DE1805500C3

DE1805500C3 - Schaltungsanordnung zum Übertragen einer Steuerspannung auf das Helligkeitssteuergitter einer Elektronenstrahlröhre

Info

Publication number: DE1805500C3
Application number: DE1805500A
Authority: DE
Inventors: Gerhard Willem Eindhoven Broekema (Niederlande)
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1967-11-16
Filing date: 1968-10-26
Publication date: 1980-02-21
Also published as: NL6715629A; FR1593216A; US3525011A; DE1805500A1; DE1805500B2; GB1238368A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Übertragen einer Steuerspannung von einer auf niedrigem Potential liegenden Steuerspannungsquelle auf das Helligkeitssteuergitter einer Elektronenstrahlröhre, deren Strahlerzeugungssystem auf einem hohen Potential liegt, wobei die Hochfrequenzkomponenten der Steuerspannung über einen ersten Kondensator und die Niederfrequenz- und Gleichspannungskomponenten dieser Spannung über eine Zerhackeranordnung diesem Gitter zugeführt werden, welche Zerhackeranordnung einen Zerhacker, dem die Steuerspannung zugeführt wird und der durch die Steuerspannung in der Amplitude modulierte Spannungsspitzen erzeugt, einen zwischen dem Ausgang des Zerhackers und einer Klemmdiode eingeschalteten zweiten Kondensator und einen Gitterwiderstand enthält, wobei die Klemmdiode mit einem Punkt des Kathodenkreises der Röhre verbunden ist. der Gitterwiderstand zwischen dem Gitter und dem Punkt des Kathodenkreises geschaltet ist und dieser zweite Kondensator mit dem Gitterwidersland ein /?C-Netzwerk mit einer in bezug auf die Wiederholungsperiode der Zerhacker-Spannungsspitzen großen Zeitkontante bildet, so daß im Betrieb die Klemmdiode nur die Scheitel der Zerhacker-Spannungsspitzen durchläßt und der zweite Kondensator mit einer Spannung, die nahezu gleich dem am erwähnten Punkt des Kathodenkreises der Röhre vorhandenen Gleichspannungspegel ist, geladen bleibt.

Eine ähnliche Schaltungsanordnung ist auch aus dem Buch »Oszillographen-Meßtechnik« von J. Czech, 1959, insbesondere Fig.4 — 61, mit zugehörigem Tcxl auf Seiten 145 und 147 bekannt, deren Prinzip in den F i g. 1 und 2 dargestellt ist. Im Vergleich zu anderen Schaltungsanordnungen, bei denen die Steuerspannung liner besonderen Unterdrückungselcktrode der Elektronenstrahlröhre zugeführt wird, weist diese bekannte Anordnung bereits einige Vorteile auf. So ist eine Elektronenstrahlröhre ohne eine besondere Unterdrük-

kungselektrode viel billiger und meistens auch kurzer als eine Röhre mit einer Unterdrückungselektrode, und auch die Hintergiundbeleuchtung bei unierdrücktem Strahl ist vernachlässigbar klein. Ferner können auch der Strahl-Spitzenstrom und somit auch die Schreibgeschwindigkeit höher sein. Schließlich bewirkt die Steuerung keine Verschiebung des Lichtflecks, und die Elektronenkanone hat einen höheren Wirkungsgrad.

Nachteilig ist dabei, daß die Übertragung der Niederfrequenzkomponenten und insbesondere der Gleichstromkomponente der Steuerspannung auf das erste Gitter der Elektronenstrahlröhre Schwierigkeiten bereitet, weil dieses Gitter, gleich wie die Kathode, stets genau auf einem hohen negativem Potential gegen Erde liegt, so daß diese Übertragung nur über eine gesonderte schwebende Hochspannungsquelle erfolgen kann.

Eine Schaltungsanordnung der eingang? genannten Art ist darüber hinaus der Zeitschrift »Elektronic Engineering«, Band 38, Februar 1966, Seiten 90 und 91 bekannt. Diese bekannte Schaltungsanordnung stellt bereits eine Verbesserung dar, denn mit ihr kann ein Kondensator großer Kapazität und hoher Isolierspannung eingespart werden, auch kann die Intensität des Strahles auf verschiedene Weise leicht auf niedrigem Spannungspegel geregelt werden.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, diese bekannte Schaltungsanordnung noch weiter zu verbessern, nämlich im Sinne einer Vereinfachung und Verbilligung. jo

Dies geschieht erfindungsgemäß dadurch, daß der Gitterwiderstand einen ersten Widerstand, der die Klemmdiode überbrückt und zusammen mit dem zweiten Kondensator das erwähnte RC-Netzwerk bildet, und einen zweiten Widerstand enthält, der das Gitter mit dem Verbindungspunkt der Klemmdiode und des zweiten Kondensators verbindet, wobei dieser zweite Widerstand und der erste Kondensator ein zweites RC-Netzwerk bilden mit einer in bezug auf die Wiederholungsperiode der Zerhacker-Spannungsspitzen großen Zeitkonstante.

Dadurch ergibt sich der Vorteil, daß die bei der bekannten Schaltungsanordnung verwendete Diode nicht mehr erforderlich ist, die Kondensatoren noch kleinere Werte aufweisen können und das zweite RC-Netzwerk zugleich als Glättungsfilter dient, so daß auch dieses entfallen kann.

Die Erfindung wird nunmehr anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 das Prinzipschallbild der erwähnten, bekannlen Schallungsanordnung,

Fig. 2 das Schaltbild der bekannten Ausführungsform einer gesonderten schwebenden Hochspannungsquelle der Schaltungsanordnung nach F i g. 1,

Fig. 3 das Prinzipschallbild einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung,

Fig.4 ein Spannungs-Zeil-Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltungsanoi dnung nach Fig. 3.

Fig. 5 das Schaltbild einer ersten Ausführungsform e>o und

F i g. 6 das Schallbild einer zweiten Ausführungsform der Schaltungsanordnung nach der Erfindung.

Die bekannte Schaltungsanordnung nach F i g. 1 dient zur Unterdrückung und Entsperrung des Strahles einer Elektronenstrahlröhre 1, deren Kathode im Betrieb und in bezug auf die geerdeten Anoden der Elektronenkanone von einer Spannungsquelle 2 auf einem hohen negativen Potential von z. B. 2000 V gehalten wird. Schaltungsanordnung enthält einen Steuerverstärker SV mit einer Ausgangsstufe, die mit einer positiven Spannung über einen Belastungswiderstand 3 gespeist wird. Die Unterdrückung oder Entsperrung des Elektronenstrahls ist von der Steuerspannung an der Ausgangsklemme A dieses Verstärkers abhängig, dessen andere Ausgangsklemme geerdet ist Die Hochfrequenzkomponenten dieser Steuerspannung werden auf das erste Gitter der Elektronenstrahlröhre über einen ersten Kondensator 4 übertragen, während die Niederfrequenzkomponenten und die Gleichspannungskomponente dieser Spannung über einen aus der Reihenschaltung eines Widerstandes 5, einer Spannungsquelle 6 mit einer Spannung nahezu gleich der der Hochspannungsquelle 2 und eines Gitterwiderstandes 7 bestehenden Gleichstromkreis auf dieses erste Gitter übertragen werden.

Die Spannungsquelle 6 hat den Zweck, das am Punkt A erzeugte Steuersignal auf das erste Gitter (Punkt B) mit einem Gleichspannungspegel nahezu gleich dem der Kathode der Röhre 1 zu übertragen. Dadurch ändert sich das Potential dieser ganzen Spannungsqueile in bezug auf Erde mit der Steuerspannung am Punkt A: diese Spannungsquelle ist somit eine »schwebende« Spannungsquelle. Die Anwendung einer derartigen schwebenden Spannungsquelle bringt meistens Nachteile mit sich. Im vorliegenden Fall ist der größte dieser Nachteile die Kapazität gegen Erde der Spannungsquelle 6. die gestrichelt als ein Kondensator 8 dargestellt ist.

Infolge des Vorhandenseins der Streukapazität 8 müssen die Widerstände 5 und 7 hohe Werte aufweisen, damit eine kapazitive Belastung des Steuerverstärkers SV vermieden wird. Der Widerstand 5 bildet also mit der Kapazität 8 ein für die Gleichspannung und für niedrige Frequenzen durchlässiges Filter, während der Kondensator 4 mit dem Widerstand 7 ein für hohe Frequenzen durchlässiges Filter zwischen den Punkten Λ und S bildet.

In der Praxis besteht die Spannungsquelle 6, wie in Fig. 2 dargestellt ist, aus einer Hochspannungsgleichrichterröhre 9, deren Kathode an eine zusätzliche Wicklung 10 eines Speisetransformators für die Rohre 1, z. B. des Hochspannungsspeisetransformators für deren Kathode, angeschlossen ist. Das andere Ende der Wicklung 10 bildet die positive Klemme der Spannungsquelle 6, deren negative Klemme durch die Anode der Röhre 9 gebildet wird, während ein Glättungskondensator 11 zwischen diesen beiden Klemmen eingeschaltet ist.

Die Kathode der Röhre 9 und das mit dieser verbundene Ende der Wicklung 10 weisen eine nicht vernachlässigbare Streukapazität gegen Erde auf, die gestrichelt als ein Kondensator 12 dargestellt ist, wodurch dem auf den Punkt ßzu übertragenden Signal eine Wechselspannungskomponente überlagert wird. Um eine bei Beobachtungen störende Modulation des Elektronenstrahls der Röhre 1 durch das Vorhandensein dieser Wechselspannungskomponente zu vermeiden, muß die Kapazität 8 der ganzen Spannungsquelle 6 gegen Erde viel größer als die Streukapazität 12 gehalten werden. Die endgültige Konsequenz ist, daß der Kondensator 4 eine ungünstig große Kapazität aufweisen muß, somit sehr viel Raum beansprucht und sehr kostspielig ist, weil er gegen die hohe Spannung der Quelle 2 isoliert sein muß.

In einer praktischen Ausführungsform war die Strcukapazitäl 12 in der Größenordnung von 10 pF.

Der Widerstand 5, der den Eigenwiderstand der Ausgangsstufe und somit den Belastungswiderstand 3 dieser Stufe von z. B. 3,3 kO. weit übersteigen soll, hatte einen Wert von 100 kD, so daß eine Welligkeitsspannung von 10 V an der positiven Klemme der Quelle 6 einer zulässigen Welligkeitsspannung von 0,3 V am Punkt A entsprach.

Um die Welligkeitsspannung über der Kapazität 8 kleiner als 10 V zu halten, mußte diese Kapazität durch einen Kondensator 8 von 2000 ρ F gebildet werden. ι ο

Schließlich muß der Widerstand 7 in bezug auf den Eingangswiderstand R_gi-_C zwischen dem ersten Gitter und der Kathode der Röhre 1 klein sein und er wurde gleich 1 ΜΩ gewählt. Da andererseits die Zeitkonstante des /?C-Netzwerkes 4,7 viel größer, z. B. 200mal größer, als die des Netzwerkes 5, 8 sein soll, wurde für den Kondensator 4 ein Wert von 0,047 μΡ gewählt.

Die schematisch in F i g. 3 dargestellte Schaltungsanordnung nach der Erfindung enthält einen Zerhacker CH, dem die Steuerspannung aus dem Steuerverstärker SV zugeführt wird und von dem Spannungsspitzen erzeugt werden, deren Amplitude von dieser Steuerspannung moduliert wird. Ist z. B. das Steuersignal eine Rechteckspannung mit verhältnismäßig kurzen positiven Impulsen, wie durch die untere volle Linie im Diagramm nach Fig.4a dargestellt ist, so wird am Ausgang des Zerhackers CH im Punkt C ein Signal erzeugt, das durch das ganze Diagramm nach Fig.4a dargestellt wird, wobei der durch die strichpunktierte Linie n_ angedeutete Gleichspannungspegel eines extremen Zustands des Zerhackers, z. B. der Höchstleitfähigkeit, entspricht und einem konstanten Potential, z. B. Erdpotential, nahe liegt. Diese von der Steuerspannung in der Amplitude modulierten Zerhacker-Spannungsspitzen werden auf das erste Gitter der Röhre 1 (Punkt B) über einen Kondensator 13 und den Gitterwiderstand 7 übertragen. Eine von einem Entladewiderstand 15 überbrückte Klemmdiode 14 ist zwischen der Kathode der Röhre 1 und dem Verbindungspunkt D des Kondensators 13 und des Gitterwiderstandes 7 eingeschaltet. Die Diode 14 ist derart geschaltet, daß sie die im vorliegenden Falle positiven Zerhacker-Spannungsspitzen durchlassen kann, während der Entladewiderstand 15 kleiner als der Leckwiderstand zwischen dem ersten Gitter und der Kathode der Röhre 1 ist. Infolgedessen wird der durch die Linie η des Diagramms nach Fig.Aa angedeutete Pegel am Punkt D auf dem Gleichspannungspegel der Kathode der Röhre 1 stabilisiert, wie durch die strichpunktierte Linie k des Diagramms nach F i g. 4b dargestellt ist. Nach jeder Zerhacker-Spannungsspitze wird der Punkt D bei sperrender Diode 14 wieder stark negativ in bezug auf den Pegel k, wonach sein Potential verhältnismäßig langsam wieder durch Entladung des Kondensators 13 über den Entladewiderstand 15 zunimmt; das auf Punkt D übertragene Signal hat die durch das Diagramm nach Fig.4b dargestellte Form, wobei der Kondensator 13 zwischen aufeinander folgenden Zerhacker-Spannungsspitzen als eine Gleichspannungsquelle wirkt. Der Widerstand 15, über den der Kondensator 13 sich entladen kann, verhindert eine Sperrung der Diode 14 durch den geringen zwischen der Kathode und dem ersten Gitter der Röhre 1 fließenden Leckstrom.

Vorausgesetzt, daß die Ausgangsimpedanz des Steuerverstärkers SVund somit der Widerstand 3 einen geringen Wert hat, werden die Zerhacker-Spannungsspitzen und die Welligkeitskomponente, die durch die zwischen dieser Impedanz und diesem Widerstand stattfindende Entladung des zweiten Kondensators 13 über den Entladewiderstand 15 herbeigeführt werden, nahezu völlig vom aus dem Gitterwiderstand 7 und dem ersten Kondensator 4 bestehenden KC-Netzwerk ausgefiltert, über welchen Kondensator das erste Gitter der Röhre 1 über die niedrige Ausgangsimpedanz des Steuerverstärkers SV kapazitiv geerdet ist, so daß im Punkt B (erstes Gitter der Röhre 1) wieder die ursprüngliche durch die volle Linie im Diagramm nach Fig.4a dargestellte Steuerspannung erscheint. Andererseits und abgesehen von den Zerhacker-Spannungsspitzen hat die Steuerspannung im Punkt D die gleiche Amplitude wie die im Punkt A, so daß das RC-Netzwerk 4, 7 keinen Tiefpaß für diese Steuerspannung bilden kann, weil die Spannung über dem Kondensator 4 sich nicht in erheblichem Maße ändert.

Der Gleichspannungspegel der Steuerspannung im Punkt B in bezug auf die Kathode der Röhre 1 ist durch die Amplitude der Zerhacker-Spannungsspitzen festgelegt und kann leicht, z. B. durch Einstellung des Zerhackers selber und/oder der dem Punkt A über den Widerstand 3 zugeführten Spannung, auf Niederspannungspegel geregelt werden. Dabei wird der erforderliche Regelbereich durch den Sperrwert der Spannung zwischen dem ersten Gitter und der Kathode der angewandten Elektronenstrahlröhre 1 und auch durch die Entsperrungs- und Unterdrückungswerte der im Punkt A wirksamen Steuerspannung bestimmt, während die Amplitude der Zerhacker-Spannungsspitzen wenigstens einige Volt größer als der Unterschied zwischen dem Unterdrückungs- und dem Entsperrungswert der Steuerspannung sein soll.

Die Zeitkonstante des /?C-Netzwerkes, das aus dem ersten Kondensator 4 und dem Gitterwiderstand 7 besteht, soll in bezug auf die Dauer jeder der von dem Zerhacker erzeugten Spannungsspitzen groß sein, und diese Bedingung läßt sich umso leichter und mit umso kleineren Werten der Elemente des RC-Netzwerkes erfüllen, desto kürzer die vom Zerhacker erzeugten Spannungsspitzen in bezug auf deren Wiederholungsperiode sind. Eine derartige Schwingung mit kurzem Hinlauf und langem Rücklauf kann durch eine besondere Bauart und/oder Bemessung des Zerhackers erhalten werden.

Andererseits wird die Brummspannungskomponente der an die Kathode der Röhre 1 gelegten Hochspannung auch über die Diode 14 und den Entladewiderstand 15 und über den Gitterwiderstand 7 auf das erste Gitter dieser Röhre übertragen, so daß die zwischen dem ersten Gitter und der Kathode dieser Röhre wirksame Brummspannung umso kleiner ist, je kleiner die Kapazität des ersten Kondensators 4 ist, über den das erste Gitter in bezug auf den Punkt A und, über den Steuerverstärker SV, in bezug auf Erde entkoppelt ist

Vorzugsweise liegt die Kapazität des ersten Kondensators 4 in derselben Größenordnung oder sogar bei gleichem Wert wie die des zweiten Kondensators 13.

In der ersten Ausführungsform nach Fig.5 ist die Hochspannungsquell'; 2 durch einen Entkopplungskondensator 16 und durch einen Spannungsteiler 17,18,19 überbrückt, mit dessen Hilfe eine einstellbare positive Vorspannung dem dritten Gitter der Röhre 1 zugeführt wird. Der Zerhacker enthält einen Transistor 20 vom pnp-Typ, dessen Emitter über den Widerstand 3 mit einer Quelle feinstellbarer Vorspannung und über den Widerstand 21 mit Punkt A. d. h. mit der nicht geerdeten Ausgangsklemme des Steuerverstärkers SV, verbunden

ist. Der Kollektor dieses Transistors liegt an der negativen Klemme einer Speisespannungsquelle von z. B. 100 V über Widerstände 22 und 23 und die Basis des Transistors ist geerdet und, über eine in Sperrichtung geschaltete Diode 24 zum Schutz vor beim Ein- oder Ausschalten der Vorrichtung etwa auftretenden Sperrimpulsen, mit seinem Emitter verbunden. Zwischen dem Emitter und der Basis des Transistors 20 werden von einem Gleichspannungswandler Oeines Oszillographen oder ähnlichen mit der Elektronenstrahlröhre 1 bestückten Apparates abgeleitete kurze positive Steuerimpulse angelegt. Diese Impulse werden über ein Differentierungs-ftC-Netzwerk mit einem Längskondeni.ator 25 und einem Querwiderstand 26, eine nur für die positiven Spitzen durchlässige Diode 27 und einen Begrenzungswiderstand 28 abgeleitet.

Der mit geerdeter Basis wirkende Transistor 20 bildet eine Stromquelle in bezug auf den Punkt C der Schaltungsanordnung. Da er stets leitend bleibt, ist seine Emitter-Eingangsimpedanz sehr niedrig, so daß die Amplitude der Zerhacker-Spannungsspitzen an diesem Punkt gleichfalls niedrig, z. B. in der Größenordnung von 0,5 V, ist. Andererseits ist auch die Ausgangsimpedanz R_A des Steuerverstärkers SV sehr niedrig, so daß die am Emitter des Transistors 20 wirkenden Zerhakker-Spannungsspitzen geringer Amplitude im Punkt A noch einen Faktor

geschwächt werden, wobei R₂\ den Wert des Emitterwiderstandes 2ί des Transistors 20 bezeichnet.

Die Wiederholungsfrequenz der vom Gleichspannungswandler O abgeleiteten Steuerimpulse ist verhältnismäßig niedrig, z. B. gleich 20 kHz. Infolgedessen ist die Kapazität der Kondensatoren 4 und 13 nicht sehr klein, z. B. gleich 4700 pF. Mit einer derartigen Kapazität ist die von den Zerhacker-Spannungsspitzen über dem Kondensator 13 erzeugte Gleichspannung auch bei ausgeschalteter Hochspannungsquelle 2 sehr hoch, so daß die Diode 14 beim Ausschalten der Quelle 2 zerstört werden könnte. Eine als Gleichspannungsbegrenzer wirkende Glimmröhre 29 ist daher über der Parallelschaltung der Diode 14 und des Entladewiderstandes 15 angebracht, so daß der Punkt Din bezug auf die Kathode der Röhre 1 nicht negativer als mit der Zündspannung dieser Glimmröhre werden kann, welche niedriger ist als die für die Diode 14 höchstzulässige Sperrspannung.

Die Dauer der vom Zerhacker erzeugten Spannungsspitzen ist durch den Kollektorwiderstand 22,23 und die Kollektorkapazität des Transistors 20 zuzüglich der Kapazität der Diode 14 und der Streukapazität (Verdrahtung usw.) bestimmt.

Die Zeitkonstante des /?C-Netzwerks 7,4 wird durch die zum Ausfillern der Zerhacker-Spannungsspitzen erforderliche Glättung bestimmt. Ist z. B. die Höchsteinganssimpedanz der Röhre 1 zwischen erstem Gitter und Kathode gleich 25 ΜΩ, so soll der Wert des Gitterwiderstandes 7 höchstens gleich 0,5 ΜΩ gewählt werden. Mit einem Kondensator 4 von 500OpF und Zerhacker-Spannungsspitzen mit einer Zeitdauer von 2 μsεk und einer Amplitude von 60 V wird die Amplitude der verbleibenden Welligkeitsspannungüber dem Kondensator 4 gleich 48 mV, welcher Wert noch zulässig ist

In einer praktischen Ausführung der Schaltungsan-

Ordnung nach Fig.5 lieferte der Steuerverstärker SV eine sich zwischen +40 und +10 V ändernde Spannung und lieferte der Gleichspannungswandler O Spannungsimpulse mit einer Spitze-Spitze-Amplitude von 20 V. Die Spannung der Hochspannungsquelle 2 war 2000 V, die Speisespannung für den Transistor 20 war —100 V und die Polarisationsspannung im Punkt E konnte zwischen —30 und +30V eingestellt werden. Der Transistor 20 war vom Typ AF 118, die Diode 14 vom Typ BAX 16, die Dioden 24 und 27 waren vom Typ OA 79 und die Glimmröhre 29 war vom Typ GLlO. Die Kondensatoren 4 und 13 hatten je einen Wert von 4700 pF und der Kondensator 25 hatte einen Wert von 560 pF. Die Widerstände hatten folgende Werte:

Widerstand 3	15 ka
Widerstand 7	470 kn
Widerstand 15	1 ΜΩ
Widerstände 21, 22 je	15 kn
Einstellbare Widerstand 23	4kn
Widerstand 26	4,7 kn
Widerstand 28	ι kn

Infolge der verhältnismäßig niedrigen Wiederholungsfrequenz der Zerhacker-Spannungsspitzen und der dadurch notwendigen verhältnismäßig großen Kapazität der Kondensatoren 4 und 13 war der größte Teil der Brummspannung der Hochspannungsquelle 2 auch zwischen der Kathode und dem ersten Gitter der Röhre ί wirksam, so daß die Quelle 2 mit einem guten Glättungsfilter versehen werden mußte.

Durch Einstellung des Kollektorwiderstandes des Transistors 20 mittels des Widerstandes 23 können verschiedene Ampliludenverluste der Steuerspannungsänderungen ausgeglichen werden, so daß schließlich die über den Zerhacker, den Kondensator 13 und den Widerstand 7 auf das erste Gitter der Röhre 1 übertragenen Spannungsänderungen genau die gleichen Amplituden wie die unmittelbar durch den Kondensator 4 vom Punkt A auf den Punkt B übertragenen Spannungsänderungen aufweisen.

Dabei ist ein erster Amplitudenverlust darauf zurückzuführen daß der Emitter-Kollektor-Stromverstärkungsfaktor des Transistors 20 niedriger als 1 ist.

Ein zweiter Verlust ist der endlichen Entladezeitkonstaute des Kondensators 13 über den Widerstand 15 zuzuschreiben: der sich zwischen zwei auffolgenden Zerhacker-Spannungsspitzen ergebende Unterschied in der Ladung des Kondensators 13, welcher Unterschied durch die schrägen Linien im Diagramm der Fig.4b dargestellt ist, nimmt mit der Amplitude der Zerhacker-Spar.p.ungsspitzen zu. Durch den Tiefpaß 7, 4 werden sowohl diese der Steuerspannung überlagerten Sägezahnimpulse als auch die Zerhacker-Spannungsspitzen ausgesiebt, aber dabei wird durch Integration die Amplitude eines Steuerspannungssprungs etwa um den Unterschied zwischen den Amplituden der den betreffenden Werten entsprechenden kleinen Sägezähne herabgesetzt

Ein dritter Verlust wird durch das Aussieben der Zerhacker-Spannungsspitzen herbeigeführt, indem die Amplitude dieser zu integrierenden Spitzen sich mit der Steuerspannung selber ändert.

Schließlich wird die Steuerspannung im Punkt ßnoch im Verhältnis

R₇+ R₉₁-,-

RgI -c

geschwächt, wobei R₇ den Wert des Gitterwiderstandes

7 und Rg\-c den Wert der Eingangsimpedanz zwischen dem ersten Gitter und der Kathode der Röhre 1 darstellt.

Die Steuerspannungsänderungen im Punkt D müssen also eine größere Amplitude als die im Punkt B erwünschten Änderungen aufweisen, und die Änderungen im Punkt Cmüssen wieder eine größere Amplitude haben, was mittels des einstellbaren Widerstandes 23 erzielt wird, mit dem der Kollektorwiderstand 22,23 des Transistors 20 größer als dessen Emitterwiderstand 21 eingestellt werden kann. Diese Einstellung wird mit positiven (entsperrenden) Steuerspannungsimpulsen mit einer Wiederholungsperiode von 20 msek ausgeführt.

Die Einstellung der Helligkeit des Kathodenflecks der Röhre 1 kann auf verschiedene Weise erfolgen: durch Änderung der Kollektorspeisespannung des Transistors 20, durch Regelung des Gleichspannungspegels der Steuerspannung im Steuerverstärker SV und, wie bereits vorgeschlagen wurde, durch Änderung des Gleichspannungspegels des Emitters des Transistors 20 mit Hilfe der am Punkt E angeschlossenen Polarisationsspannungsquelle. Ungeachtet der Weise, auf die diese Einstellung erfolgt, soll dafür gesorgt werden, daß bei jedem im Betrieb auftretenden Wert der Steuerspannung Zerhacker-Spannungsspitzen dieser Spannung überlagert werden und im Punkt Cerscheinen;der Transistor 20 soll von der Steuerspannung allein weder völlig gesperrt noch völlig leitend gemacht werden können. Es stellte sich heraus, daß die gewählte Einstellungsweise den geringsten Einfluß auf die Verstärkungseinstellung mittels des Widerstandes 23 ausübte.

Die zweite Ausführungsform nach F i g. 6 unterscheidet sich hauptsächlich von der nach Fig. 5 darin, daß der Zerhacker selbstschwingend ist. Ferner wurde zur Veranschaulichung möglicher Abänderungen statt des Transistors 20 vom pnp-Typ ein Transistor 20' vom npn-Typ angewandt. Dies bringt eine Umkehr der Unterbrecher-Ausgangssignale (Fig.4) und der Diode 14 mit sich, so daß für eine negative Vorspannung für das erste Gitter der Röhre 1 in bezug auf ihre Kathode gesorgt werden soll. Diese Vorspannung wird über eine Zener-Diode 30 erzeugt, die zwischen der negativen Klemme der Hochspannungsquelle 2 und der Kathode der Röhre 1 eingeschaltet ist und von der Parallelschaltung eines Elektrolytkondensators 31 und eines Widerstandes 32 überbrückt ist. Dieser Widerstand wird auch für eine Helligkeitssteuerung auf hohem Spannungspegel verwendet, indem der Punkt D über die Diudc 14 und den Widerstand 15 lint einer ciiisieMbui'cn Anzapfung dieses Widerstandes verbunden wird, die wieder durch einen Kondensator 33 entkoppelt ist.

Da die Helligkeitssteuerung auf andere Weise auf hohem Spannungspegel erfolgt, ist eine Regelung des Gleichspannungspegels des Emitters des Transistors 20' überflüssig.

Über die Widerstände 22 und 23 ist der Kollektor des Transistors 20' an die positive Klemme einer Speisespannungsquelle von z.B. 100 V angeschlossen, während seine Basis unmittelbar mit dem Kollektor eines zweiten Transistors 34 vom entgegengesetzten pnp-Typ verbunden ist, mit dem der Transistor 20' in einen astabilen Multivibrator aufgenommen ist. Letzterer enthält einen Kondensator 35, der zwischen den Emittern des Transistors 20' und des Transistors 34 eingeschaltet ist und der über einen an die positive Klemme der Speisespannungsquelle angeschlossenen

Widerstand 36 langsam geladen und über den Transistor

34 plötzlich wieder entladen wird. Zu diesem Zweck liegt die Basis, und über einen Belastungswiderstand 37 auch der Kollektor dieses Transistors, an Erde. Der Kollektor des Transistors 20' ist mit der durch einen Kondensator 40 entkoppelten Anzapfung eines zwischen der positiven Klemme der Speisespannungsquelle und Erde eingeschalteten und aus zwei Widerstände 38 und 39 bestehenden Spannungsteilers über eine zweite Klemmdiode 41 verbunden, die die Amplitude der Zerhacker-Spannungsspitzen begrenzt und ihren negativen Spitzenpegel im Punkt Cbestimmt.

Der beschriebene astabile Multivibrator eignet sich vorzüglich zum Erzeugen sehr kurzer negativer Zerhacker-Spannungsspitzen, die durch verhältnismäßig lange Intervalle voneinander getrennt sind. Eine derartige schmale Form der Zerhacker-Spannungsspitzen ist sehr erwünscht, weil der sich zwischen den Punkten C und D infolge der Integration ergebende Amplitudenverlust der Steuerspannungsänderungen dadurch stark verringert wird. Der Transistor 20' ist stets mehr oder weniger leitend, weil der Gleichspannungspegel der Anzapfung des Spannungsteilers 38, 39 und des Kollektors des z. B. gesperrter Transistors 34 höher als der höchste sich mit dem im Punkt A ändernde Spannungspegel seines Emitters liegt. Für die über den Widerstand 21 seinem Emitter zugeführte Steuerspannung wirkt er also zwischen den Zerhacker-Spannungsspitzen wie ein Verstärker in geerdeter Basisschaltung.

Im Zeitpunkt, in dem der Emitter des Transistors 34 infolge des Aufladens des Kondensators 35 über den Widerstand 36 in bezug auf seinen Kollektor positiv wird, wird dieser Transistor leitend. Der Kondensator

35 entlädt sich über seine Emitter-Kollektor-Strecke und den Belastungswiderstand 37 einerseits, und andererseits über die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 20'. Dieser Transistor wird dadurch viel stärker leitend gemacht, so daß auch sein Emitter etwas positiver wird. Die Potentialzunahme dieses Emitters wird über den Kondensator 35 auf den Emitter des Transistors 34 übertragen, der dadurch seinerseits stärker leitend gemacht wird. usw.. bis die Schleifenverstärkung über die Transistoren 20' und 34 infolge der Entladung des Kondensators 35 wieder kleiner als 1 geworden ist und der Emitter des Transistors 34 in bezug auf seine Basis wieder negativ wird, so daß der pnp-Transistor 34 gesperrt wird. Auch diese Sperrung erfolgt sehr plötzlich.

Andererseits kann die Spannung über den Kollektorwiderständen 22, 23 nicht größer als die über dem Widerstand 38 des Spannungsteilers 38,39 zuzüglich der Schwellwertspannung der Klemmdiode 41 werden, welche Klemmdiode somit das Kollektorpotential des Transistors 20' während seiner kurzen Perioden starker Leitfähigkeit bestimmt und stabilisiert und eine Sättigung dieses Transistors verhindert, welche die Wiederholungsfrequenz der erzeugten Zerhacker-Spannungsspitzen von der Steuerspannung abhängig machen würde.

In einem praktischen Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung nach F i g. 6 war die Wiederholungsfrequenz der von dem die Transistoren 20' und 34 enthaltenden astabilen Multivibrator erzeugten Zerhakker-Spannungsspitzen in der Größenordnung von 200 kHz. Infolgedessen konnte der Wert jedes der Kondensatoren 4 und 13 auf 18OpF herabgesetzt werden, so daß nahezu die ganze Brummspannungskomponente der der Kathode der Röhre 1 zugcführten

Hochspannung aus der Quelle 2 auch auf den Punkt D übertragen wurde und über den Gitterwiderstand 7 im Punkt B und am ersten Gitter dieser Röhre wirksam war. Dadurch wurde die zwischen dem ersten Gitter und der Kathode der Röhre 1 wirksame, von der Hochspannungsquelle 2 herrührende Brummspannung um einen Faktor 20 verringert, was wieder eine erhebliche Einsparung an Glättungsmitteln für diese Hochspannung ermöglichte. Ferner stellte sich heraus, UM ein Begrenzungselement, wie die Glimmröhre 29 der Fig.5, überflüssig war, weil die für die Ladung der Kondensatoren 4 und 13 benötigte Energie zu gering ist, um bei ausgeschaltetem Zerhacker über der Diode 14 und dem Widerstand 15 eine für diese Diode schädliche Sperrspannungsspilze zu erzeugen.

Die Zener-Diode 30 war vom Typ BZY 94/C 75, der Transistor 20' war vom Typ BSX 21, der Transistor 34 vom Typ BC 187 und die zweite Klemmdiode 41 vom Typ BAX 16. Die Kondensatoren und Widerstände

hatten folgende Werte:

Kondensator 33
Kondensator 35
Kondensator 40
Widerstand 36
Widerstand 37
Widerstand 38
Widerstand 39

22 000 pF

3 300 pF

16 μΡ

470 Ω 12 kn

οι Selbstverständlich sind viele Abarten der beiden beschriebenen Ausführungsformen möglich. In der Ausführungsform nach F i g. 5 kann z. B. auch ein Transistor 20' vom npn-Typ statt des Transistors 20 angewandt werden, oder umgekehrt bei der Ausfüh-

5i rungsform nach Fig.6, während in jeder dieser Ausführungsformen die Helligkeitssteuerung und/oder die Polarisation des ersten Gitters der Röhre 1 auf jede der kurz beschriebenen Weisen stattfinden kann.

Hierzu 2 Qlalt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Obertragen einer Steuerspannung von einer auf niedrigem Potential 5 liegenden Steuerspannungsquelle auf das Helligkeitssteuergitter einer Elektronenstrahlröhre, deren Strahlerzeugungssystem auf einem hohen Potential liegt, wobei die Hochfrequenzkomponenten der Steuerspannung über einen ersten Kondensator md die Niederfrequenz- und Gleichspannungskomponenten dieser Spannung über eine Zerhackeranordnung diesem Gitter zugeführt werden, welche Zerhackeranordnung einen Zerhacker, dem die Steuerspannung zugeführt wird und der durch die Steuerspannung in der Amplitude modulierte Spannungsspitzen erzeugt, einen zwischen dem Ausgang des Zerhackers und einer Klemmdiode eingeschalteten zweiten Kondensator und einen Gilterwiderstand enthält, wobei die Klemmdiode mit einem Punkt des Kathodenkreises der Röhre verbunden ist, der Gitterwiderstand zwischen dem Gitter und dem Punkt des Kathodenkreises geschaltet ist und dieser zweite Kondensator mit dem Gitterwiderstand ein flC-Netzwerk mit einer in bezug auf die Wiederholungsperiode der Zerhacker-Spannungsspitzen großen Zeitkonslante bildet, so daß im Betrieb die Klemmdiode nur die Scheitel der Zerhacker-Spannungssphzen durchläßt und der zweite Kondensator mit einer Spannung, die nahezu gleich dem am erwähnten Punkt des Kathodenkreises der Röhre vorhandenen Gleichspannungspegel ist, geladen bleibt, dadurch gekennzeichnet, daß der Gitterwiderstand einen ersten Widerstand (15), der die Klemmdiode (14) überbrückt und zusammen mit dem zweiten Kondensator (13) das erwähnte /?C-Netzwerk bildet, und einen zweiten Widerstand (7) enthält, der das Gitter mit dem Verbindungspunkt (d) der Klemmdiode (14) und des zweiten Kondensators (13) verbindet, wobei dieser zweite Widerstand (7) und der erste Kondensator (4) ein zweites /?C-Netzwerk bilden mit einer in bezug auf die Wiederholungsperiode der Zerhacker-Spannungsspitzen großen Zeilkonstante.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 für eine Elektronenstrahlröhre, die mit einer mit Hilfe eines Spannungswandlers erzeugten Hochspannung gespeist wird, dadurch gekennzeichnet, daß der Zerhacker (CH) durch Impulse gesteuert wird, die von diesem Wandler abgeleitet werden. <-,()

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Zerhacker (CH) einen Transistor (20 bzw. 20') enthält, an dessen Emitter die Steuerspannung über einen Widerstand (21) in der Durchlaßrichtung gelegt wird, zwischen dessen Emitter- und Basiselektroden vorwärts gerichtete Impulse angelegt werden und dessen Kollektor über einen Pelastungswiderstand (22, 23) mit der Speisespannungsquelle (- bzw. +) und über den zweiten Kondensator (13) mit der Klemmdiode ω) (14) verbunden ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, bei der der Zerhacker selbstschwingend ist, dadurch gekennzeichnet, daß dieser Zerhacker einen zweiten Transistor (34) von dem des ersten Transistors (20') μ entgegengesetztem Leitfähigkeitslyp enthält, dessen Kollektor mil der Basis des ersten Transistors und über einen Belastungswiderstand (37) mit einem Punkt konstanten Potentials verbunden ist, dessen Emitter über einen dritten Kondensator (35) mit dem Emitter des ersten Transistors (20') und über einen Ladewiderstand (36) mit der erwähnten Speisespannungsquelle (+) verbunden ist und dessen Basiselektrode an einen Punkt konstanten Potentials angeschlossen ist, und daß der Kollektor des ersten Transistors (20') über eine zweite Klemmdiode (41) mit einem Punkt niedrigeren Sperrpotentials verbunden ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Zerhacker (CH) mit wenigstens einem Polarisationskreis (3, E) zur Einstellung des Ruhepotentials der Emitter- und/oder der Basiselektrode des ersten Transistors (20) versehen ist.

6. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazität des zweiten Kondensators (13) von derselben Größenordnung ist wie die des ersten Kondensators (4).

7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Dauer jedtr der durch den Zerhacker erzeugten Spannungsspitzen kurz ist in bezug auf die Wiederholungsperiode dieser Spannungsspitzen.