fig. 1 geschaltet, aber ohne die Parallelwiderstände. Statt dessen ist die Kathode 22 mit der geerdeten Anode 23 über die in Reihe geschalteten Lastwiderstände 72 und 73 verbunden.

Der Verbindungspunkt dieser Belastungswiderstände ist über eine Hochfrequenzdrossel 74 mit dem Mittelkontakt der Spule 16 verbunden. Die Lastwiderstände liegen also nunmehr in Reihe zu den Dioden. Sie sind jedoch nach wie vor für Gleichströme in Reihe geschaltet und sind für Hörfrequenzströme durch den Kondensator 75 parallel geschaltet, der die beiden Widerstände 72 und 73 überbrückt. Die Ausgangsleitung kann an einen Abgriff des Widerstandes 73 angeschlossen werden. In diesem Fall ist der Gesamtwert des Widerstandes 72 und des Wider-Standes 73 derselbe wie der Wert des einzigen Wider- · Standes 27 in Fig. 1. Der Kondensator 75 hat denselben Wert wie der Kondensator 24 in Fig. 1.

Claims

Patentansprüche:

i. Detektor für frequenz- oder phasenmodulierte Spannungen unter Verwendung eines Diskriminators zur Erzeugung zweier Signalspannungen aus der Empfangsspannung, deren relative Größen von der Frequenzmodulation der Empfangsspannung abhängen, und unter Verwendung zweier Gleichrichter mit je wenigstens einer Anode und einer Kathode, zweier diese Gleichrichter verbindenden Stromzweige, von denen der eine (16, 31) die Anode des einen Gleichrichters (13) mit der Kathode des anderen (14) und der zweite (30, 27) die Kathode des ersterwähnten Gleichrichters mit der Anode des zweiterwähnten verbindet, wobei die eine dieser Verbindungsleitungen den Sekundärkreis (12) des Diskriminators enthält und die eine Signalspannung dem einen Gleichrichter sowie gleichzeitig die andere Signalspannung dem zweiten Gleichrichter zuführt, wobei ferner diese die Gleichrichter verbindenden Stromzweige in Reihe mit den beiden Gleichrichtern einen geschlossenen Stromweg für Gleichstrom bilden, und der andere dieser Verbindungsstromzweige einen Widerstand (27) enthält, der einen Teil des geschlossenen Gleichstromkreises bildet, dadurch gekennzeichnet, daß diesem Widerstand ein Kondensator (24) von einem für Modulationsfrequenzen geringen Widerstand parallel geschaltet ist und das so gebildete Widerstand-Kondensator-Netzwerk eine solche . Zeitkonstante erhält, daß sich am Kondensator eine von der Höhe der modulationsfrequenten Spannung praktisch unbeeinflußte Gleichspannung ausbildet.
2. Detektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß unmittelbar zwischen dem zum Widerstand (27) parallel liegenden Kondensator und dem Sekundärkreis des Diskriminators ein

Widerstand (26) vorgesehen ist, an dem die Modulationsspannung abgenommen wird.
3. Detektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der zwischen dem Kondensator (24) und dem Sekundärkreis des Diskriminators liegende Widerstand (26) gleichzeitig den Belastungswiderstand des einen Gleichrichters darstellt und zum anderen Gleichrichter ebenfalls ein Belastungswiderstand (25) parallel liegt sowie eine Leitung (28) zur Abnahme der Modulationsfrequenzen an eine Anzapfung des ersten Widerstandes angeschlossen ist.
4. Detektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zwischen den beiden Gleichrichtern liegende Kondensator (24) und Widerstand (27) Gleichspannungsschwankungen an diesem Widerstand mit einer geringeren als der Modulationsfrequenz zulassen und das spannungführende Ende dieses Widerstandes mit der Anode des einen Gleichrichters verbunden ist sowie daß von diesem spannungsführenden Ende eine langsam veränderliche Spannung zur selbsttätigen Verstärkungsregelung abgenommen wird.
5. Detektor nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß zwei in Reihe liegende Kondensatoren (18, 19) zu der Sekundärspule des Diskriminators (16) parallel geschaltet sind und mit den parallel zu den Gleichrichtern liegenden Widerständen (25, 26) eine solche Zeitkonstante besitzen, daß sie die höheren Modulationsfrequenzen abschwächen.
6. Detektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der geschlossene Gleichstromweg über einen Widerstand an eine positive Spannung angeschlossen ist, zum Zweck, eine Ansprechschwelle für die Gleichrichter herzustellen.
7. Detektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Mittelpunkt des zwischen den Gleichrichtern liegenden Widerstandes (Serienschaltung von 72, 73 in Fig. 5 entsprechend 27 in Fig. 1) über eine Drosselspule (74) an die Mitte der Diskriminator-Sekundärspule angeschlossen ist und daß die Modulationsspannung von einem Anzapfpunkt des Widerstandes (72, 73) abgegriffen wird.

In Betracht gezogene Druckschriften:
Deutsche Patentschrift Nr. 685 380;
Britische Patentschriften Nr, 445 543, 489 094,

535;

USA.-Patentschriften Nr. 2 190 319, 2 302 834,
2312070;

Niederländische Patentschrift Nr. 56 738;

Zeitschrift Proc. J. R. E., 1942, Sept. S. 399 bis 404, Aufsatz von H. R. Summerhayes, ."A Frequency-Modulation Station Monitor«·.

Entgegengehaltene ältere Rechte:
Deutsches Patent Nr. 917 130.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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