JPS5833751B2 - 同期信号分離回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は同期信号分離回路、特に複合ビデオ信号の同
期信号成分から同期信号を発生するピーク検出同期分離
回路に関する。

この回路は外部の抵抗器とキャパシタとを持つ集積回路
として製作することができる。

その集積回路の特性と関係なく外部のキャパシタと抵抗
器とによって同期パルス間の同期スライス・レベルの変
動が制御される。

同期信号成分のピーク値までピーク検出器が充電される
と、出力同期信号が安定に保持される。

あとで述べるこの発明の実施例には、同期信号が検出さ
れるスライス・レベルを調節する手段と熱／イズの存在
する場合の出力信号の劣化を防ぐ手段とが含まれている
。

テレビジョン放送標準によれば、複合ビデオ信号はテレ
ビジョン受像機の映像管に付随する走査回路とテレビジ
ョン放送局の撮像管に付随する走査回路とを同期する周
期性水平および垂直同期パルスを含む。

この複合ビデオ信号に含まれる水平および垂直同期パル
スはテレビ画像の特定の輝度条件（たとえば任意の黒レ
ベル）によって定められた基準レベルに対して実質的に
同じ振幅を持つ。

テレビジョン受像機はビデオ信号の基準レベルすなわち
黒レベルと同期パルス尖頭とを区別して、基準黒レベル
またはその近くで始まり同期パルスを含む範囲内の信号
だけに応答し得るようにする同期信号分離回路を含んで
いる。

複合ビデオ信号の同期パルスの分離に特に有利であるこ
との分った回路はピーク検出器と比較回路とを含むもの
で、そのピーク検出器は同期パルスのピークレベルすな
わち尖頭に関連する基準レベルを記憶し、この基準レベ
ルが比較回路に与えられて複合ビデオ信号と比較される
。

この回路は複合ビデオ信号の同期パルス成分だけが基準
レベルヲ越えるように設計されている。

この基準レベルはこれが基準黒レベルと同期尖頭との間
のレベルにおいて同期パルスを切断すなわちスライスす
るように見えるので、一般に「スライスレベル」と呼ば
れる。

このスライスレベルで同期パルスがスライスされると、
比較回路で一連の分離された同期パルスが発生される。

２つの同期パルスの間でスライスレベルが実質的に変化
しないようにすなわちスライスレベルにリップルの現れ
ないように、ピーク検出同期分離器の設計に注意が必要
である。

リップルを持つスライスレベルは、分離された同期パル
スの位相変調の原因となり、テレビジョン画面に曲りあ
るいは傾きを生じる。

またスライスレベルが同期尖頭レベルを超えると、同期
分離器は同期パルスの一部しか検出分離しなくなったり
、あるいはパルスノ分離が全くできなくなる。

逆にスライスレベルが基準黒レベル以下に落ちると、同
期分離器はビデオ信号の黒レベルを検出して同期パルス
として分！する。

しかしスライスレベルは信号のフェージング、チャンネ
ル切換えと航空機フラッタによるビデオ信号の変動に追
従できるように、僅かに変化できなげればならない。

この発明の推奨実施例には複合ビデオ信号の同期信号成
分を分離するための同期信号分離回路が設けられている
。

同じ導電型の２つのトランジスタから成る差動増幅器の
入力部の一方と逆の導電型のピーク検出器充電トランジ
スタのベース電極とに負向きの同期パルス成分を含む複
合ビデオ信号が与えられ、同期分離器のスライスレベル
を形成する基準レベルまでその充電トランジスタからピ
ーク検出キャパシタが充電される。

充電トランジスタのベース・エミッタ電圧のためにスラ
イスレベルが同期パルス尖頭レベルからＩＶｂｏだけ偏
移するから、スライスレベルは同期尖頭レベルから確実
に外れる。

ピーク検出キャパシタは差動増幅器の第２の入力部に結
合され、ここで複合ビデオ信号とスライスレベルとが比
較されて同期パルスが分離される。

同期パルス期間の間でピーク検出キャパシタの唯一の充
電電流源となる電流源抵抗器も設けられている。

この充電電流によってスライスレベルがビデオ信号レベ
ルの変化に追従するように変化することができる。

ピーク検出キャパシタと電流源抵抗器とを除いて同期分
離器のその他の部分はモノリシック集積回路板上に集積
回路形式に構成することができる。

外部のキャパシタと抵抗器のそれぞれの値は同期分離回
路の集積回路化された部分の特性と無関係にスライスレ
ベルのリップルの調節ができるように変化することがで
きる。

さらに信号レベルの大きな突然の変化に応じてスライス
レベルを急速に変えるようにキーイングされた同期分離
語間復回路が設けられている。

この回復回路は同期分離器が水平偏向系の水平帰線（フ
ライバック）パルスからこれと共に存在する同期パルス
を分離することができなかった時、その帰線パルスから
得られるキーイングパルスによりキーイングされる。

回復回路からの電流がピーク検出キャパシタに与えられ
て、スライスレベルが低レベルのビデオ信号からの同期
パルスの検出が可能になる向きに急速に変化される。

同期分離器が非常に低いレベルのビデオ信号の同期パル
スを検出するように設計されていると、同期尖頭レベル
に対するスライスレベルのｌＶｂｅの偏移を調整して同
期尖頭にもつと近いレベルで同期パルスをスライスする
ことが望ましいことがある。

この発明においては差動増幅器のビデオ信号入力部に分
圧器を設けることにより、スライスレベルの調節ができ
るようになっている。

この分圧器の設定により差動増幅器のビデオ信号入力の
ＤＣレベルを他方の人力におけるスライスレベルに則し
て調節して、スライスレベルが同期尖頭に近ツけるよう
になっている。

非常に低いビデオ信号レベルで同期分離器が動作すると
きはビデオ信号が熱ノイズレベルに近づくに従ってビデ
オ信号の信号対雑音比が悪（なる。

すると同期分離器はピーク検出器に同期パルスのＤＣレ
ベルの代わりに同期尖頭に乗る熱ノイズのピーク値が記
憶される熱ノイズ「セットアツプ」の状態になり易くな
る。

この熱ノイズ「セットアツプ」の問題はスライスレベル
が同期尖頭に近付いて熱ノイズ領域へ入ることにより一
層悪くなる。

この発明においてはピーク検出器に入力複合ビデオ信号
の帯域幅より実質的に狭い帯域幅を持つ充電トランジス
タを用いることにより熱ノイズ「セットアツプ」を最少
にしている。

帯域幅の狭いトランジスタによりビデオ信号中のパルス
性ノイズと熱ノイズが効果的に減衰される。

この発明においてはピーク検出器に高い周波数の熱ノイ
ズ成分に刑して高いインピーダンスを示し、スライスレ
ベルを熱ノイズピークから同期尖頭のＤＣレベルへ向け
て偏移させる回路素子が設けられている。

最後に差動増幅器に出力回路網が結合され、出力同期パ
ルスの前縁の立上りを速く、後縁の立下りを遅くして出
力同期パルスのノイズ成分を減衰させるようになってい
る。

次に添付図面を参照しつつこの発明をその実施例につい
て詳細に説明する。

第１図に示す複合ビデオ信号２００には垂直同期パルス
２０２と等化パルス２０４と水平同期パルス２０６とが
含まれている。

この図並びにその他の図に示される波形において垂直走
査期間の水平同期パルスの間に通常現れるビデオ信号レ
ベルは、同期パルスの基台に当る黒ペデスタルレベルに
規準化されているが、特定のテレビジョン方式のそれぞ
れの放送標準で指定される同期パルス幅あるいはパルス
間隔を正確に表示することはなされていない。

たとえばＮＴＳＣ方式による持続時間は垂直同期パルス
２０２が約２７マイクロ秒、等化パルス２０４が約２．
５マイクロ秒、水平同期パルス２０６が約５マイクロ秒
と決められている。

水平同期パルスの線周期は約６３５マイクロ秒である。

複合ビデオ信号２００が第１図に示すような理想的信号
であれば一定のスライスレベルＶＳＬ を使用すること
もできる。

図示のように理想的なスライスレベルはパルスの中心を
通ってスライスして、同期尖頭に近すぎたりあるいはペ
デスタルレベルでスライスすることから生じるノイズ「
セットアツプ」の確率が最少になる筈であるから、パル
スの前縁がスライスレベルを越えるとき始まり、後縁が
スライスレベル以下に落ちるとき終る同期パルスが同期
分離器で発生されることになる。

出力同期信号は直接波形２００に対応する。

ところが受信されるテレビジョン信号のレベルの変動に
伴ってビデオ信号のレベルも変動するから、同期分離器
のスライスレベルがこれらの変動に追従するようにする
何等かの手段を設ける必要がある。

これらの信号レベル変化を追う同期分離器が米国特許第
３８６９５８６号の第６図に示めされている。

この米国特許の同期分離器はエミッタ結合された２個の
ＮＰＮトランジスタを含ム差動増幅器と、２個のＮＰＮ
ホロワトランジスタとキャパシタと抵抗器とから成るレ
ベルシフト回路とから構成されている。

ビデオ信号はこの２個のエミッタホロワのベース電極に
印加され、これらのトランジスタのエミッタ電極は差動
増幅器の２つのベース入力部に結合されている。

エミッタホロワの一方のエミッタ電極はキャパシタと抵
抗器を介して接地点に結合されてピーク検出器を形成し
ている。

上記米国特許の同期分離器の動作がこの出願の第２ａ図
と第２ｂ図とに示されている。

同期パルスを含む複合ビデオ信号がエミッタホロワの各
ベースに与えられると、エミッタホロワによってビデオ
信号がＩＶｂｏだけ変化されて波形２３０で示すように
差動増幅器の入力部の一方に印加される。

この信号は他方のエミッタホロワでも１ｖｂｏだけ偏移
されてピーク検出キャパシタの両端に印加される。

キャパシタの両端に現れるスライスレベルＶＳＬが差動
増幅器の他方の入力部に印加される。

各同期パルスにおいてキャパシタがレベルシフトされた
信号のピークに向かって充電されるに従って、スライス
レベルＶＳＬが上昇する。

等化パルス２３２でもスライスレベルｖＳＬは上昇する
が、このパルスの短いことから同じ尖頭レベルまでは上
昇しない。

同期ノくルス相互間では抵抗器を通じてまたは差動増幅
器のベース電流の導通によってキャパシタが放電するの
で、スライスレベルＶｓＬが下降する。

この放電によりスライスレベルが変化してビデオ信号レ
ベルの変化に追従する。

しかし同期分離器に持続時間約２７マイクロ秒の垂直パ
ルス２３４が印加されると、ピーク検出器は十分に長時
間充電されて時点Ｔ１ においてレベルシフトされた信
号のピークまで充電される。

この時点で差動増幅器の２つの入力部における電圧レベ
ル（すなわちスライスレベル入力とビデオ信号入力と）
が等しくなる。

２個のトランジスタから成る差動増幅器は特定の安定状
態に維持されるためにその入力部に約１００ミリボルト
の電位差を必要とするから、両入力部の電圧が等しくな
るとこの増幅器は不安定になる。

従って差動増幅器への入力の差が１００ミリボルト以内
の間ノイズ切換によって出力同期信号２４０が中間状態
をとって変動し、第２ｂ図のがたがたした波形２４６で
示すようになる。

従って上記米国特許の同期分離器で生成された出力パル
ス２４４の持続時間は実際の同期パルスより短くてエネ
ルギ量が小さく、テレビジョン受像機の垂直偏向系の異
常動作を招く。

上記米国特許ではエミッタホロワトランジスタに異なる
Ｖｂｏを印加することにより上述の不安定状態が防止し
得ることが示唆されているが、この解決法は同期分離器
が集積回路に構成されるときは有効でない。

相等しくないベース・エミッタ電圧を生成するには集積
回路板上でエミッタ面積の異なるエミッタホロワトラン
ジスタを作る必要がある。

たとえばエミッタ面積が２幻１のときｖｂ８に１８ミリ
ボルトの差ができる。

同様にしてエミツタ面積比４対１のとき３６ミリボルト
、８対１のとき５４ミリボルトの差ができる。

この比が大きくなるほど大きなトランジスタによって集
積回路に占められる面積が大きくなるから実際上８対１
の比は実施可能な最大のものである。

５４ミリボルトのＶｂｏの差は差動増幅器の状態を確実
に維持するに要する１００ミリボルトより小さいので、
不安定状態はやはり直らないことがわかる。

上記米国特許の第５図には不安定性の問題を解決する技
法が示唆されている。

その図面には差動増幅器のビデオ信号側において差動増
幅器とエミッタホロワトランジスタとの間に■ｂｏ分圧
器を挿入することが示されている。

この分圧器は同期信号のピーク値までピーク検出器が充
電されたとき、差動増幅器のピーク検出器入力とビデオ
信号入力との間に直流電位差を維持するように構成する
こともできるが、この図のピーク検出器は差動増幅器入
力電極と接地点との間に設けられたピーク検出キャパシ
タとエミッタホロワ充電トランジスタとだけで構成され
、このキャパシタと並列に設けられる放電抵抗器が除か
れている。

この回路の動作は信号のフェージングすなわち信号レベ
ルの変化に反応を示さないため予想することができない
。

これはピーク検出キャパシタの放電が差動増幅器の人力
電極を通るベース電流だけで行われるからである。

この回路の動作はこの出願の第３ａ図および第３ｂ図に
示されている。

第３ａ図は分圧器によって上記米国特許の同期分離器の
ビデオ信号側に印加される同期パルス２１２，２１４゜
２１８を含むビデオ信号２１０を示す。

ピーク検出器は差動増幅器の他方の側にスライスレベル
ＶｓＬが発生し、これによって同期パルス２１２゜２１
４がスライスされて分離された同期パルス２２２．２２
４を含む第３ｂ図の出力同期信号２２０が生成される。

時点Ｔ２ においてビデオ信号２１０に信号のフェージ
ングまたはテレビジョンのチャンネル切換えによるレベ
ルシフトが起こる。

ピーク検出キャパシタから差動増幅器によりベース電流
の引出されるときだけ変化するスライスレベルＶＳＬ
は、このレベルシフトに従うことのできない遅い速さで
下降して、出力同期信号２２０中の相当数の同期パルス
が失われる。

最後にいくらか後の時点Ｔ３ においてスライスレベル
ｖｓＬが同期パルス２１８の尖頭と交わるレベルまで下
降して出力同期信号２２０中に小さなリップル２２８を
作る。

然る後同期分離器はより低いビデオ信号レベルにおいて
同期信号分離を再開するが、それは相当数の同期パルス
が失われてテレビジョン受像機の同期の失われた後であ
る。

米国特許第３８６９５６８号の第６図の放電キャパシタ
と同じ特許の第５図の分圧回路とを組合わせることによ
って前記米国特許第３８６９５８６号の教える最も好ま
しい性質を組合わした同期分離器が得られる。

しかしこの回路はテレビジョン受像機のような消費者向
けの商品として量産されるとき不都合がある。

この不都合は上記米国特許第３８６９５８６号の回路の
ピーク検出器の動作から生じる。

エミッタ・ホロワ充電トランジスタのベース電極に同期
パルスが印加されると、このトランジスタはピーク検出
キャパシタを同期パルスのピークまで充電する充電電流
（■Ｔｒ）を供給する。

この充電電流のいくらかが充電期間中に放電抵抗器（Ｉ
Ｒ）の導通により接地点へ側路される。

依ってピーク検出キャパシタに与えられる正味の充電電
流（Ｉｃｈ）は であるが、ピーク信号を確実に整流するためにエミッタ
ホロワ充電電流’Ｔｒ を放電電流ＩＲより高度の大き
さにするから、正味充電電流Ｉｃｈは実質的にエミッタ
ホロワ充電電流ＩＴｒになる。

同期パ／１／スと同期パルスとの間ではピーク検出キャ
パシタをバイパスする放電抵抗がキャパシタから接地点
へ電流ＩＲを流している。

この抵抗器とキャパシタが差動増幅器のトランジスタの
ベース電極に結合され、放電期間中このトランジスタが
１−り検出キャパシタからベース電流ＩＢを流す。

従ってピーク検出キャパシタのための正味放電電流ＩＤ
ｌ５は である。

ピーク検出キャパシタの放電によりスライスレベルＶＳ
Ｌが変わり、その変化によってピーク検出器のリップル
が生じる。

同期分離器のノイズ不感性を維持するためにスライスレ
ベルにおけるリップルを最小にすることが望ましい。

またもしスライスレベル■ｓＬが黒レベルまで降下する
と、同期分離器は同期へデスクルレベルを同期パルスと
誤解して、正常な同期パルスより幅の広い移相された信
号を発生する。

過度のスライスレベルのリップルから生じる問題を最少
にするために、放電電流はよく制御されて、ビデオ信号
レベルの変化に満足に追従し得る最低レベルに維持され
なげればならない。

これらの条件によってピーク検出キャパシタと放電抵抗
器の値の選択が制限されて、放電抵抗電流ＩＲと差動増
幅器トランジスタによって引出されるベース電流ＩＢと
が同程度の大きさになる。

このようにスライスレベルＶＳＬ のリップルを確信を
持って判断するには、放電抵抗電流■Ｒと差動増幅器の
電流ＩＢとを精密に知る必要がある。

しかしこれは同期分離器がたとえば集積回路の形で量産
されるときは必ずしも可能ではない。

それは差動増幅器の利得βが回路によって５対１の率で
ばらつき得るからである。

このトランジスタの典型的なβの値は３０から１５０の
範囲になる。

依ってベース電流ＩＢが５対１の範囲に亘ってばらつい
て、回路により放電電流ＩＤｌ５の大幅な変動を生じる
可能性がある。

さらに、他の回路素子たとえば差動増幅器のトランジス
タのエミッタ電流のばらつきを考慮に入れると、この変
動はさらに大きくなる可能性がある。

この放電電流ＩＤｌ５が予備できないことから生じる問
題がこの出願の第４ａ図と第４ｂ図に示されている。

第４ａ図には等化パルス３０２゜３０２’、３０２“と
水平同期パルス３０４，３０６を含む典型的な低レベル
（すなわち小振幅）のビデオ信号３００が示されている
。

スライスレベルＶＳＬは各同期パルス中に差動増幅器の
ビデオ信号入力部に設けられた分圧器のレベルシフトに
より同期尖頭から偏移されたレベル３０８まで上昇し、
同期パルスと同期パルスとの間において次式に従って下
降する。

放電抵抗器がたとえば称呼利得５０の得られるように選
ばれ、集積回路に構成されるトランジスタがこの値を超
える利得を持つとすれば、同期パルスの間におけるスラ
イスレベルｖＳＬの下降勾配は予定されたものより急に
なる。

等化パルス３０２．３０２’、３０γに挾まれるＮＴＳ
Ｃ方式で約２７マイクロ秒の間は不都合な効果が現れず
、出力同期信号３１０には正しく分離された同期パルス
３１２，３１２’、３１γが含まれる。

しかし同期パルス３０２“と水平同期パルス３０４に挾
まれる約５８マイクロ秒の放電期間は、スライスレベル
がペデスタルレベルまで下降し、同期パルスの分離が水
平同期パルス３０４の前縁ではなく、時点Ｔ４ で始ま
るようになるのに十分な長さを持ち得る。

そこで得られる出力同期信号３１０は称呼値より広い出
力パルス３１４を含むものとなり、これは第２ａ図と第
２ｂ図とに示された出力パルスが予定より狭（なる問題
の逆である。

広すぎる同期信号パルス３１４，３１６は第２ｂ図の狭
いパルス２４４の場合よりさらに大きな問題の原因と成
り得る。

それは水平偏向系が常時水平同期パルスの前縁でキーイ
ングされることによるものである。

同期分離器の不正動作によってパルス３１４，３１６の
前縁が移相されるから、テレビジョン受像機で画面の右
端に沿って黒い縁が形成され、水平発振器は水平同期信
号に幻する位相ロックから外れることになる。

上述の問題を解決し得るこの発明の実施例を第５図に示
す。

ビデオ増幅器１０で発生された負向きの複合ビデオ信号
はノイズインバータ２２と遅延回路１２とに印加される
。

複合ビデオ信号に含まれる所定の閾値レベルを超えるパ
ルス性ノイズはこのノイズインバータ２２で反転される
。

遅延回路１２は抵抗器１２２，１２４，１２６とキャパ
シタ１２０，１３０から成る低域フィルタによってビデ
オ増幅器１０から供給される複合ビデオ信号を遅延させ
る能動フィルタである。

遅延されたビデオ信号はトランジスタ１３２０ベースに
おいてノイズインバータ２２からの反転されたノイズパ
ルスと組合わされてノイズの消去された複合ビデオ信号
を形成する。

この信号はトランジスタ１３２．１３８で増幅されてト
ランジスタ１３８のエミッタからノイズを含まないビデ
オ信号が出力される。

このビデオ信号は帰還キャパシタ１２０により波形整形
されて同期パルスの前縁の立上り時間が改善される。

この遅延回路１２の完全な説明は１９７８年８月１８日
付米国特許願第９３４８２９号明細書（特開昭５５−２
８６９６）に記載されている。

ノイズ消去ビデオ信号は遅延回路１２の出力トランジス
タ１３８のエミッタから同期分離器回路４０に印加され
る。

すなわちこの信号は抵抗器４２を介してトランジスタ４
４に印加されると共に、直接ピーク検出器５０の°ＰＮ
Ｐ充電トランジスタ５２に印加される。

トランジスタ４４のベースとトランジスタ１３８のベー
スとの間に抵抗器１４２が挿入されている。

抵抗器４２．１４２はトランジスタ１３８のベース・エ
ミッタ接合に並列の分圧器を形成して、ピーク検出器５
０に印加されるより高いＤＣレベルのビデオ信号をトラ
ンジスタ４４０ベースに印加する働きをする。

充電トランジスタ５２のコレクタは基準電位（接地点）
に結合されている。

ピーク検出器５０はさらにトランジスタ５２と接地点と
の間に挿入されたピーク検出キャパシタ２８と、トラン
ジスタ５２のエミッタと電圧源子Ｂとの間に挿入された
電流源抵抗器２６とを含んでいる。

上述の同期分離器４００回路素子は外部接続端子１４で
この同期分離器４０に結合される抵抗器２６とキャパシ
タ２８を除いて、すべて１枚のモノリシック集積回路板
上に形成することができる。

第５図の実施例ではピーク検出器５０の帯域幅を縮める
外部回路を設けることによって熱ノイズの検出を最少に
されている。

集積回路の外部接続端子１４と充電トランジスタ５２の
エミッタとの間に抵抗器１５６が設げられている。

集積回路の外部接続端子１４とピーク検出キャパシタ２
８との間にダンパ抵抗器１５２とインダクタ１５４とか
らなる並列回路が挿入されている。

差動増幅器トランジスタ４４のコレクタが十Ｂ電源に結
合され、このトランジスタ４４のエミッタが差動増幅器
の第２のトランジスタ４６のエミッタと定電流源トラン
ジスタ４８のコレクタとに結合されている。

このトランジスタ４８のエミッタは接地されている。

トランジスタ４８のベースは■ｂｅ電源３０に結合され
て制御された電圧レベルに維持されている。

このｖｂ。電源３０は前記米国特許願第９３４８２９号
明細書記載の型のものである。

ピーク検出器５０は集積回路の外部接続端子１４とトラ
ンジスタ４６のベースとの間にある抵抗器５６を介して
差動増幅器に結合されている。

トランジスタ６０のエミッタは十Ｂ電源に、コレクタは
自動利得制御（ＡＧＣ）キーイング回路１０とトランジ
スタ１６００ベースとに結合され、トランジスタ１６０
のコレクタは十Ｂ電源に、エミッタはトランジスタ１６
２のベースに結合されている。

トランジスタ１６２のコレクタは抵抗器１６４を介して
十Ｂ電源に、エミッタは集積回路の外部接続端子１６に
結合されている。

外部端子１６と接地点との間に並列に設げられた抵抗器
１６６と分路キャパシタ１６８とから成るＲＣ負荷が示
されている。

ここで形成される出力同期信号はテレビジョン受像機の
水平および垂直偏向回路（図示せず）に印加される。

ＡＧＣキーイング回路７０は同期分離器からのパルスト
キーイングパルス源７２からのパルスとが一致したとき
キーイング信号を発生し、これをＡＧＣ回路２０に印加
する。

キーイングパルス源１２はたとえばテレビジョン受像機
の偏向系（図示せず）の水平フライバック変成器とする
ことができる。

ＡＧＣキーイング回路７０は１９７８年８月１８日付米
国特許願第９３４８３５号明細書（特開昭５５−３７０
９５）記載の形式のものとすることができる。

ＡＧＣ回路２０はキーイング信号に応動して複合ビデオ
信号の同期尖頭レベルを変化させるＡＧＣ制御電圧を発
生する。

このＡＧＣ制御電圧はテレビジョン受像器のＲＦおよび
ＩＦ増幅段（図示せず）の利得を変えるのに用いられる
。

ＡＧＣ回路２０は１９７８年８月１８日付米国特許願９
３４８２３号明細書（特開昭５５−２８６９４）記載の
形式のものとすることができる。

ＡＧＣキーイング回路１０は同期分離器回復回路８０の
トランジスタ８２のベースにも結合されている。

トランジスタ８２のエミッタは接地され、コレクタは抵
抗器８４とダイオード８６の直列回路を介して十Ｂ電源
に結合されている。

ダイオード８６は陽極が十Ｂ電源に、陰極が抵抗器８４
に結合されている。

トランジスタ８２のコレクタはまたトランジスタ９００
ベースに結合され、このトランジスタ９０のエミッタは
抵抗器９２を介して十Ｂ電源に結合され、コレクタは集
積回路の外部接続端子１４においてピーク検出器５０に
結合されている。

差動増幅器のトランジスタ４４は通常導通であるがトラ
ンジスタ４６は通常非導通である。

ピーク検出器５０のトランジスタ５２は同期パルスを含
む負向きの複合ビデオ信号の受入れと共にキャパシタ２
８をトランジスタ１３８のエミッタの負向き同期パルス
の尖頭によりＩＶｂｏだけ高い電圧まで充電し始める。

キャパシタ２８に蓄えられ、同期分離器の同期信号尖頭
に対するスライスレベルを形成する電圧が、抵抗器１５
２とインダクタ１５４から成る並列回路と抵抗器５６と
を介してトランジスタ４６０ベースに印加される。

差動増幅器トランジスタ４４のベースに印加された負向
きの同期パルスはトランジスタ４６のベースのスライス
レベル以下へ急速に落ちて、トランジスタ４４を飽和状
態から解放し、トランジスタ４６の導通を開始させる。

トランジスタ４６に電流が流れることによりトランジス
タ６０の導通が始まり、トランジスタ６０のコレクタに
正向きの同期信号が発生され、これがトランジスタ１６
０．１６２を介して集積回路端子１６に印加される。

第５図の同期分離器４０の動作は第６図の等化パルス３
３４．３３４’、３３４”と水平同期パルス３３６．３
３８を含むビデオ信号波珍で示されている。

これらのパルスはその正側にある白レベル３３２と零レ
ベルとの間の黒レベル３３０かう負側に向って延びてい
る。

通常ビデオ信号情報は黒レベル３３０と白レベル３３２
との間で変化する振幅レベルを持つ。

トランジスタ４６のベースのスライスレベルＶＳＬ で
図示のように同期信号成分がスライスされる。

同期パルス期間中にトランジスタ５２はその電流■Ｔｒ
によってピーク検出キャパシタ２８をトランジスタ１３
８のエミッタの同期尖頭レベルより約１■ｂ８だげ上の
レベルまで放電させる。

外部の充電抵抗器２６もまた充電電流ＩＲを供給し、こ
の間トランジスタ４６がベース電流ＩＢを流す。

これら後者２つの電流はほぼ同じ大きさを持ち、互いに
相殺しあう傾向にある。

さらにこれらの電流はそれより高度の大きさを持つトラ
ンジスタ５２の放電電流ＩＴｒより重みが少ない。

依って同期パルス期間の放電電流は である。

同期パルスのないときピーク検出キャパシタ２８を工外
部の充電抵抗器２６により充電されて、スライスレベル
ＶＳＬ のりツプルが形成される。

この間トランジスタ５２と４６とが電流を流さず、充電
電流は である。

従って充電抵抗器２６とピーク検出キャパシタ２８との
値をうまく選ぶことによって、スライスレベルのりツプ
ルが精密に制御できることが判る。

さらにスライスレベルのリップルは同期分離器の集積回
路素子の特性と無関係であるから、ピーク検出器の動作
に全くばらつきを伴わずにこの回路を量産することが可
能で゛ある。

第６図に示すようにスライスレベルＶＳＬ と同期尖
頭との間にＩＶｂｏの偏移をもって同期分離器４０を働
かせることが望ましげれば第５図の回路から抵抗器１４
２を除くこともできる。

しかし低いビデオ信号における動作の場合のように電圧
偏移を１■ｂ８以下の値に維持することが望ましげれば
、図示のように抵抗器１４２を加えて抵抗器４２と共に
■ｂｏ分圧器を形成することもできる。

図示のように結合された２つの抵抗器の作用は、ピーク
検出キャパシタがその最小の値まで放電されたとき、ト
ランジスタ４４０ベースと４６のベースとの間の電位差
を１■ｂｏ以下に減少する向きにビデオ信号レベルをシ
フトすることである。

しかし前述のように差動増幅器のスイッチング能力を確
保するために、この電位差は１００ミリボトル以下に減
じてはならない。

テレビジョン受像機に突然のフェージングがあったり、
強いチャンネルから弱いチャンネルへ切換えられたとき
、利得制御回路によりビデオ信号が正常状態に戻るまで
、負向きの同期パルスの尖頭がスライスレベルＶＳＬ
より上になる可能性はある。

この間ピーク検出器がレベルシフトされた同期パルスの
ピーク検出ができないため同期が失われる。

この動作はピーク検出器期分離器の入力波形と出力波形
を示す第７ａ図と第１ｂ図に示す波形で表されている。

通常のようにスライスレベルＶＳＬを越えて分離された
同期パルス３５２と３５４がビデオ信号３５０に含まれ
ている。

時点Ｔ、で突然のレベルシフトが波形３５０に与えられ
て、続く同期パルス３５８−３６２の同期尖頭レベルが
上昇している。

その後充電抵抗器によりピーク検出キャパシタが充電さ
れるに従って、スライスレベルＶＳＬが一定の速さで上
昇する；最後に同期パルス３６２でスライスレベルが同
期尖頭をスライスし始め出力同期信号３６４に崩れた波
形３６６で同期分離が始まる。

以後通常の同期分離が再開されるが、それは同期パルス
３５８゜３６０の失われたのちになる。

しかしこの発明の同期分離器は、同期分離器回復回路８
０の動作によりこの同期の失われた状態から急速に回復
される。

同期わ失われた状態はＡＧＣキーイング回路７０により
検出される。

この回路７０は同期分離器４０からのパルスがキーイン
グパルス源１２からのパルスと一致しないことを感知す
る。

ＡＧＣキーイング回路７０はこの状態に応動してキーイ
ングパルス源７２からのパルスを同期分離器回復回路８
０に与え、回復回路８０をキーイングして動作させる。

このキーイングパルスによりトランジスタ８２が導通し
、その導通によりトランジスタ９０が導通し、電流が十
Ｂ電源から集積回路の端子１４に結合されたピーク検出
器５０へ流れる。

トランジスタ９０を通じて与えられる電流は、抵抗器２
６の供給する充電電流を増大し、キャパシタ２８に蓄え
られる電圧が急速に増す。

ピーク検出が始まり、同期信号分離が再開されるまでス
ライスレベルｖ８Ｌは弱いビデオ信号の同期パルスレベ
ルに向って急速に上昇する。

このように回復回路８０は通常必要とされる小さな値の
キャパシタ２８と抵抗器２６を用いないで、同期分離器
４０を信号レベルの低下に急速に応答させる。

従ってこれらの素子すなわち抵抗器とキャパシタとは比
較的大きな値のものを用いることができ、これによって
スライスレベル電圧ＶＳＬ のリップルが小さくなる。

第８ａ図および第８ｂ図の入力波形および出力波形によ
り同期分離回復回路の動作が示されている。

ビデオ信号波形３７０は第７ａ図の波形３５０と同じで
同期パルス３７２に続く時点Ｔ。

で突然のレベルシフトを持っている。

ピーク検出キャパシタ２８が抵抗器２６からの電流で充
電されるに従ってスライスレベルＶ８Ｌが同期パルス３
７２．３７４の間で上昇している。

時点Ｔ６ においてトランジスタ６０からの同期パルス
と一致しないパルス源７２からのキーイングパルスがＡ
ＧＣキーイング回路７０で検出される。

この回路７０が応動して回復回路のトランジスタ８２゜
９０をキーイングしてこれらを導通させ、これによって
トランジスタ９０のエミッタ・コレクタ電路を通ってピ
ーク検出キャパシタ２８に電流が流れ込む。

この充電電流の追加によりパルス源７２からのキーイン
グパルスが時点Ｔ７で終るまで、スライスレベルが前よ
り早い速さで上昇し、時点Ｔ７ においてスライスレベ
ルの上昇が抵抗器２６だけによる制御に戻る。

しかしすでにスライスレベルは次の同期パルスの検出に
十分なところまで上方にシフトされている。

その後正常な同期分離が再開される。

第８ｂ図の出力同期信号波形３８０で示されるように、
同期分離器回復回路８０の充電動作によりスライスレベ
ルＶＳＬ のシフトが修正される時点における同期パル
ス３７４だげが失われる。

同期分離器４０が非常に低い信号レベルで動作するとき
、ビデオ信号に乗る熱ノイズのレベルに対する信号レベ
ルの比が第９ａ図の波形２５０で示されるように実質的
に減少する。

ビデオ信号はその黒レベルと同期尖頭レベルに乗る相当
の振幅を持つ熱ノイズを含むことがわかる。

ピーク検出器５０のスライスレベルＶＳＬが等化パルス
２５２の部分で示されるように熱ノイズから下で同期パ
ルスをスライスするとき、第９ｂ図の出力同期信号２６
０のパルス２６２で示されるように、正確な出力同期パ
ルスが形成される。

ところが同期分離器４０に幅の広い垂直同期パルス２５
６が入力されると、ピーク検出器５０がその最高レベル
まで充電されるのに十分な時間があって、熱ノイズレベ
ルをスライスする可能性がある。

従ってピーク検出キャパシタは平均同期、尖頭レベル２
５４からの偏移の代わりに熱ノイズ２５８のピークから
の偏移のスライスレベルＶＳＬ を表す電荷を保持する
。

スライスレベルが高くなるにつれテ、次にスライスされ
るパルスのスライスレベルが熱ノイズに近づく。

スライスレベルを同期チップに近づけるために抵抗器１
４２を用いると、第９ａ図に示すように同期尖頭におい
てスライスレベルＶＳＬが垂直同期パルス２５６と交わ
っているように、熱ノイズスライスの問題が一層悪くな
る。

同期分離器４０の差動増幅器の高周波熱ノイズエツチン
グのため、熱ノイズをスライスした結果が第９ｂ図で示
すような崩れた出力同期パルス２６６になる。

この発明によれば熱ノイズスイッチングの問題が数種の
方法で解消される。

第１に第５図のピーク検出器５０に狭い帯域幅のＰＮＰ
）ランジスタ５２を用いる。

このＰＮＰ）ランジスタは従来法回路の公称利得帯域幅
４００〜５００ ＭＨｚ のＮＰＮ）ランジスタに対し
て僅か３〜４ＭＨｚ の帯域幅を持つに過ぎない。

この帯域幅の狭いＰＮＰ ）ランジスタ５２によってピ
ーク検出器５０における高周波ノイズが実質的に減衰さ
れ、差動増幅器の基準側に滑らかな基準電圧レベルＶＳ
Ｌが与えられて同期分離器４０の高周波ノイズスイッチ
ングが最小になる。

真の同期パルス尖頭の代わりに熱ノイズのピークを検出
することによるスライスレベルＶＳＬ のシフトは、ピ
ーク検出器５０においてトランジスタ５２とピーク検出
キャパシタ２８との間に抵抗器１５２を設けることによ
りなくなる。

この抵抗器ニヨる電圧降下のためにトランジスタ４６の
ベースのスライスレベルＶＳＬ は熱ノイズピーク（ト
ランジスタ５２のＶｂｅ降下により相殺される）の代わ
りに同期尖頭を表すことになる。

インダクタ１５４はピーク検出キャパシタと差動増幅器
との間の低インピーダンス直流電路となる。

抵抗器１５２はインダクタ１５４と共働してインダクタ
で誘起され得るリンギングを減少させる。

さらに抵抗器１５２とインダクタ１５４のＲＬ結合がピ
ーク検出器５０における高周波ノイズに刻して高インピ
ーダンス電路となり、しかも基準レベル電圧ＶＳＬ に
対しては低インピーダンス電路となる。

抵抗器１５６はトランジスタ５２のエミッタの信号に対
してフィルタ作用を加える。

差動増幅器の基準側における高周波ノイズは減衰される
としても、トランジスタ４４のベース・エミッタ接合部
を介するトランジスタ４６のエミッタ電極への信号結合
のためトランジスタ４６のコレクタの出力同期信号にノ
イズ成分はまだ現れ得る。

熱ノイズが差動増幅器の高周波スイッチングを生じさせ
、トランジスタ４６のコレクタに第１０ａ図の崩れた波
形２８００発生する可能性がある。

これらのノイズ突起によって同期パルス２８０のパルス
エネルギの多くが失われ、このため垂直同期パルスの正
確なエネルギ量に依存して垂直帰線期間を正しい時点で
開始する垂直偏向系の積分器の不適正動作を生ずる。

この発明においては同期パルス２８０のエネルギ量が帯
域幅の狭いＰＮＰＮ刃出ランジスタロ０を使用すること
により改善される。

ＰＮＰ ）ランジスタロ０によっテ同期パルス２８０の
ノイズ突起が減衰し、これにより第１０ｂ図に示すよう
にそのコレクタ電極に改善された同期パルス２８２を形
成する。

１１０ｂ図の同期パルス２８２はトランジスタ６０のコ
レクタにエミッタホロワ出力段を加える；とによりさら
に改善される。

トランジスタ６０のコレクタは１２ポル、トの綜合エミ
ッタ・ベース間耐圧を有するダーリントン型式の出力段
を形成するトランジスタ１６０，１６２に結合され、外
部接続端子１６に高電圧同期信号を生成する。

端子１６と接地点との間に並列接続された抵抗器１６６
とキャパシタ１６８とから成る外部容量性負荷力この出
力段に結合されている。

トランジスタ１６０，１６２はノイズ突起の後縁と出力
信号中の同期パルスの前縁とに鋭い立上りを与える。

さらにダーリントン型式のトランジスタ幻により容量性
負荷が駆動されているから、ノイズ突起の前縁と同期パ
ルスの後縁とに速い立上りよりは緩漫な立下りが現れる
。

その結果端子１６における同期パルス中のノイズ突起の
深さが鋭く減衰される。

これは第１０ｃ図の同期パルス２８４で示されている。

この波形によりトランジスタ１６００ベースの同期パル
ス２８２におけるノイズ突起の深さがエミッタホロワ出
力段の立下りの遅いかつ立上りの速い特性と端子１６に
結合された容量性負荷とにより低減されていることが明
示されている。

このように、熱ノイズの存在する場合でも同期パルス２
８４はノイズの無い同期パルスと同じエネルギ量を持ち
、垂直積分器の垂直同期パルスの正確な積分が可能にな
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はビデオ信号と理想的同期分離器のスライスレベ
ルとの波形を示す図、第２ａ図および第２ｂ図は従来法
の同期分離器の入力波形と出力波形を示す図、第３ａ図
および第３ｂ図は他の従来法の同期分離器の入力波形と
出力波形を示す図、第４ａ図および第４ｂ図は第３の従
来法の同期分離器の入力波形と出力波形を示す図、第５
図はこの発明を実施する同期分離回路の部分ブロック回
路図、第６図は第５図の同期分離器の動作を表す波形を
示す図、第７ａ図および第７ｂ図はこの発明の同期分離
器回復回路を備えないものについて同期分離器の動作を
表す入力波形と出力波形を示す図、第８ａ図および第８
ｂ図はこの発明の同期分離器回復回路の動作を表す入力
波形と出力波形を示す図、第９ａ図と第９ｂ図は従来法
の同期分離器の熱ノイズの存在する場合における動作を
表す入力波形と出力波形を示す図、第１０ａ図、第１０
ｂ図および第１０ｃ図は第５図の同期分離器の動作の他
の面を表す波形を示す図である。 １０・・・・・・ビデオ増幅器、１２・・・・・・遅延
回路、１４．１６・・・・・・集積回路の外部接続端子
、２２・・・・・・ノイズインバータ、２６・・・・・
・電流源抵抗器、２８・・・・・・ピーク検出キャパシ
タ、４０・・・・・・同期分離回路（差動増幅器）、５
０・・・・・・ピーク検出器、７０・・・・・・ＡＧＣ
キーイング回路、８０・・・・・・同期分離器回復回路
、２００・・・・・・複合ビデオ信号、２０２・・・・
・・垂直同期パルス、２０４・・・・・・等化パルス、
２０６・・・・・・水平同期ピルス、ＶＳＬスライスレ
ベル。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 複合ビデオ信号と基準電圧とに応動してその複合ビ
   デオ信号の同期信号成分がその基準電圧レベルを越える
   とき分離された同期信号を発生する差動増幅器手段と：
   上記複合ビデオ信号の同期信号成分の変動に追従してそ
   の同期信号成分のレベルよりも小さなレベルを有する上
   記基準電圧を生成するピーク検出手段と：上記差動増幅
   器手段の出力に応動して上記複合ビデオ信号の同期信号
   成分が上記基準電圧レベルを越えないときに上記同期信
   号成分のレベルの変動に追従する方向に上記基準電圧レ
   ベルを変化させる回復手段とを備えた、複合ビデオ信号
   から同期信号を取出すための同期信号分離回路。