DE2818085C2

DE2818085C2 - Spannungsmeßschaltung

Info

Publication number: DE2818085C2
Application number: DE2818085A
Authority: DE
Inventors: Tatsushi Asakawa; Shinji Suwa Nagano Morozumi
Original assignee: Suwa Seikosha KK
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 1977-04-26
Filing date: 1978-04-25
Publication date: 1986-05-22
Also published as: US4498040A; FR2412851B1; FR2412851A1; FR2412850A1; GB1602898A; HK52284A; US4258310A; CH639810B; CH639810GA3; DE2818085A1; US4377781A; FR2412850B1

Description

. Sprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die

- eine Bezugsspannungsschaltung (1), Bezugsspannungsschaltung (1) die Bezugsspannung

- eine Meßspannungsschaltung (2), als Differenz der verschiedenen Schwellenspannun-

- eine die Bezugsspannung der Bezugsspan- 10 gen zweier Transistoren (12,15) erzeugt nungsschaltung (1) mit der Meßspannung der

Meßspannungsschaltung (2) vergleichende Ver-

gleichsschaltung (3),

- einen Spannungsteiler (20 bis 24) zur Einstellung einer dieser Spannungen, von welchem 15 Die Erfindung betrifft eine Spannungsmeßschaltung verschiedene Anschlußpunkte (c 1 bis c 4) über nach dem Oberbegriff der Patentansprüche 1 bzw. 2. Schalttransistoren (33,35,37,39) mit einem ge- Spannungsmeßschaltungen, die dazu dienen festzumeinsamen Ausgang verbunden sind und stellen, ob die gemessene oder überwachte Spannung

- eine Schaltungsanordnung (4) zur Ansteuerung einen vorgegebenen Grenzwert unter- bzw. überschreider Schalttransistoren (33,35,37,39) und damit 20 tet, müssen im Hinblick auf diesen Grenzwert eingezur Einstellung des Teilungsverhältnisses des stellt werden. Hierzu hat man sich früher eines variablen Spannungsteilers, Widerstandes oder eines entsprechend ausgewählten

Widerstandes bedient und die Einstellung beim oder

dadurch gekennzeichnet, daß die Schal- nach dem Einbau der Spannungsmeßschaltung in ein tungsanordnung (4) umfaßt: 25 elektronisches Gerät vorgenommen. Die komplizierte

Einstellung war eine Selbstverständlichkeit, und ihre

- einen Speicher (25) aus nicht-flüchtigen Spei- Kosten waren um so höher, je höher die erforderliche cherelementen, der über externe Anschlüsse Genauigkeit der Grenzspannung war.

(w 1, w 2) der integrierten Schaltung einschreib- Eine Spannungsmeßschaltung der im Oberbegriff der

baristund ₃₀ Patentansprüche 1 bzw. 2 angegebenen Art ist aus der

- ein Schaltnetz (26 bis 32, 34, 36, 38) zwischen US-PS 39 38 316 bekannt. Diese Druckschrift bcden Ausgängen des Speichers und den Steuer- schreibt eine temperaturkompensierte Schaltung für eieingängen der Schalttransistoren (33,35,37,39), ne elektronische Uhr. Zum Zwecke der Temperaturweiches das Teilungsverhältnis des Spannungs- kompensation des Oszillators wird dabei abhängig von tellers nach Maßgabe des Inhalts des Speichers 35 der gemessenen Temperatur das Teilungsverhältnis ei-(25) einstellt. nes dem Oszillator nachgeschalteten Frequenzteilers

variiert. Zur Messung der Temperatur dient ein Transi-

2. SpannungsmeDschaltung, insbesondere für eine stör dessen Basis-Emitter-Spannung bekannterweise elektronische Uhr, umfassend in einer integrierten temperaturabhängig ist. Durch Vergleich mit einer Ik-Schaltung ₄₀ zugsspannung wird die relative Größe dieser tempcra-

turabhängägen Basis-Emitter-Spannung automatisch

- eine Bezugsspannungsschaltung (1), periodisch gemessen. Zu diesem Zweck ist ein Span-

- eine Meßspannungsschaltung(2), nungsteiier vorgesehen, dessen Anschlußpunkte über

- eine die Bezugsspannung der Bezugsspan- Schaltglieder mit der Temperaturmeßschaltung verbunnungsschaltung (1) mit der Meßspannung der 45 den sind. Die Schaltgiieder sind mit den Ausgängen ei-Meßspannungsschaltung (2) vergleichende Ver- nes Schieberegisters verbunden, so daß die an den Eingleichsschaltung (3), gang der Temperaturmeßschaltung gelieferte Bezugs-

- einen Spannungsteiler (r 1 bis rn, R)zur Einstel- spannung vom Zustand des Schieberegisters abhängt. In lung einer dieser Spannungen, dessen Teilungs- der Temperaturmeßschaltung wird diese Bezugsspanverhältnis mit Hilfe von Schaltgliedern (110 bis 50 nung mit der temperaturabhängigen Basis-Emitter-119) einstellbar ist und Spannung verglichen. Das Ausgangssignal der Tempe-

- eine ein Schieberegister aufweisende Schal- raturmeßschaltung wechselt seinen Zustand, wenn die tungsanordnung (120 bis 125) zur Ansteuerung Bezugsspannung größer wird als die temperaturabhänder Schaltglieder und damit zur Einstellung des gige Basis-Emitter-Spannung. Das Schieberegister wird Teilungsverhältnisses, wobei jedes Schaltglied 55 periodisch angestoßen und schaltet dann nacheinander zur Einstellung seines Schaltzustandes mit ei- die einzelnen Schaltglieder des Spannungsteilers ein nem zugehörigen Ausgang des Schieberegisters Dabei erhöht sich schrittweise die an den Eingang der (125) verbunden ist, Temperaturmeßschaltung angelegte Spannung. Sobald

sie die temperaturabhängige Basis-Emitter-Spannung

dadurch gekennzeichnet, daß ₆o übersteigt, kehrt sich das Ausgangssignal der Tempcra-

turmeßschaltung um, was einerseits zu einer Übertra-

- durch jedes Schaltglied (110 bis 119) jeweils ein gung des Schieberegisterinhalts in einen Speicher und Teil des Spannungsteilers (r 1 bis rn, R) über- ferner zu einer Rückstellung des Schieberegisters führt, brückbar ist und Der Ausgang des Speichers steuert über ein Schaltnetz

- daß die Schaltglieder FAMOS-Elemente sind, 65 das Teilungsverhältnis des eingangs erwähnten Frevon denen jedes über einen Injektionssteue- quenzteilers.

rungstransistor(120 bis 124) mit dem zugehöri- Aus der DE-OS 26 07 042 ist eine Spannungs-Aus-

gen Ausgang des Schieberegisters (125) verbun- wahl-Schaltuiig bekannt, die dazu dient, einer Flüssig-

kristall-Anzeigeeinrichtung, wie sie unter anderem bei elektronischen Uhren verwendet wird, jeweils eine unter mehreren Spannungen ausgewählte Spaanung zuzuführen. Zu diesem Zweck ist eine der Anzahl vorhandener Spannungen entsprechende Anzahl von Schalttransistoren vorgesehen, deren Haupt-Strecken einerseits mit einer der Eingangsspannungen und andererseits mit dem Ausgang verbunden sind. Die Steuerelektroden der Schaktransistoren sind mit den Ausgängen eines Schaltnetzes verbunden, das einen Code-Umsetzer zur Umsetzung eines Binärcodes in einen l-aus-3-Code darstellt Durch Eingabe eines bestimmten binärcodierten Signals kann man auf diese Weise einen der Schalttransistoren einschalten und die zugeordnete Eingangsspannung an den Ausgangsanschluß anlegen.

Aus der DE-AS 22 56 688 ist ein Verfahren zum Auftrennen von Leiterbahnen auf integrierten Schaltkreisen bekannt, das zum Abgleich von Widerständen bei einer integrierten Schaltung verwendet werden kann. Das bekannte Verfahren hat den grundsätzlichen Nachteil, daß die verschiedenen Widerstandsanschlüsse entweder direkt auf der integrierten Schaltung kontaktiert werden müssen, was eine außerordentlich komplizierte und genau arbeitende Vorrichtung voraussetzen würde, oder aber daß alle Anschlüsse herausgeführt werden müßten, damit die der Auftrennung dienenden Stromimpulse angelegt werden können.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Spannungsmeßschaltung der eingangs angegebenen Art zu schaffen, bei der die Einstellung des Spannungsteilers möglichst einfach ist und mit einer geringstmöglichen Anzahl externer Anschlüsse der integrierten Schaltung möglich ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 bzw. 2 gelöst. Bei den im Patentanspruch 2 genannten FAMOS (floating gate avalanche injection metal oxide semiconductor) handelt es sich um MOS-Elemente oder MOS-Transistoren mit sogenanntem schwimmendem Gale und Lawinendurchbruchinjection.

Ein möglicher Anwendungsfall dieser Spannungsmeßschaltung liegt in der Überwachung der Batteriespannung bei einer elektronischen Uhr. Wenn bei einer solchen elektronischen Uhr die Batteriespannung unter einen für verschiedene Uhren verschiedenen Grenzwert sinkt, dann läuft zwar die Uhr noch, die Ganggenauigkeit ist aber nicht mehr gewährleistet. Viele Uhren sehen daher eine Warnanzeige vor, die ihren Benutzer auf diesen Zustand aufmerksam macht. Diejenige Batteriespannung, bei deren Erreichen bzw. Unterschreiten eine solche Warnanzeige erfolgen soll, muß jeweils gesondert eingestellt werden.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezug auf die Zeichnungen näher erläutert. F.s zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild einer Spannungsmeßschaltung,

F i g. 2 eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Spannungsmeßschaltung,

F i g. 3 eine Ausführungsform eines C-MOS-Transistoren aufweisenden Operationsverstärkers,

F i g. 4 eine Schnittansicht einer integrierten MOS-Schaltung,

Fig.5-a eine Ausführungsform der Steuerschaltung der Regulierschaltung,

F i g. 5-b eine Schnittansicht einer integrierten Schaltung mit einem MOS und einem FAMOS,

F i g. 5-c eine Draufsicht auf die integrierte Schaltung der Steuerschaltung in F i g. 5-a,

F i g. 6 eine Ausführungsform eines Schieberegisters oder Flipflop,

F i g. 7-a eine Zeitfolgedarstellung von Impulsen zum Abtasten und Halten in einer Impulsgeneratorschaltung der Spannungsmeßschaltung,

F i g. 7-b eine andere Ausführungsform der Impulsgeneratorschaltung der Spannungsmeßschaltung,

F i g. 7-c eine Zeitfolgedarstellung von Impulsen zum ίο Abtasten und Halten in der Impulsgeneratorschaltung nach F i g. 7-b,

F i g. 8 eine Ausführungsform der Erfindung mit einer automatischen Regulierschaltung für die Einstellspannung,

Fig.9 eine Ausführungsform eines automatischen Einstellsystems, das die Ausführungsform der Fig.8 umfaßt,

Fig. 10 eine weitere Ausführungsform der Einstellvorrichtung in der erfindungsgemäßen Spannungsmeßschaltung,

Fig. 11 eine Ausführungsform, bei der die erfindungsgemäße Spannungsmeßschaltung, in einer elektronischen Uhr untergebracht ist,

Fig. 12-a eine Ausführungsform, in der die Spannungsmeßschaltung die Spannung zweier Pegel feststellt,

Fig. 12-b eine Zeitfolgedarstellung von Impulsen zum Abtasten und Halten in der Spannungsmeßschaltung, welche die Spannung zweier Pegel feststellt. Der grundsätzliche Aufbau der integrierten Spannungsmeßschaltung ist in Blockdarstellung in F i g. 1 gezeigt. Eine Bezugsspannungsschaltung 1 erzeugt eine Bezugsspannung Vst, die von der zu überwachenden Meßspannung im wesentlichen unabhängig ist. Eine Meßspannungswandlerschaltung 2 erzeugt eine Ausgangsspannung Vd, bei der es sich um die Meßspannung selbst oder um eine ihr proportionale Spannung handelt. Eine Vergleichsschaltung 3 vergleicht die Bezugsspannung Vst mit der Ausgangsspannung Vd und liefert ein Ausgangssignal Vcomp, das sich in Abhängigkeit davon ändert, ob die Ausgangsspannung Vd größer oder kleiner als die Bezugsspannung Vsf ist. Als Einstellspannung oder Grenzspannung sei derjenige Wert der Meßspannung bezeichnet, bei dem eine Änderung des Ausgangssignals Vcomp der Vergleichsschaltung 3 auftritt. Das bedeutet, wenn die Ausgangsspannung der Meßspannungswandlerschaltung 2 die Meßspannung selbst ist, dann ist die Bezugsspannung Vsf gleich der Einstellspannung. Wenn dagegen die Ausgangsspannung Vd eine der Meßspannung proportionale Spannung ist, dann muß die Bezugsspannung Vst ebenfalls eine der gewünschten Einstellspannung entsprechend proportionale Spannung sein. Der tatsächliche Wert der Einstellspannung läßt sich dann durch diese Proportionalitätsfaktoren vorgeben. Hierzu dient eine Regulierschaltung 4 zur Einstellung der Ausgangsspannung Vd und/oder der Bezugsspannung Vst. Wie diese Einstellung im einzelnen erfolgt, wird später erläutert. Zum Zwecke der Energieeinsparung werden die genannten Schaltungen 1, 2, 3 und 4 nicht ständig, sondern nur periodisch kurzzeitig, das heißt in einer Abtastbetriebsweise, an eine Stromquelle angeschlossen. Zu diesem Zweck erzeugt eine Impulsgeneratorschaltung 5 Impulse Φι. Diese Impulse bewirken einen impulsartigen Betrieb der Schaltungen 1 bis 4. Da das Ausgangssignal Vcomp der Vergleichsschaltung 3 in der Regel als andauerndes Signal benötigt wird, ist eine Halteschaltung 6 vorgesehen, die unter der Steuerung von Impulsen Φι, Φ-,, Φβ, Φι, Φλ von

der Impulsgeneratorschaltung 5 das impulsartig erzeugte Ausgangssignal Vcomp der Vergleichsschaltung 3 bis zum jeweils nächsten impulsartigen Ausgangssignal Vcomp speichert und als Signal V/, zur Verfugung stellt. Die Bezugsspannungsschaltung I₁ die Meßspannungswandlerschaltung 2 und die Vergleichsschaltung 3 bilden den eigentlichen Kern der Spannungsmeßschaltung und sind jeweils so aufgebaut, daß ihre Eigenschaften weitgehend unabhängig von ihren jeweiligen Schaltation dotiert. Denn wie bei einer Differenz in der Gateschichtdicke oder bei einer unterschiedlichen Subslratkonzentration bewirken die Temperaturabhängigkeilen von Schwellenspannung und Leitwertkoeffizient (cc Beweglichkeiten) für die Charakterisierung eines MOS einen großen Unterschied zwischen MOS mit unterschiedlichen Schwellenwerten. Das Dotieren des Gate, das Dotieren von Donatorionen in einen PT oder von Akzeptorionen in einen NT, hat ebenfalls eine große

tungselementen bestimmt sind, so daß die Einstellspan- io Wirkung auf die Temperatureigenschaften, gleichermanung (Grenzspannung), deren über-oder unterschreiten Ben wie die Differenz der Substratkonzentrationen, durch die Spannungsmeßschaltung festgestellt werden
soll, tatsächlich nur von der Einstellung durch die Regu

lierschaltung 4 abhängt

Ein Ausführungsbeispiel der im Patentanspruch 1 gekennzeichneten Spannungsmeßschaltung ist in F i g. 2 gezeigt Die dort durch strichpunktierte Linien eingegrenzten Blöcke entsprechen gleich numerierten Blökken in Fig. 1. Als aktive Elemente sind in Fig.2 beispielhaft MOSFET dargestellt.

Als erstes folgt eine Erläuterung der Impulsgeneratorschaltung 5. Diese setzt sich aus einem Schieberegister 7 und einer NAND-Schaltung 8 zusammen. Wenn Signale, wie sie in Fig.7-a gezeigt sind, in Anschlüsse Nach allem ist es beim Kanaldotieren das Beste, Akzeptorionen in einen PT und Donatorionen in einen NT zu dotieren.

Die Versicherungsspannung des durch Dotieren abgesenkten Schwellenwertes ist durch eine Formel

q Nnet r ox εοεοχ

gegeben, wobei q die resultierende Ladungsmenge ist, εοχ die relative Dielektrizitätskonstante der Gateisolierschicht, so die Vakuum-Dielektrizitätskonstante, rox die Dicke der Gateisolierschicht und Nnet die Menge

Φ\ und Φ2 einlaufen, dann wird Signal Φ₂ mittels des 25 der implantierten Ionen, da man sagen kann, daß keine Schieberegisters 7 (FHpflop) um die halbe Periode des Temperaturabhängigkeit der verschiebenden Größe Signals Φ\ verschoben, und bei Q tritt ein Signal Φ'2 aus. selbst besteht. Auch was den Leitwertkoeffizienten (rx-Demgemäß erscheint aus Ausgang Φ₃ der NAND- Beweglichkeit) betrifft, kann die Veränderung von desSchaltung 8 ein Differenzimpuls, wie er in F i g. 7-a ge- sen absolutem Wert in derselben geometrischen Dimcnzeigt ist Wenn beispielsweise Φ\ eine Frequenz von 30 sion experimentell korrigiert werden und ist eine Ände-64 Hz und Φ₂ eine Frequenz von V₂Hz besitzt, dann rung der Temperatureigenschaften ebenfalls viel kleiner

als in oben erwähnten anderen Fällen. Das Akzeptorion zum PT-Dotieren ist beispielsweise ¹¹B⁺, und das Donatorion zum NT-Dotieren ist beispielsweise ³¹P⁺. In den Figuren nach F i g. 2 sind Transistoren mit Schwellenwerten, die durch derartige Kanaldotierung verschoben sind, durch zusätzliche gestrichelte Linien unter den Gates gezeigt. Da die Dotierung bei der vorliegenden Ausführungsform lediglich für PT verwendet wird, ist NT gegenüber seiner Substratkonzentration bestimmt, um zur Schwellenspannung des dotierten PT zu passen. Zur Erläuterung: gemäß F i g. 4 ist bei einem gewöhnlichen komplementären MOS-(nachstehend als C-MOS bezeichnet) IC eine P--Mulde 56 auf einem N--Silicium-

gen die statischen Eigenschaften der Bezugsspannungs- 45 substrat 55 gebildet Eine Isolierschicht 63 für NT ist schaltung 1 zu dieser Zeit nicht von den Transistoren 10 durch eine P-Diffusion oder Ionenimplantation zusammen oder getrennt mit bzw. von einer Source 57 und einer Drain 58 für PT gebildet Eine Isolierschicht 62 für PT ist durch eine N-Diffusion oder Ionenimplantation 50 zusammen mit oder getrennt von einer Source 60 und einer Drain 61 für NT gebildet 59 ist eine reine Gateiso

erscheinen bei Impulse Φ3 niedrigen Pegels von nur '/i28 s Länge mit Abständen von (2—^Im) s. Die einzelnen Schaltungen 1, 2, 3, 4 und 6 werden mit einem solchen Differenzimpuls betrieben.

Nur wenn Φι niedrig ist, fließt Strom durch die einzelnen Schaltungen 1,2,3 und 4, die für den erforderlichen Zweck betrieben werden. Aus dem obigen Beispiel kann man ersehen, daß für jede dieser Schaltungen ein niedriger Stromverbrauch erreicht wird.

Als nächstes folgt eine Erläuterung der Bezugsspannungsschaltung 1. NT 10 ist aus, wenn Φ₃ niedrig ist und PT 11 ist dann aus, da ?3 aufgrund des Inverters 9 hoch (nachstehend mit H bezeichnet) liegt Demgemäß hän-

und 11 ab. Auch ein Operationsverstärker 16 ist unbeeinflußt von Transistoren NT 42 und PT 54, da diese gesperrt sind, wie F i g. 3 zeigt. Wenn Φι dagegen auf H ist ist PT !2 aus und ist NT !0 ein und dessen Drainpo tential niedrig (nachstehend mit L bezeichnet), und NT 14 ist aus und PT 11 ein. Dann fließt kein Strom durch leitende Wege. Im Operationsverstärker 16 ist PT 43 aus und ist NT 42 ein, und deshalb sind NT 44,45 und 50 aus, woraufhin kein Strom fließt Gleichzeitig ist PT 54 ein und daher PT 51 aus, und gleichermaßen fließt kein Strom durch Widerstände 17 und 18.

Die Bezugsspannung, die erzeugt wird, wenn Φ3 auf L ist muß so gebildet werden, daß sie in keinem näheren Verhältnis zur Meßspannung und zur Versorgungsspannung (Vpo) steht und derart daß sie keine Temperaturabhängigkeiten aufweist Aus diesem Grund wird bei der vorliegenden Ausführungsform die Differenz der MOS-Schwellenspannungen als Bezugsspannung be-Iierschicht 64 ist eine Feldisolierschicht bei 65 handelt es sich um eine Gateelektrode, eine Substrat-Source-Drain-Elektrode oder Verdrahtungsmetalle, beispielsweise aus Aluminium. Nachdem die Gateisolierschicht 59 erzeugt ist, werden alle Kanäle bis auf einen mit Maskierlack bedeckt, um sie einer Dotierungsbehandlung auszusetzen, und es werden in den gewünschten Kanal durch die geöffnete Gateisolierschicht hindurch Ionen dotiert wodurch der Transistor mit einer zuvor erwähnten niedrigen Schwellenspannung geschaffen werden kann, und die mit Maskierungslack bedeckten Transistoren werden keiner Änderung unterzogen. Natürlich ist es auch möglich, diese Kanaldotierung zu

stimmt Um unterschiedliche MOS-Schwellenspannun- 65 nächst an allen Kanälen von Transistoren gleicher PoIa-

gen mit geringer Temperaiurabhängigkeit zu erzeugen, rität durchzuführen und dann nur am gewünschten

macht man die Schwellenspannungen verschieden, in- Transistor. Worauf es ankommt ist lediglich die Diffe-

dem man den Gateteil des Kanals mittels lonenimplan- renz zwischen den Schwellenspannungen.

Um den Schwellenwert von NT so zu bestimmen, daß er zum PT mit einem niedrigen Schwellenwert paßt, besteht eine gute Möglichkeit darin, lediglich die Konzentration der P--Mulde 56 geeignet herabzusetzen, wenn diese gebildet wird, oder eine gute Möglichkeit besieht auch darin, allen NT-Kanälen eine Donatorionendotierung zu verpassen, nachdem die Gateisolierschicht gebildet ist, trotz der Tatsache, daß die P^--MuI-de 56 eine vergleichsweise hohe Konzentration besitzt. In jedem Fall liegt der Vorteil dann, wenn die Differenz der Schwellenspannungen durch Kanaldotierung als Bezugsspannung gebildet ist, zum einen in der Stabilität gegenüber Temperaturänderungen und Energiequellenänderungen und zum anderen darin, daß man aufgrund des Herstellungsverfahrens eine gleichförmige Spannung als Bezugsspannung erhält, wenn man nur die Stabilität lediglich von Nnet und vox sicherstellt, da lediglich die Differenz problematisch ist.

Grundvoraussetzung bei der erfindungsgemäßen Spannungsmeßschaltung ist, daß die Bezugsspannung stabil ist gegen Temperaturschwankungen, Energieversorgungsschwankungen und Herstellungsverfahrensschwankungen.

Als nächstes wird eine Erläuterung der Schaltung gegeben. Ein Verhältnis des Leitwertkoeffizienten am Punkt C₂: Vc₂ =

Vd,

= Beweglichkeit χ

εο εοχ Kanalbreite

TOX

Kanallänge

im PT 12 zum Leitwertkoeffizienten im PT 15 wird gleich dem Verhältnis des Leitwertkoeffizienten im NT 13 zum Leif.vertkoeffizienten im NT 14 gemacht, und NT 13 und NT 14 sind nebeneinander auf dem IC-Chip angeordnet. Dann sind die Schwellenwerte in hoher Anpassung verbessert. Als Folge erhält man die Differenz VTP - VGTP = Vst zwischen der Schwellenspannung VTP von PT 12 und der Schwellenspannung VGTPvon PT 15 in positiver Richtung gegenüber Massepotential als ein Normal. Beispielsweise kann m;in das Verhältnis dieses Leitwertkoeffizienten als 1 nehmen. Natürlich werden die Kanallängen von PT 12 und PT 15 sowie NT 13 und NT 14 gleich gemacht Sonst ist es schwierig, das Verhältnis der Leitwertkoeffizienten in Übereinstimmung zu bringen, da unterschiedliche Tiefenschwankungen bestehen, die von unterschiedlichcn Diffusions?rten usw. herrühren. Die solchermaßen erhaltene Bezugsspannung Vst wird generell durch den Spannungsfolger 16 gepuffert dessen Ausgangssignal theoretisch gleich Vif ist Da dieses durch Widerstände 17 und 18 hohen Widerstandswertes geteilt wird, erhält man letztlich eine Bezugsspannung

Vst =

Ri+R₂

Vst

55

Der den Spannungsfolger bildende Operationsverstärker ist gemäß F i g. 3 aufgebaut

Als nächstes folgt eine Erläuterung der Meßspannungswandlerschaltung 2. Der Verstärker 19 arbeitet im wesentlichen, wenn Φ₃ niedrig (L) ist und wenn Φ3 hoch (H) ist fließt kein Strom durch die einzelnen Strom führenden Wege und Widerstände 20, 21, 22,23 und 24.19 ist ein Spannungsfolger. Wenn r\ +r₂+r₃+r₄ = r ist, unterliegen die Meßspannungen linearen Umwandlungen in folgender Weise:

am Punkt C₃: Vc₃ =

am Punkt C₄: Vc₄ =

R + r

R+r

Vd

am Punkt Ci: Vc\ —

R + r

Vd,

Der Grund dafür, daß die vier Punkte C\, c₂, c₃ und C₄ vorgesehen sind, liegt darin, daß bei der Ausführungsform nach F i g. 2 eine Regulierschaltung vorgesehen ist, in der die Einstellung, Einstellspannung oder Spannungsschwelle, bei zwei Bits durchgeführt wird. Die Meßspannungswandlerschaltung wandelt die zu messende Spannung linear durch ein Widerstandsverhältnis um. Wenn R = O ist, ist Vc₄ = Vd, und die zu messende Spannung selbst kann in den Schalter 39 gegeben werden. Somit können die Bezugsspannung und die umgewandelte Meßspannung vom Komparator 40 der Vergleichsschaltung 3 verglichen werden.

Als nächstes folgt eine Erläuterung der Regulierschaltung. 4 ist eine Vergleichsspannungsregulierschaltung zum Einstellen einer oder beider Vergleichsspannungen, die dem Komparator 40 eingegeben werden. Die Ausführungsform gemäß F i g. 2 ist eine Einrichtung, mit der die Meßspannungswandlerschaltung 2 reguliert wird. Durch zwei Bits besteht die Möglichkeit, die vier Zustände von I) bis IV) digital in Abhängigkeit vom Zustand von Signalen (b\, b₂) zu regulieren. 0 bedeutet niedrig (L) und 1 bedeutet hoch (H).

I) (b_ub₂) = (U\), Vd= Vc,

II) (b_hb₂) = (1,0), Vd= Vc₂

III) 0,,£>₂) = (O,1), Vd= Vc₃

IV) (b_ub₂) = (0,0), Vd = Vc₄

Im Fall von I) sind die Eingänge eines NAN D-Gatters 28 (1, 1). Deshalb ist dessen Ausgangssignal 0, und das Eingangssignal des PT-Gates des Übergabeschalters 33 ist 0, das Eingangssignal des NT-Gates ist 1, und zwar aufgrund eines Inverters 32, so daß der Schalter 33 ein wird und das Potential Vci an Vd übertragen wird. Die Eingabe für ein NAND-Gatter 29 wird SI=O, d. h., (1,0), und zwar aufgrund eines Inverters 27 seine Ausgabe ist somit 1, und das Eingangssignal des PT-Gates eines Übergabeschalters 35 ist 1, und das Eingangssignal des NT-Gates ist aufgrund eines inverters 34 0, so daß der Schalter 35 aus wird. Aufgrund eines Inverters 26 wird die Eingabe eines NAND-Gatters 30 zu TT₁=O, d. h.(0,1), und dessen Ausgabe ist 1. Daher ist das Eingangssignal des PT-Gates eines Übergabeschalters 37 1, und der Schalter 37 ist aus, da das Eingangssignal des NT-Gates aufgrund eines Inverters 36 0 ist Und die Eingabe eines NAND-Gatters 31 wird TJT=O, Si=O, d.h. (0, 0), aufgrund der Inverter 26, 27, und dessen Ausgabe ist 1. Daher ist das Eingangssignal des PT-Gates eines Übergabeschalters 39 1, und aufgrund eines Inverters 38 ist das Eingangssignal von dessen NT-Gate 0. Daher ist der Schalter 39 aus. Schließlich wird nur das Potential Vq vom Schalter 33 übertragen, wenn dieser eingeschaltet ist Im Fall II) ist gleicherweise nur der Schalter 35 ein, und dann wird Vc₂ übertragen. Gleichermaßen ist im Fall von III) lediglich Schalter 37 ein und wird Vc₃ übertragen. Und im Fall von IV) ist lediglich Schalter 9 ein

und wird Vc* übertragen.

Um solche Einstellungen innerhalb eines IC durchführen zu können, ist die Steuerschaltung 25 in F i g. 2 erfindungsgemäß unter Verwendung nicht-flüchtiger Speicherelemente gemäß F i g. 5-a aufgebaut. 76, 77, 81 und 82 sind FAMOS. Die Gates der FAMOS weisen anfänglich keine Elektroneninjektion auf, bei einer Schaltungsanordnung mit FAMOS umgekehrter Polarität keine Löcherinjektion, und ferner ist Vc gleich ~Φι. Wenn Φ3 auf L ist, dann sind NT 79 und NT 84 eingeschaltet und werden (a\, a₂) = (0, 0), und deren Ausgaben werden von Invertern 80,85 invertiert. Daher ist Vd = Vc\, wie es (b\, b₂) = (1, 1) entspricht. Wenn Φ3 auf H ist, sind PT 78 und PT 83 ein, was (au a₂) - (1, 1) bedeutet, und dann findet in den Strom führenden Wegen der einzelnen Schaltungen 1, 2, 3, wie sie in den Fig.2 gezeigt sind, kein Stromfluß statt, und deren eigentliche Operationen werden nicht ausgelöst. Es wird nun die Regulierschaltung 4 für die obengenannten Fälle I) bis IV) betrachtet. Für den Fall I) ist (a_h a₂) = (0, 0), welches der Zustand ist, in welchem die Gateelektroden der FAMOS 76,77,81,82 mit Doppelgates keiner Elektroneninjektion unterlagen. Im Fall II) ist (a_u a₂) = (0,1), welches der Zustand ist, in dem die Gateelektroden der FAMOS 81, 82 einer Elektroneninjektion unterlegen haben. Im Fall III) ist (au a₂) = (1, 0), welches der Zustand ist, in dem Elektronen in die Gateelektroden der FAMOS 76, 77 injiziert wurden. Im Fall IV) ist (a_u a₂) = (1, 1), welches der Zustand ist, in dem die Gateelektroden der FAMOS 76, 77, 81, 82 zusammen einer Elektroneninjektion unterlagen.

Der Aufbau eines solchen FAMOS ist in Fig.5-b gezeigt. Dabei bedeuten: 55 ein N--Siliciumsubstrat,57 und 58 P-leitende Schichten für Source und Drain eines PT₁87 und 88 P-leitende Schichten für Source und Drain eines FAMOS. Weiterhin bedeuten: 62 N-leitende Schichten, die als Isolierung und Substratkontaktierung dienen, 89 reine Isolierschichten im Gate, 64 feldisolierende Schichten und 65 Gateelektroden, Source-Drain-Substrat-Elektroden oder Metallschichten zur Verdrahtung, beispielsweise aus Aluminium. 90 ist eine schwebende (floating) Gateelektrode des FAMOS, die mit P- oder N-leitend dotiertem polykristallinem Silicium oder nicht dotiertem polykristallinen Silicium aufgebaut ist. Die Elektroneninjektion in die Gateelektroden des FAMOS wird durchgeführt, indem ein Lawinendurchbruch bewirkt wird zwischen 65 (62) und 88, d. h, in der Verarmungsschicht (gestrichelter Bereich in der Figur) zwischen Substrat und Drain des FAMOS zum Schreiben, und indem die dann erzeugten Elektronen durch das Beschieunigungsfeld (in der Zeichnung durch einen Pfeil angedeutet) in die Gateelektroden injiziert werden. Aus diesem Grund muß der Abstand 92 zwischen Isolierzone 86 und Drain 88 des FAMOS zum Schreiben größer gemacht werden als der Abstand 91 zwischen Drain 58 und Isolierzone 86 des gewöhnlichen MOS, so daß die Lawinendurchbruchsspannung am PN-Übergang zwischen Drain und Substrat des FAMOS zum Schreiben nicht durch die Sperrdurchbruchsspannung des PN-Übergangs zwischen Drain und dessen Isolierzone gehindert wird. Natürlich ist es möglich, die Länge von 91 der von 92 anzupassen. Was 90 betrifft, so kann das polykristalline Silicium für eine Vielschichtverdrahtung als schwebende Gateelektrode verwendet werden, und umgekehrt kann das polykristalline Silicium für das schwebende Gate für eine Vielschichtverdrahtung benutzt werden. Und in Fig.5-a unterliegt FAMOS 77 und/oder 82 einer Injektion, und die Impedanz von 79, 84 ist so ausgelegt, daß sie hoch ist, während 79 und 84 ein sind, so daß die Potentiale von a\, a₂ hoch werden, wenn Φ3 auf L ist und 79,84 ein sind. Die Impedanz von 77 und 82 wird genügend niedrig, selbst für den Fall, daß 77, 82 die gleiche Größe (gleiche Kanallänge, gleiche Kanalbreite und gleiche Gateisoüerschichidicke) wie 79, 84 aufweisen, wenn ausreichend Elektronen in 77 und 82 injiziert wurden. Fig. 5-c zeigt ein Musterbeispiel für 76, 77, 78 unter Berücksichtigung dieser Absichten. Das in der Figur gezeigte Muster ist das gleiche wie in Fig.5-b. Der schräg schraffierte Teil ist eine N-leitende Schicht, die als Isolierung und Substratkontaktierung dient, der weiß gelassene Teil ist eine P-leitende Schicht oder das Substrat, der kreuzschraffierte Teil ist eine Gateelektrode des FAMOS, beispielsweise polykristallines Silicium, und der punktierte Bereich zeigt Metallschichten, beispielsweise aus Aluminium, die als Elektroden für Gate, Source, Drain und Substrat dienen, isa zeigt den Kontakt zwischen Metallschichten und P- oder N-leitenden Schichten. Im FAMOS 76 für das Schreiben ist der Abstand 92 zwischen Drain und Isolierung größer gemacht als der Abstand 91 zwischen Drain und Isolierung beim FAMOS zum Lesen oder gewöhnliches MOS 78.

Die Verwendung nicht-flüchtiger Speicherelemente wie FAMOS oder dergleichen in der Regulierschaltung eröffnet auf diese Weise einen Vorteil beim Herstellungsverfahren als fünftes Merkmal der vorliegenden Erfindung, da eine Einstellung oder Regulierung im Fall der Spannungsmeßschaltung direkt von einem Tester durchgeführt wird, wenn er die integrierte Schaltung im Zustand auf dem Wafer (Halbleiterscheibe) überprüft, und da hinsichtlich dieser integrierten Schaltung b/w. Spannungsmeßschaltung keine weitere Einstellung erforderlich ist

Es folgt eine Erläuterung im Hinblick auf die Vergleichsschaltung 3. Die einen Komparator 40 aufweisende Schaltung 3 beginnt ihren wesentlichen Betrieb, wenn Φ3 auf (L) niedrig ist. Der Komparator 40 ist mit einem Differenzverstärker (Operationsverstärker) gemäß F i g. 3 aufgebaut und vergleicht eine invertierte Eingabe V; mit einer nicht-invertierten Eingabe V_Nt. im Fall von V₁ > V_n, ist Vo = L (0), und bei V_t < V_n, ist Vo = H(I).

Das Auflösungvermögen ist bestimmt durch die offene Verstärkung (mit offener Schleife) des in F i g. 3 gezeigten Verstärkers. Da die Verstärkung typischerweise bei 70 dB bis 80 dB liegt, können sehr kleine Spannungen von V3000 bis V10 000 der Versorgungsspannung vcrglichen werden.

In dieser Ausführungsform ist nun die Vergleichsspannung V/ = Vd Vni = Vst Wenn sich die Regulicrschaltung 4 im Zustand I) befindet, ist

Vd-

R+r

Vd und Vst =

i+ R₂

VsL

Mit Vd*

R₂

R+r

Ri +R2

Vst

als Grenze wird das Ausgangssignal des Komparators bei Vd* > Vd* niedrig (Massepotential), und es wird hoch (V_DD) bei Vt? < Vd¹. Das Verhältnis von R₂IRy, ri/R+r(i = 1,2,...) und Vst(= VVp- Vereist so eingestellt, daß VS= ViJ'gegeben ist, wenn die Meßspannung der gewünschten Feststellspannung (Grenzspannung) entspricht.
Schließlich ist die Halteschaltung 6 mit einem Daten-

Halte-Flipflop (Schieberegister) 41 gemäß F i g. 6 aufgebaut. Es handelt sich dabei um eine Speicherschaltung zum Einschreiben einer Ausgabe Vcomp des !Comparators 40, wenn Φι auf L ist, und zum Halten der Ausgabe, wenn Φ3 auf H ist. Vcomp wird ferner auf ein Ausgangssignal Vh verstärkt, und zwar durch Inverter in der Halteschaltung, beispielsweise 96 und 97 oder 102 und 103. In der Halteschaltung 6 in Fig.2 sind der Impuls Φι zum Betreiben der einzelnen Schaltungen 1, 2, 3, 4 für die Messung von Spannungen und der Taktimpuls für die Halteschaltung mit demselben o₃ ausgedrückt. Wenn das Ausgangssignal dieser Halteschaltung ständig zu allen Zeiten benötigt wird, bereiten die dynamischen Eigenschaften der einzelnen Schaltungen dann, wenn der impuls Φι von H auf L wechselt, nämlich die Übergangseigenschaften, Schwierigkeiten. In diesem Fall wird beispielsweise die Zeit rd, die vergeht, bis die einzelnen Schaltungen 1,2,3,4 für die Spannungsmessung statisch gleichförmig werden können, von Φι abgezogen. Dann wird die Halteschaltung durch einen in F i g. 7-c gezeigten Impuls Φ$ getrieben. Φ$ ist ein Impuls, bei dem das Impulsäquivalent zu einer Zeit rb (> rd) für einen Halbtakt von Φα von IPi abgezogen, und er wird gemäß Fig. 7-b durch ein Schieberegister (Flipflop) 104 und ein NOR-Gatter 105 erzeugt.

Neben dem Erwähnten verursacht das Übergangsverhalten der Spannungsmeßschaltung und der Halteschaltung dann, wenn der Impuls Φι von L nach H wechselt, in ähnlicher Weise Schwierigkeiten, in welchem Fall die Halteschaltung mit Φ₆ getrieben wird, bei dem das Impulsäquivalent zu einer bestimmten festen Zeit ra (für einen Takt von Φ4) von Φ$ subtrahiert wird. Φβ kann gemäß F i g. 7-b durch ein Schieberegister (Flipflop) 106, ein NAND-Gatter 107 und einen Inverter 108 erzeugt werden. Die Schaltung gemäß F i g. 7-b ist in der Impulsgeneratorschaltung 5 untergebracht. Obwohl bei der in F i g. 2 gezeigten Ausführungsforro der Erfindung Einstellungen unter Verwendung der Schaltung 2 durchgeführt werden, kann die Einstellung auch unter Verwendung der Schaltung 1 erzielt werden. Dies ist eine Art, um Vst einzustellen, beispielsweise dadurch, daß die Widerstände 17 und 18 anstelle der Widerstände 20,21,22, 23 und 24 mit dem Ausgang des Verstärkers 19 verbunden und auf

Vd =

Ri

i+R2

Vd

festgelegt werden, und daß umgekehrt die Widerstände 20,21,22,23 und 24 anstelle der Widerstände 17 und 18 angeschlossen werden und die Regulierschaltung 4 mit dem Ausgang des Verstärkers 16 verbunden wird.

Was die Spannungsmeßschaltung betrifft, so ist es überdies in Abhängigkeit von der Genauigkeit der Spannungen möglich, ohne Einstellung zu arbeiten. Wenn man F i g. 2 betrachtet, so geschieht das, indem man die Schaltung 4 wegläßt, den Wert des an den Ausgang des Verstärkers 19 angeschlossenen Widerstandes festlegt und das Ausgangssignal Vd vorsiehL Hierfür besteht das einzige darin, beispielsweise /"2 = r₃ = r₄ = 0 zu machen, R/n geeignet zu bestimmen und den Ausgang C\ als Vd direkt mit dem invertierten Eingang des Komparators 40 zu verbinden. Wie bereits erwähnt, ist es für das IC für die Spannungsmeßschaltung der Erfindung charakteristisch, daß sie zusammen mit anderen Schaltungen vorhanden ist, die das elektronische Gerät bilden und leicht integriert sind.

Was jedoch den Fall betrifft, in dem die erfindungsgemäße Einstellung durchgeführt wird, so ist die vorliegende Erfindung insoweit charakteristisch dafür, daß die Einstellung innerhalb der integrierten Schaltung in einfacher Weise vor deren Einbau durchgeführt wird und daß für eine solche Einstellung nicht-flüchtige Speicherelemente als praktikable Vorrichtung verwendet werden.

Überdies kann die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Einstellung der integrierten Schaltung deren automatische Einstellung erlauben.

Die integrierte Schaltung (IC) für die Spannungsmeßschaltung gemäß Erfindung kann ebenfalls ein automatisches Einstellsystem für die Meßeinstellspannungen zu lassen, wie nun ausgeführt wird. Die in F i g. 8 gezeigte Schaltung ist aufgebaut mit nicht-flüchtigen Speicherelementen 110 bis 114,115 bis 119 (die im vorliegenden Fall mit FAMOS bezeichnet werden), mit Injektionssteuerungstransistoren 120 bis 124 zur EIN- oder AUS-Steuerung der FAMOS und mit einem Schieberegister 125, mit dem die FAMOS durch diese Steuertransistoren leitend gemacht werden, und zwar über den Taktimpulse aufweisenden Eingang Cl. Der Anschluß Vd, der als ein zu vergleichender Eingang für den Komparator dient, unterliegt dann einer variablen Spannung, wenn von den Widerständen r-i bis r„ einige oder alle kurzgeschlossen werden, nachdem die entsprechenden FAMOS ihrerseits ein sind. Es handelt sich um eine Doppelgatekonstruktion, wie bereits erwähnt, wie bei den FAMOS 110 und 115 oder 111 und 116. Der An-Schluß Vp ist ein Schreibeingang zum Zweck einer Ladungsinjektion in die FAMOS, und es werden Spannungen von etwa —30 bis —50 V in Impulsform angelegt.

F i g. 9 zeigt ein Beispiel eines wirklichen Systems zur automatischen Einstellung unter Verwendung der automatischen Regulierschaltung 109 in Fig.8. Dieses Beispiel betrifft das Feststellen der Versorgungsspannung beim Erreichen einer gewünschten Spannung, demgemäß ist Vdo = Vdd- Als erstes wird die Versorgungsspannung Vdd etwas niedriger als die überwachte Ein- Stellspannung oder Spannungsschwelle festgelegt Dann wird das Ausgangssignal Vcomp des Komparators 3 auf einen hohen Wert gebracht. Eine Steuervorrichtung 127 bestätigt dies, hebt die Rücksetzung auf, gibt das Eingangssignal Cl vom Eingang des Taktes Ck über einen Zähler 126 auf die Regulierschaltung 109 und betätigt das Schieberegister 125. Dann gehen die Ausgänge Q\ bis Q_n des Registers auf niedrige Pegel, und wenn zu dieser Zeit der Injektionsimpuls auf Vp gegeben wird, schalten die FAMOS 110 bis 114 ein. Genau dann verringen sich das Potential der zu messenden Spannung Vd schrittweise synchron mit den Taktimpulsen und wenn es den Wert des Bezugspotentials Vst durchläuft wechselt das Ausgangssignal Vcomp des Komparators zu niedrigem Pegel. Dann beendet die Steuervorrichtung 127 unverzüglich die Takt- und Injektionsimpulse und beendet damit die Einstellung. Wenn diese Schaltung gewöhnlich verwendet wird, stellt der Komparator 3 demgemäß unmittelbar fest wenn die Versorgungsspannung die eingestellte Spannung oder Spannungs- schwelle erreicht Die Regulierelemente, die in einer solchen integrierten Schaltung verwendet werden können, umfassen Elemente vom Tunnelinjektionstyp, wie MNOS, usw. und sind nicht speziell auf FAMOS begrenzt

Die Einstellvorrichtung gemäß vorliegender Erfindung kann auch folgendes umfassen. F i g. 10 zeigt eine Regulierschaltung, bei der eine Sicherung 130 (aus Metall oder Silicium usw. hergestellt) verwendet wird.

13 14

durch weiche die überwachte Spannung eingestellt normalerweise ist nun die Bereitschaft zur Messung wird, indem eine thermische Trennung durchgeführt oder Überwachung gegeben. Das Datenhalte-Flipflop »ird oder nicht, und zwar mit einem hohen Strom zwi- 41 wird durch ~Φ\ schreibbereit gemacht und liefert den sehen einem Eingang 134 und Vdd- Diese Regulierschal- gemessenen Datenwert als Ausgangssignal durch das tung gemäß Fig. 10 umfaßt einen Widerstand 131 und 5 Gatter 148 an O₁. Danach ändert sie die Versorgungseinen Inverter 132. Wenn der Stromverbrauch stark be- spannung Vdd, bestimmt eine geeignete Meßeinstellgrenzt ist, besteht eine gute Praxis darin, die Abtastmes- spannung oder Oberwachungsspannungsschwelle aus sung durch NT 133 vorzunehmen, wobei der Differenz- der Spannung, bei der das Ausgangssigna] von O\ zu impuls wie ^ verwendet wird. Andere Einrichtungen ändern ist, und schreibt über die Anschlüsse W₁ und W₂ sind möglich, wenn der der Sicherung 130 entsprechen- io in FAMOS eia Danach wird die Energiequelle wieder in de Teil entfernt wird, unter Verwendung eines Lasers ihren ursprünglichen Zustand gebracht und der Anusw. Das heißt, alle Elemente wie FAMOS, MNOS, Si- Schluß »Rückstellung« wird offengelassen, die Rückstelcherung usw. sind nicht-flüchtig, und die erfindungsge- lung wird aufgehoben und Treibimpulse werden als mäße Einstellvorrichtung ist mit allen nichtflüchtigen Ausgangssignale in jeder Sekunde abwechselnd auf O, Speicherelementen realisierbar. Überdies erlauben alle 15 und O₂ gegeben. Da der Dateneingang W des Flipflops genannten Vorrichtungen eine Einstellung vor dem Ein- (Schieberegisters) 7 ein Leitsignal M16 der 16. Stufe bebau der integrierten Schaltung oder wenn diese erst im nutzt, wird der Abtastimpuls Φ3 mit einer Zeitnachei-Wafer-(Scheiben) oder Chip-Zustand vorliegt Aller- lung von 0,5 Sekunden gegenüber dem obigen Motordings ist die Einstellung auch durch eine Anschlußan- treibsignal erzeugt, wobei die Spannungsmessung in eisteuerung möglich, selbst beim oder nach dem Bonden 20 ner sehr kurzen Zeit je einmal in zwei Sekunden durch-(Anbringen von Zuleitungsdrähten) oder dem mechani- geführt und der Datenwert im Flipflop 41 gespeichert sehen Kontaktieren. wird. Wenn die Batteriespannung abnimmt und die fest-F i g. 11 ist eine Ausführungsform, bei der die interne gesetzte Spannung ei reicht, wird der Ausgang des Einstellvorrichtung für die integrierte Schaltung bei ei- !Comparators invei tiert, woraufhin das Gatter 141 aktiner Spannungsmeßschaltung bei einer elektronischen 25 viert wird, wodurch das Signal des Eingangs Wdes Flip-Uhr angewendet wird. In F i g. 11 bedeuten: flops 143 ein Signal mit kleinem Einschalttastverhältnis

wird, das durch den Takt Si 2 bestimmt ist Folglich lie-

Pf: Rückkopplungswiderstand eines Oszillatorin- fern die Ausgänge O\ und O₂ derartige Zeitbasissignale,

verters bei denen es sich nicht um in jeder Sekunde wechselnde

Rd: Ausgangswiderstand des Oszillatorinverters 30 Signale handelt, bei denen der Sekundenzeiger der Uhr

Cd, Cc: Kondensatoren der Oszillatorschaltung sich in jeder Sekunde bewegt, daß der Sekundenzeiger

Rr. Ableitungswiderstand eines Rücksetzanschlus- augenscheinlich am Ende von je zwei Sekunden zwei

ses Schritte durchführt, wodurch der Benutzer der Uhr ge-

144,146,151,153,157,159,162: Inverter warnt wird.

142,145,155: NAND-Schaltungen 35 Ferner vermag die erfindungsgemäße Spannungs-

149,161: UND-Schaltungen meßschaltung zwei oder mehr Pegel zu überwachen.

150,160: NOR-Schaltungen Fi g. 12-a, in der 166 ein Inverter und 167 eine NAND-

147,152: Motortreiberinverter Schaltung ist, zeigt eine Schaltung zur Überwachung

5i: Ausgang der 9. Stufe einer Frequenzteilerschal- zweier Spannungspegel. Φι und Φ& sind Signale, die zu-

tungmit 16Binärzählerstufen 40 einander phasenverschoben sind, wie Fig. 12-b zeigt.

Die Spannungsmeßschaltung arbeitet bei jeder Zeitfol-

F i g. 11 zeigt eine Schaltung, die eine Verringerung gesteuerung gleichermaßen. Da bei der Eingabe von Φ_κ

der Batteriespannung feststellt und den Benutzer der ein Transistor 165 ausgeschaltet ist, wird Vsto als Be-

Uhr das Ende der Batteriebetriebslebensdauer durch zugspotential verwendet, und wenn Φ_Ί eingegeben wird,

eine geeignete Anzeige wissen läßt, durch welche die 45 wird Transistor 165 eingeschaltet und man hat dann als

Aufmerksamkeit des Benutzers darauf gelenkt wird, daß Bezugspotential
die Batterie ersetzt werden muß. Die Regulierschaltung

4 mit den Bezugsspannungserzeugungsschaltungen (10 (R₂IR_x+R₂) ■ Vsto,
bis 15), der Komparator 3, ein Datenhalte-Flipflop 41.

Schaltungen 7 und 8 zur Erzeugung des Abtastimpulses 50 so daß eine Zwei-Pegel-Überwachung möglich ist. Die Φζ und äußere Verbindungsanschlüsse W\ und W₂ sind Ausgangssignale des Komparators 3, die bei jedem Takt nahezu wie in F i g. 2 aufgebaut. In diesem Fall wird die gemessen werden, werden im Speicher durch Flipflops Bezugsspannung Vsto direkt zum Komparator 3 gelie- 163 bzw. 164 gespeichert. Erforderlichenfalls wird für fert, und die gemessene Spannung ist die Versorgungs- das zu messende Potential Vd eine Regulierschaltung spannung. 154 ist ein Inverter für eine Quarzkristall- 55 zugefügt, wie zuvor beschrieben. Die Schaltung gemäß schwingung und 156 ist eine Frequenzteilerschaltung Fig. 12-a wird für eine Uhr verwendet, beispielsweise mit 16 Binärzählerstufen. Eine Einstellung dieser Schal- für eine mit Solarzellen versehene aufladbare Uhr. Ein tung wird folgendermaßen durchgeführt. Zunächst wird Taktsignal Φι ermittelt das Absinken der Spannung eider Anschluß »Rückstellung« auf Η-Wert gebracht. So- ner Sekundärbatterie, und über den Ausgang Q₅ wird bald die Niederfrequenzstufen der Frequenzteilerschal- 60 dem Benutzer rechtzeitig die Warnung gegeben, daß tung zurückgesetzt sind, gehen die Flipflops (Schiebere- eine Aufladung erforderlich ist. Dagegen ermittelt ein gister) 7; 140 und 143 alle auf W = ~Qi(i =1,2,4), da sie Taktsignal Φ% einen Spannungsanstieg der Sekundärais 1/2-Bit-Elemente aufgebaut sind, und demgemäß ge- batterie aufgrund einer Überladung und beendet das hen die Ausgangssignale O\ und O₂ des Motors zum Aufladen durch das Ausgangssignal am Ausgang Q^. Drehen der Zeiger auf Η-Werte. Wenn der Anschluß O₂ 65 Die zu überwachende Spannung bedeutet in dieser mit von außerhalb auf L gezwungen wird, werden die Gat- Solarzellen versehenen elektronischen Uhr die Spanter 148 und 158 geöffnet, und die Abtastimpulse Φι und nung der Sekundärbatterie.
ί?3 der Spannungsmeßschaltung öffnen alle Gatter, und Die integrierte Schaltung mit der erfindungsgemäßen

15

Einstellvorrichtung, die vorzugsweise in der erfindungsgemäßen SpannungsmeBschaltung vorgesehen ist, ist auf einem monolithischen IC untergebracht und kann, speziell wie die integrierte Schaltung für eine Uhr, zusammen mit anderen Funktionen auf einem einzigen Chip (Halbleiterplättchen) integriert sein. Die Regulierschaltung der Meßspannung erlaubt auch ein Trimmen der integrierten Schaltung, beispielsweise in der SpannungsmeBschaltung, in dem Sinn, daß Schwankungen gemessener Spannungen zwischen den integrierten Schaltungen kompensiert werden.

Die erfindungsgemäße abstimmbare integrierte Schaltung, und insbesondere die erfindungsgemäße Spannungsmeßschaltung, ist bahnbrechend im Hinblick darauf, daß keinerlei Trimmvorrichtung wie ein extern montierter, platzraubender Widerstand usw. erforderlich ist, und charakteristischerweise ist sie sehr stabil gegen Temperaturänderungen und Versorgungsspannungsänderungen. Bei Verwendung in der integrierten Schaltung für eine Uhr hilft sie bei der Miniaturisierung und Kostenreduzierung aufgrund der Möglichkeit, daß extern zu montierende Justierelemente wegfallen können, was von besonderer Bedeutung ist.

Hierzu 11 Blatt Zeichnungen

30

35

40

45

50

55

60

65

Claims

1 2 den ist und abhängig vom Zustand des Schiebe- Patentansprüche: registers und dem Signal an einem mit den In- jektionssteuerungstransistoren (120 bis 124)

1. Spannungsmeßschaltung, insbesondere für eine verbundenen Schreibeingang in den Ein-Za-

elektronische Uhr, umfassend in einer integrierten 5 stand oder den Aus-Zustand versetzbar ist

Schaltung 3 Spannungsmeßschaltung nach einem der An-