DE2818085A1

DE2818085A1 - Integrierte halbleiterschaltung

Info

Publication number: DE2818085A1
Application number: DE19782818085
Authority: DE
Inventors: Tatsushi Asakawa; Shinji Morozumi
Original assignee: Suwa Seikosha KK
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 1977-04-26
Filing date: 1978-04-25
Publication date: 1978-11-09
Also published as: FR2412850B1; US4498040A; FR2412851B1; FR2412850A1; FR2412851A1; US4377781A; CH639810B; DE2818085C2; CH639810GA3; US4258310A; GB1602898A; HK52284A

Description

INTEGRIERTE HALBLEITERSCHALTUNG

Beschreibung

Die Erfindung betrifft eine integrierte Halbleiterschaltung sowie eine insbesondere mit dieser aufgebaute Spannungsmeß schaltung, die vorzugsweise in einer elektronischen Uhr Verwendung finden kann.

Betrachtet man den Fall der Spannungsmeßschaltung, so
wurde diese bisher gegenüber einer gegebenen eingestellten Spannung, die gemessen werden soll, aufgrund der gemessenen Spannung mit Hilfe eines variablen Widerstandes oder eines geeignet gewählten Widerstandes reguliert, und zwar beim oder nach dem Einbau der Spannungsmeßschaltung in ein elektronisches Gerät. Der komplizierte Reguliervorgang war eine Selbstverständlichkeit, und je genauer die Regulierung der eingestellten Spannung war, umso höher wurden die Kosten für die Regulierung, so daß dieser Reguliervorgang ein hartnäckiger Kostenfaktor war. Dies ist speziell Schwankungen von passiven und aktiven Elementen zuzuschreiben, die in der Spannungsmeßschaltung verwendet werden, und

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folglich stehen die Kosten für den Einstellvorgang in umgekehrtem Verhältnis zur Ausbeutequote der Elemente. Bedenkt man, daß in elektronischen Geräten gewöhnlich passive und aktive Elemente, die in dem elektronischen Gerät einschließlich der Spannungsmeßschaltung arbeiten und funktionieren, in einem öderen mehreren Chips als integrierte Schaltung bzw. Schaltungen (IC) zusammengefaßt sind, reflektiert die Ausbeute oder Nutzbarkeit der Spannungsneßschaltung selbst exakt diejenige der integrierten Schaltung, und man hat lange darauf gewartet, die Schaltungsanordnung so zu erstellen, daß die Regulierung der eingestellten Spannung einfach ist und nichts gegen irgendwelche möglichen Schwankungen bezüglich der einzelnen Eigenschaften dieser Elemente, und daß die Ausbeute der integrierten Schaltung auch verbessert werden kann. Wenn eine integrierte Schaltung vorgesehen wäre, in der auf leichte Weise vor deren Einbau eine Einstellung möglich wäre, trotz der Schwankungen der Eigenschaften eines jeden Elementes in der integrierten Schaltung, könnten die Kosten für die Einstellung in großem Maß reduziert werden und wäre zusätzlich eine Verbesserung der Ausbeute oder Verwendungsquote der integrierten Schaltungen möglich.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, eine Spannungsmaßschaltung verfügbar zu machen, bei der sich die Ein-

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Stellspannung sehr leicht und kostensparend einstellen läßt, insbesondere durch die Einstellbarkeit einer integrierten Schaltung. Dabei soll die Ausbeute oder Verwendbarkeit einer integrierten Schaltung selbst durch eine einfach Einstelleinrichtung verbessert werden. Damit soll auch die Möglichkeit eröffnet werden, die Ausbeute oder Nutzbarkeit einer die Spannungsmeßschaltung umfassenden integrierten Schaltung zu verbessern. Weiterhin besteht das Bestreben, damit die Kosten einer elektronischen uhr zu senken.

Um zu einer Lösung zu kommen, müssen Auslegung und Aufbau der Schaltungen derart sein, daß Schwankungen der Eigenschaften von passiven und aktiven Elementen, welche die integrierte Schaltung bzw. die Spannungsmeßschaltung bilden, nicht die Schwankungen für die gesamte integrierte Schaltung bzw. Spannungsmeßschaltung sind, d. h., daß im Idealfall die Werte der Einstellspannungen der integrierten Schaltung bzw. Spannungsmeßschaltung in der beabsichtigten Weise festliegen.

Die Lösung dieser Aufgabe ist in den Ansprüchen gekennzeichnet bzw. vorteilhaft weitergebildet.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsformen näher erläutert. In den Zeichnungen zeigen:

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Fig. 1 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Spannungsmeßschaltung, die insbesondere mit der erfindungsgemäßen integrierten Halbleiterschaltung aufgebaut ist;

Fig. 2 eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen

Spannungsmeßschaltung, bei der die erfindungsgemäße Einstellvorrichtung für eine integrierte Schaltung vorgesehen ist;

Fig. 3-a eine Ausführungsform eines C-MOS-Transistoren

aufweisenden Operationsverstärkers oder Differenzverstärkers in dem als Spannungsmeßschaltung ausgebildeten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel;

Fig. 3-b eine Schnittansicht einer integrierten MOS-Schaltung;

Fig. 4-a eine Schnittansicht einer integrierten MOS-Schaltung;

Fig. 4-b eine Darstellung von Widerständen in der integrierten Schaltung;

Fig. 4-c einen Widerstand in MOS-Ausführung;

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Fig. 4-d einen durch eine Diode gebildeten Widerstand;

Fig. 4-e eine Ausführungsform einer Bezugsspannungsschaltung in der erfindungsgemäßen Spannungsmeß schaltung;

Fig. 5-a eine Ausführungsform einer Steuerschaltung der Regulierschaltung der erfindungsgemäßen Spannungsmeßschaltung, insbesondere mit der erfindungsgemäßen integrierten Schaltung mit Einstellvorrichtung;

Fig. 5-b eine Schnittansicht einer integrierten Schaltung mit einem MOS und einem FAMOS; *)

Fig. 5-c eine Draufsicht auf die integrierte Schaltung der Steuerschaltung in Fig. 5-a;

Fig. 6 eine Ausführungsform eines Schieberegisters oder Flipflop in der erfindungsgemäßen Spannung smeß schaltung;

Fig. 7-a eine Zeitfolgedarstellung von Impulsen zum

Abtasten und Halten in einer Impulsgeneratorschaltung für die erfindungsgemäße Spannungsmeß schaltung;
*) (siehe Seite 10a)

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-TQa-

FAMOS (floating gate avalanche injection metal oxide semiconductor: MOS mit schwebendem Gate und Lawinendurchbruchinjection).

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Fig. 7-b eine andere Ausführungsform der Impulsgeneratorschaltung der erfindungsgemäßen Spannungsmeßschaltung;

Fig. 7-c eine Zeitfolgedarstellung von Impulsen zum Abtasten und Halten in der Impulsgeneratorschaltung nach Fig. 7-b der erfindungsgemäßen Ausführungsform einer Spannungsmeßschaltung;

Fig. 8 eine Ausführungsform einer automatischen Regulierschaltung für die gemessene Einstellspannung in der erfindungsgemäßen Spannungsmeß schaltung, die vorzugsweise mit der internen Einstellvorrichtung der erfindungsgemäßen integrierten Schaltung versehen ist;

Fig. 9 eine Ausführungsform eines automatischen

Einstellsystems, das die Ausführungsform der Fig. 8 umfaßt, das die interne Einstellvorrichtung für die erfindungsgemäße integrierte Schaltung in der automatischen Regulierschaltung der gemessenen Einstellspannung in der erfindungsgemäßen Spannungsmeßschaltung aufweist;

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Ιό

Pig. 10 eine weitere Ausführungsform der erfindungs-

gemäßen Einstellvorrichtung in der erfindungsgemäßen Spannungsmeßschaltung;

Fig. 11 eine Ausführungsform, bei der die erfindungsgemäße Spannungsmeßschaltung, die eine erfindungsgemäße Einstellvorrichtung für die integrierte Schaltung aufweist, in einer elektronischen Uhr untergebracht ist;

Fig. 12-a eine Ausführungsform, in der das Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Spannungsmeßschaltung die Spannung zweier Pegel feststellt;

Fig. 12-b eine Zeitfolgedarstellung von Impulsen zum

Abtasten und Halten in der erfindungsgemäßen Spannungsmeßschaltung, welche die Spannung zweier Pegel feststellt.

Der Aufbau einer erfindungsgemäßen integrierten Halbleiterschaltung ist in Blockdarstellung in Fig. 1 gezeigt, wobei als besondere Ausführungsform eine Spannungsmeßschaltung gewählt ist. Eine Bezugsspannungsschaltung 1 erzeugt eine Bezugsspannung Vst, die kaum oder gar nicht von der zu über-

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wachenden Meßspannung abhängt, und bei dieser Schaltung handelt es sich um eine solche zur direkten Erzeugung einer Einstellspannung zum Messen der Meßspannung mit einer gegebenen Spannung oder zur Erzeugung einer Bezugsspannung, die stark von der Einstellspannung abhängt. 2 ist eine Schaltung zum Umwandeln der Meßspannung, welche die Ausgabe der Meßspannung selbst erzeugt oder ein Ausgangssignal, das stark von der Meßspannung abhängt. Eine Vergleichsschaltung 3 vergleicht die Bezugsspannung in Schaltung 1 mit der aus der Meßspannung in Schaltung 2 erhaltenen umgewandelten Spannung Vd. Die Einstellspannung ist tatsächlich eine Spannung, die mit der Spannung übereinstimmt, die aus dem Vergleich zwischen der Bezugsspannung und der umgewandelten Spannung, die der Vergleichsspannung als Eingaben geliefert werden, hervorgegangen ist, und in einem umgekehrten Sinn ist eine geeignete Methode zum Umwandeln der Bezugsspannung und der Meßspannung gewählt, wenn die gewünschte Einstellspannung bestimmt ist. Bedingt durch das Erfordernis der Genauigkeit der Einstellspannung kann die Regulierung natürlich manchmal aufgrund der tatsächlichen Eigenschaften der Elemente für die Einstellspannung erforderlich sein. 4 ist eine Regulierschaltung einschließlich einer Reguliervorrichtung, insbesondere entsprechend der erfindungsgemäßen Einstellvorrichtung, mit dem System zur Regulierung der Bezugsspannungsschaltung 1 und dem System zur Regulierung der Meßspannungs-

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wandlerschaltung 2, d. h., der Schaltung zum Regulieren bzw. Einstellen der Bezugsspannung oder der umgewandelten Spannung, die miteinander zu vergleichen sind, oder beider. In diesen genannten Schaltungen 1, 2, 3 und 4 wird laufend eine Energieversorgung, d. h., Stromzuführung, durchgeführt und daher wird bei tragbaren elektronischen Geräten, die als Energiequelle eine Batterie begrenzter Energie aufweisen, diese Spannungsmeßschaltung in Abtastweise betrieben, um den Stromverbrauch möglichst niedrig zu bekommen.

Eine Impulsgenera tor schaltung 5 erzeugt Impulse O₃ (0-, 5L, o'.,, Φο) t die für diesen Abtastbetrieb erforderlich sind, und die Abtastimpulse werden auf alle oder einige der Schaltungen 1, 2, 3 und 4 übertragen, wobei die entsprechenden Schaltungen im Abtastbetrieb arbeiten. In den meisten Fällen wird jedoch das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung 3 in der üblichen Art benötigt, und aus diesem Grund ist es erforderlich, eine Halteschaltung vorzusehen, um das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung für die Zeiträume festzuhalten, zu denen keine Abtastung durchgeführt wird. 6 ist diese Halteschaltung, und die für diese Halteschaltung erforderlichen Impulse werden von der Impulsgeneratorschaltung 5 geliefert, gleicherweise wie beim Abtasten. In der Spannungsmeßschaltung als Ganzes umfaßt der Kernteil die Bezugsspannungsschaltung 1, die Meßspannungswandlerschaltung 2 und die Vergleichsschaltung 3, und erfindungsgemäß ist jede von diesen so aufgebaut, daß sie nicht von den Eigenschaften der einzelnen Elemente ab-

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hängt, sondern die Einstellspannung nahezu in der beabsichtigten Weise bestimmt und insbesondere umfaßt der Kernteil die Regulierschaltung 4,und die erfindungsgemäße Einstellvorrichtung ist in der integrierten Schaltung solchermaßen vorgesehen. Im besonderen Fall der Spannungsmeßschaltung beispielsweise ist die Einstellspannung durch die Einstelleinrichtung nahezu in der beabsichtigten Weise bestimmt.

Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 2 gezeigt. In der besonderen Ausführungsform handelt es sich dabei um eine Spannungsmeßschaltung mit der erfindungsgemäßen Einstellvorrichtung. Durch strichpunktierte Linien eingegrenzte Blöcke entsprechen gleich nummerierten Blöcken in Fig. 1. Als Beispiel für die zu verwendenden aktiven Elemente ist ein Feldeffekttransistor mit isoliertem Gate (nachstehend als MOS bezeichnet) gewählt.

Als erstes folgt eine Erläuterung der Impulsgeneratorschaltung 5. Diese setzt sich aus einem Schieberegister 7 und einer NAND-Schaltung 8 zusammen. Wenn Signale, wie sie in Fig. 7-a gezeigt sind, in Anschlüsse φ. und φ~ einlaufen, dann wird Signal ό_ mittels eines Schieberegisters 7 (Flipflop) für einen Halbtaktteil des Signals p' verschoben, und bei Q tritt ein Signal $' aus. Demgemäß erscheint aus Ausgang ?L

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At

der NAND-Schaltung 8 ein Differenzimpuls, wie er in Fig. 7-ä gezeigt ist. Wenn beispielsweise cL eine Frequenz von 64 Hz und φ_ eine Frequenz von 1/2 Hz besitzt, dann erscheint bei φ₃ ein Impuls niedrigen Pegels in 1/128 s und ein hoher Pegel in (2 - 1/128) s, nämlich ein Impuls niedrigen Pegels, der eine sehr geringe Breite aufweist (Differenzimpuls). Die einzelnen Schaltungen 1, 2, 3, 4 und 6 werden mit einem solchen Differenzimpuls betrieben.

Das erwähnte Schieberegister (Flipflop) 7 ist gemäß Fig. 6 aufgebaut. Da ein Signal CL durch einen Inverter 93 entgegensetzte Phase CL erhält, werden Schalttransistoren in Form eines N-Kanal-Transistors (nachstehend mit NT bezeichnet) 94 und eines P-Käiial-Transistors (nachstehend mit PT bezeichnet) 95 eingeschaltet, wenn CL hoch liegt. Dadurch wird W invertiert und als W eingespeichert, mit Hilfe eines NT 96 und PT 97 aufweisenden Inverters. Daher ist dann Q = W. NT 102 und PT 103 bilden einen Inverter, durch den Q invertiert wird, so daß Q =w ist. Dann sind NT 98 und PT 99 aus. Da NT 98 und PT 99 nur eingeschaltet werden, wenn CL niedrig wird, wird dieses Q =W durch einen NT 100 und PT 101 aufweisenden Inverter zu Q = Q = W invertiert, und das Ausgangssignal Q wird erhalten. NT 94 und PT 95 sind dann aus. Das heißt, Q unterliegt keiner Änderung, selbst wenn W sich ändert, wenn CL nie-

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drig ist, und nur wenn CL hoch wird, wird die Änderung von W zu Q übertragen. So erscheint bei Q das Signal, das von W für einen Halbtaktteil von CL verschoben worden ist, und das von W verschobene und invertierte Signal W erscheint bei Q. Aus diesem Grund ist das Schieberegister(Flipflop) so wie in Fig. 6 aufgebaut.

Nur wenn j>- niedrig ist, fließt Strom durch die einzelnen Schaltungen 1, 2, 3, und 4, die für den erforderlichen Zweck betrieben werden. Aus dem obigen Beispiel kann man ersehen, daß für jede dieser Schaltungen ein niedriger Stromverbrauch erreicht wird, i^as im Mittel 1/256 erlaubt. Im Fall der Spannungsmeßschaltung wird diese mit diesem Differenzimpuls betrieben .

Als nächstes folgt eine Erläuterung der Bezugsspannungsschaltung 1. NT 10 ist aus, wenn <i>₃ niedrig ist, und PT 11 ist dann aus, da φ_ aufgrund des Inverters 9 hoch (nachstehend mit H bezeichnet) liegt. Demgemäß haben statische Eigenschaften der Bezugsspannungsschaltung 1 zu dieser Zeit keine Verbindung zu den Transistoren 10 und 11. Auch ein Operationsverstärker 16 besitzt ebenfalls keine Verbindung mit Transistoren 4 2 und 54, da NT 42 und PT 54 aus sind, wie Fig. 3-a zeigt. Wenn p^ dagegen auf H ist, ist PT 12 aus und ist NT 10 ein und dessen Drainpotential nie-

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- te -

drig (nachstehend mit L bezeichnet), und NT 14 ist aus und PT 11 ein. Dann fließt kein Strom durch leitende Wege. Im Operationsverstärker 16 ist PT 43 aus und ist NT 4 2 ein, und deshalb sind NT's 44, 45 und 50 aus, woraufhin kein Strom fließt. Gleichzeitig ist PT 54 ein und daher PT 51 aus, und gleicherweise fließt kein Strom durch Widerstände 17 und 18, worin man ein erstes wesentliches Merkmal sehen kann.IDie Bezugsspannung, die erzeugt wird, wenn <p^ auf L ist, muß so gebildet werden, daß sie in keinem näheren Verhältnis zur Meßspannung und zur Versorgungsspannung (V ) steht, und derart, daß sie keine Temperaturabhängigkeiten aufweist. Aus diesem Grund wird bei der vorliegenden Ausführungsform die Differenz der MOS-Schwellenspannungen als Bezugsspannung bestimmt. Um unterschiedliche MOS-Schwellenspannungen zu erzeugen, macht man die Schwellenspannungen verschieden, indem man den Gateteil des Kanals miLtels Ionenimplantation dotiert. Denn wie bei einer Differenz in der Gateschichtdicke oder bei einer unterschiedlichen Substratkonzentration bewirken die Temperaturabhängigkeiten von SchwellenSpannung und Leitwertkoeffizient (cc Beweglichkeit) für die Charakterisierung eines MOS einen großen Unterschied zwischen MOS mit unterschiedlichen Schwellenwerten. Das Dotieren des Gate , das

Dotieren von Donatorionen in einen PT oder von Akzeptorionen in einen NT, hat ebenfalls eine große Wirkung auf die

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Temperatureigenschaften, gleichermaßen wie die Differenz der Substratikonzentrationen. Nach allem ist es beim Kanal dotieren das Beste, Akzeptorionen in einen PT und Donatorionen in einen NT zu dotieren.

Die Verschiebungsspannung des durch Dotieren abgesenkten Schwellenwertes ist durch eine Formel —-^- gegeben, wobei q die resultierende Ladungsmenge ist, £ox die relative Dielektrizitätskonstante der Gateisolierschicht, £o die Vakuum-Dielektrizitätskonstante, Tox die Dicke der Gateisolierschicht und Nnet die Menge der implantierten Ionen, da man sagen kann, daß keine Temperaturabhängigkeit der verschiebenden Größe selbst besteht. Auch was den Leitwertkoeffizienten ('->- Beweglichkeit) betrifft, kann die Veränderung von dessen absolutem Wert in derselben geometrischen Dimension experimentell korrigiert werden und ist eine Änderung der Temperatureigenschaften ebenfalls viel kleiner als in oben erwähnten anderen Fällen. Das Akzeptorion zum PT-Dotieren ist beispielsweise B , und das Donatorion zum NT-Dotieren ist beispielsweise P . In den Figuren nach Fig. 2 sind Transistoren mit Schwellenwerten, die durch derartige Kanaldotierung verschoeben sind, durch zusätzliche gestrichelte Linien unter den Gates gezeigt. Da die Dotierung bei der vorliegenden Ausführungsform lediglich für PT verwendet wird, ist NT gegen-

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über seiner Substratkonzentration bestimmt, um zur Schwellenspannung des dotierten PT zu passen. Zur Erläuterung: gemäß Fig. 4-a ist bei einem gewöhnlichen komplementären MOS-(nachstehend als C-MOS bezeichnet) IC eine P~-Mulde auf einem N -Siliciumsubstrat 55 gebildet. Eine Isolierschicht 63 für NT ist durch eine P-Diffusion oder Ionenimplantation zusammen oder getrennt mit bzw. von einer Source 57 und einer Drain 58 für PT gebildet. Eine Isolierschicht 6 2 für PT ist durch eine N-Diffusion oder Ionenimplantation zusammen mit oder getrennt von einer Source und einer Drain 61 für NT gebildet. 59 ist eine reine Gateisolierschicht. 64 ist eine Feldisolierschicht, bei 65 handelt es sich um eine Gateelektrode, eine Substrat-Source-Drain-Elektrode oder Verdrahtungsmetalle, beispielsweise aus Aluminium. Nachdem die Gateisolierschicht 59 erzeugt ist, werden alle Kanäle bis auf einen mit Maskierlack bedeckt, um sie einer Dotierungsbehandlung auszusetzen, und es werden in den gewünschten Kanal durch die geöffnete Gateisolierschicht hindurch Ionen dotiert, wodurch der Transistor mit einer zuvor erwähnten niedrigen Schwellenspannung geschaffen werden kann, und die mit Maskierungslack bedeckten Transistoren werden keiner Änderung unterzogen. Natürlich ist es auch möglich, diese Kanaldotierung zunächst an allen Kanälen von Transistoren gleicher Polarität durchzuführen und dann nur am gewünschten Transistor. Worauf es ankommt, ist lediglich die Differenz zwischen den Schwellen-

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spannungen.

Um den Schwellenwert von NT so zu bestimmen, daß er zum PT mit einem niedrigen Schwellenwert paßt, besteht eine gute Möglichkeit darin, lediglich die Konzentration der P -Mulde 56 geeignet herabzusetzen, wenn diese gebildet wird, oder eine gute Möglichkeit besteht auch darin, allen NT-Kanälen eine Donatorionendotierung zu verpassen, nachdem die Gateisolierschicht gebildet ist, trotz der Tatsache, daß die P -Mulde 56 eine vergleichsweise hohe Konzentration besitzt. In jedem Fall liegt der Vorteil dann, wenn die Differenz der Schwellenspannungen durch Kanaldotierung als Bezugsspannung gebildet ist, zum einen in der Stabilität gegenüber Temperaturänderungen und Energiequellenänderungen und zum anderen darin, daß man aufgrund des Herstellungsverfahrens eine gleichförmige Spannung als Bezugsspannung erhält, wenn man nur di°. Stabilität lediglich von Nnet und Tox sicherstellt, da lediglich die Differenz problematisch ist.

Ein zweites entscheidendes Merkmal der erfindungsgemäßen Spannungsmeßschaltung besteht darin, daß die Bezugsspannung stabil ist gegen Temperaturschwankungen, Energieversorgungsschwankungen und Herstellungsverfahrensschwankungen.

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Als nächstes wird eine Erläuterung der Schaltung gegeben. Ein Verhältnis des Leitwertkoeffizienten = Beweglichkeit

Leitwertkoeffizienten

fox Kanallange

im PT 15 wird gleich dem Verhältnis des Leitwertkoeffizienten im NT 13 zum Leitwertkoeffizienten im NT 14 gemacht, und NT 13 und NT 14 sind nebeneinander auf dem IC-Chip angeordnet. Dann sind die Schwellenwerte in hoher Anpassung verbessert.

Als Folge erhält man die Differenz VTP - VGTP = Vst zwischen der Schwellenspannung VTP von PT 12 und der Schwellenspannung VGTP von PT 15 in positiver Richtung gegenüber Massepotential als ein Normal. Beispielsweise kann man das Verhältnis dieses Leitwertkoeffizienten als 1 nehmen. Natürlich werden die Kanallängen von PT 12 und PT 15 sowie NT 13 und NT 14 gleich gemacht. Sonst ist es schwierig, das Verhältnis der Leitwertkoeffizienten in Übereinstimmung zu bringen, da unterschiedliche Tiefenschwankungen bestehen, die von unterschiedlichen Diffusionsarten usw. herrühren. Die solchermaßen er-

halteneBezugsspannung Vst wird generell durch den Spannungsfolger 16 gepuffert, dessen Ausgangssignal theoretisch gleich

Vst ist. Da dieses durch Widerstände 17 und 18 hohen Widerstandswertes geteilt wird, erhält man letztlich eine Bezugs-

R~ ο

Spannung Vst =^g——=— Vst.
R₁ + R₂

Der den Spannungsfolger bildende Operationsverstärker ist gemäß Fig. 3-a aufgebaut. Wenn Vc niedrig (L) ist, ist NT 42

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aus, und PT 54 ist dann aufgrund eines Inverters 53 aus. Somit wird Strom in die einzelnen leitenden Wege geliefert. Wenn PT 43 eine höhere Schwellenspannung und einen niedrigeren Leitwertkoeffizienten als NT 44 besitzt, muß die Vorspannung VB auf einem Wert etwas oberhalb der Schwellenspannung von NT liegen. NT 46, der Transistor für den invertierten Eingang, und NT 47, der Transistor für den nicht-invertierten Eingang, sind Elemente mit den gleichen geometrischen Abmessungen und den gleichen elektrischen Eigenschaften. PT 48 und PT 49, komplementäre Lasttransistoren, sind ebenfalls Elemente mit den gleichen geometrischen Abmessungen und den gleichen elektrischen Eigenschaften. Wenn die Potentiale von V und V höher als die

I NI

Schwellenwerte von NT 4 6 und NT 4 7 sind, ist der durch NT fließende Strom unabhängig von deren Potentialen konstant, und daher wird das Leitwertkoeffizientenverhältnis für PT und PT 51 doppalt so groß wie das Leitwertkoeffizientenverhältnis für NT 4 5 und NT 50, und indem man PT 49 und PT 51 sowie NT 4 5 und NT 50 nebeneinander anordnet, so daß deren Schwellenspannungen gleich werden können, ist es möglich, einen Operationsverstärker zu bilden, der lediglich

die Spannungsdifferenz zwischen V und V verstärkt. Es * I NI

erweist sich als gut, das Verhältnis durch die Kanalbreite zu bestimmen, wobei die Kanallänge von PT 49 und PT 51 so-

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wie NT 45 und NT 50 gleich gemacht wird. Wenn die Leitwertkoeffizienten von NT 50 und PT 51 viel größer gemacht werden als jene der Transistoren 45, 46, 47, 48 und 49, besitzt die NT 50 und PT 51 aufweisende Verstärkerausgangsstufe eine niedrige Impedanz, und der Frequenzkennlinienschnitt mit der Verstärkung 1 liegt um einen beträchtlichen Teil höher als der entsprechende Schnittpunkt der die Transistoren 45, 46, 47, 48 und 49 aufweisenden Differenzverstärkerstufe, und an dem Schnittpunkt ist der Phasennachlauf kleiner als 180 Grad, so daß ein Spannungsfolger wie 16 nicht schwingt. Wenn der Leitwertkoeffizient größer gemacht wird, ist es überdies unvermeidlich erforderlich, die Kanalbreite größer zu machen. Da, wenn man die Kanalbreite größer macht, die Gesamtkapazität C₁ + C„ χ (Verstärkerausgangsstufenverstärkung), einschließlich der Rückkopplungskapazität C₂, die parasitär zwischen Drain und Gate von 51 vorhanden ist, und der Gateschichtkapazität C₁, die dem Gate von 51 zu eigen ist, als an der Drain von 49 haftend zu sehen ist, können die Frequenzeigenschaften mehr stabilisiert werden.

Wenn, zur Erläuterung, gemäß Fig. 3-b eine Überlappung zwischen Gate und Drain von PT 51, wie bei einem Transistor 52, vorgesehen ist, die größer als bei 59 in Fig. 4-a ist, wird die Kapazität C₂ groß, da die Kanalbreite groß ist. Die zu-

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sammengesetζte Kapazität C₁, welche die Summe aus der Kapazität C zwischen Gate und Source und der Kapazität C^ zwischen Gate und Substrat, die parallel geschaltet sind, ist, wird als Kapazität zwischen Gate und Energiequelle genommen, die ebenfalls groß wird, da die Kanalbreite groß ist. Bei einem Versuch, eine Verbesserung durch höhere Stabilität gegen Schwingung zu erreichen, sollte die Überlappung von Gate und Drain im Transistor 52 erhöht werden, wodurch die Rückkopplungskapazität nach Wahl erhöht werden kann. In Fig. 4-a bezeichnen Bezugsziffern, die mit solchen in Fig. 3-b übereinstimmen, gleiche Elemente.

Ein weiteres Problem hinsichtlich des Operationsverstärkers gemäß Fig. 3-a ist die Offset-Spannung (F?hlspannung, Anlaufspannung), die in den Differenzstufen entsteht. Diese liegt theoretisch im Bereich von einigen mV,und nur indem man das niedrigpeglige Signal des Differenzimpulses der Impulsgeneratorschaltung 5 mit einer großen Impulsbreite in einem bestimmten Ausmaß vorsieht, kann der Zuflußstrom der Konstantstromquelle 45 für den Operationsverstärker minimal gemacht werden, wodurch die Offset-Spannung auf einen möglichst kleinen Wert reduziert wird, da das Ansprechen des Operationsverstärkers nur herabgesetzt werden kann, wenn die Impulsbreite in einem bestimmten Ausmaß groß ist. Andererseits sind die Temperaturabhängigkeit und die Spannungsabhängigkeit der

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Offset-Spannung des in Fig. 3-a gezeigten Operationsverstärkers sehr klein und vernachlässigbar.

Die Widerstände 17 und 18 können wie in Fig. 4-b aufgebaut sein. Als Widerstände für C-MOS werden nämlich eine durch Diffusion oder Ionenimplantation gebildete P -Muldenschicht, eine durch Diffusion oder Ionenimplantation erzeugte P- oder N-leitende Schicht zur Bildung einer Source-Drain-Isolierschicht und polykristallines Silicium verwendet. Fig. 4-b zeigt den Fall, in dem der Widerstand durch eine P^-Mulde gebildet ist. Der Widerstand kann auch durch einen MOS gebildet sein, wie 71 in Fig. 4-c, und durch Dioden, wie 7 2 in Fig. 4-d, was vom Herstellungsverfahren abhängt. Bei der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsform kann Vst nur entsprechend dem Widerstandswerteverhältnis der Widerstände gebildet werden, und dieses Verhältnis besitzt natürlicherweise keine Temperatur- und Spannungsabhängigkeit.

Wie erwähnt liegt das dritte entscheidende Merkmal der erfindungsgemäßen Spannungsmeßschaltung in der Wahl der linearen Umwandlung der Schwellenspannungsdifferenz für die Bezugsspannung und in der Bestimmung dieser linearen Umwandlung entsprechend dem Widerstandsverhältnis. Das heißt, es beruht

R- O O

auf Vst = —=—=—= Vst und wird für R₁ = O zu Vst = Vst.

R₁ + R₂ 1

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Es gleicht dem Fall, in dem die Widerstände 17 und 18 nicht vorgesehen sind,und auch der Tatsache, daß die Aus-

gäbe Vst von NT 14 und NT 15 als Ausgabe Vst geliefert wird. Bedenkt man, daß der Komparator 40 der vorliegenden Ausführungsform einen hochohmigen MOS-Eingang aufweist, wie in Fig. 3-a, ist eine solche Ausgangsform auch möglich.

Es kann zusätzlich hierzu die Ausgangsspannung einer Silberoxidbatterie, einer Nickelcadmiumbatterie, einer Queck-

Silberbatterie usw. als Bezugsspannung Vst oder Vst auf

werden außerdem kann den Eingang des Komparators 40 gegeben/, und/die Durchlaßanstiegsspannung einer Diode oder die Zenerspannung einer Zenerdiode kann auch als eine Größe verwendet werden, die eine Ähnlichkeit zum MOS-Schwellenwert tragt. Bekanntlich ist die Temperaturabhängigkeit einer Zenerspannung entgegengesetzt zur Temperaturabhängigkeit der Anstiegsspannung einer Diode, und aus diesem Grund werden diese in Reihe geschaltet, wie beispielsweise 74, 75 in Fig. 4-e, und NT 73, der mit (}>., als ein Widerstand ein- und ausgeschaltet wird, ist in Reihe zu diesen geschaltet, wodurch die Durchlaßanstiegsspannung von Zenerdiode plus Diode als die Bezugsspannung verwendet werden kann.

Als nächstes folgt eine Erläuterung der Meßspannungswandlerschaltung 2. Wenn der Verstärker 19 wie der Verstärker 16

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gemäß Fig. 3-a aufgebaut ist, arbeitet er im wesentlichen, wenn φ₃ niedrig (L) ist, und wenn ^₃ hoch (H) ist, fließt kein Strom durch die einzelnen Strom führenden Wege und Widerstände 20, 21, 22, 23 und 24. 19 ist ein Spannungs-

folger. Daher wird die gemessene Spannung Vd bei Vo in Fig. 3-a ausgegeben und durch einen hohen Widerstandswert geteilt. Wenn r.. + r_? + r., + r. = r ist, unterliegen die Meßspannungen linearen Umwandlungen in folgender Weise:

1 Ί· ^ννΊ ~ ΈΓ

am Punkt c: Vc₁ = ^r-j^— Vd,

^r1 ^{+ r}2 °

am Punkt c_: Ve» = —=:—_; · Vd

δ δ κ + r

r₁ + r + r
am Punkt c,: Vc^ =

'3* ^v"3 R + r

am Punkt C₄: Vc₄ =

₄: Vc₄ =

Die für diese linearen Umwandlungen benutzten Widerstände sind gemäß Fig. 4-b wie im Fall der Widerstände 17 und 18 aufgebaut. 55 ist ein N -Siliciumsubstrat und 56 ist eine P~-Muldenschicht, die gleichlaufend mit dem Substrat des NT erzeugt wird. 63, 66, 67, 68, 69 und 70 sind je P-leitende Schichten, die gleichzeitig mit der Erzeugung von Source und Drain des PT gebildet werden. 63 ist, beispielsweise

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über eine Aluminiumverdrahtung, mit Masse verbunden, 67 entspricht c. , 68 entspricht c», 69 entsprich C₃ und 70 entspricht c.. 66 ist mit dem Ausgang des Verstärkers 19 verbunden, beispielsweise durch eine Aluminiumverdrahtung. Der Widerstandswert zwischen 63 und 67 entspricht r.. des Widerstands 24, der Widerstandswert zwischen 67 und 68 entspricht r„ des Widerstandes 23, der Widerstandswert zwischen 68 und 69 entspricht r., des Widerstandes 22, der Widerstandswert zwischen 69 und 70 entspricht r. des Widerstands 21, und der Widerstandswert zwischen 70 und 66 entspricht R des Widerstands 20. 64 ist eine Feldisolierschicht und mit 65 sind Aluminiumkontaktierungen für die P-leitenden Schichten bezeichnet.

Wenn man die Widerstände durch eine gleichförmige P -Muldenschicht herstellt, entsteht auch ein Vorteil aus der Tatsache, daß das Widerstandsverhältnis weder Temperaturabhängigkeit noch Spannungsabhängigkeit aufweist, und ein weiterer Vorteil liegt darin, daß das Widerstandsverhältnis einfach und genau durch geometrische Abmessungen bestimmt werden kann, da lediglich das Verhältnis problematisch ist. In diesem Fall erweist es sich auch als gut, die Breite der Widerstände gleichmäßig zu machen und das Widerstandsverhältnis durch deren Längen zu bilden, wie es Fig. 4-b zeigt.

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Daneben liegt der Grund dafür, daß die vier Punkte wie C₁, C₂, C- und c. vorgesehen sind, darin, daß bei der Ausführungsform nach Fig. 2 eine Regulierschaltung vorgesehen ist, in der die Einstellung, im Fall der Spannungsmeßschaltung die Einstellung der zu überwachenden Einstellspannung oder Spannungsschwelle, bei zwei Bits durchgeführt wird. Das vierte Merkmal der Erfindung im Fall der Spannungsmeßschaltung besteht darin, daß die Meßspannungwandlerschaltung die zu messende Spannung umwandelt und daß diese lineare Umwandlung durch ein Widerstandsver-

hältnis bestimmt wird. Wenn R=O ist, ist überdies Vc. = Vd, und die zu messende Spannung selbst kann in den Schalter gegeben werden. Somit können die Bezugsspannung und die umgewandelte Meßspannung eine Vergleichsspainung für den Komparator werden.

Als nächstes folgt eine Erläuterung der Regulierschaltung mit der erfindungsgemäßen Einstellvorrichtung. 4 ist eine Vergleichsspannungsregulierschaltung zum Einstellen einer oder beider Vergleichsspannungen, die dem Komparator 3 eingegeben werden. Die Ausführungsform gemäß Fig. 2 ist eine Einrichtung, mit der die Meßspannungswandlerschaltung 2 reguliert wird. Durch zwei Bits, die für den Betrieb zum Ausdruck kommen, besteht die Möglichkeit, die vier Zustände von I) bis IV) digital in Abhängigkeit vom Zustand von Signalen

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(b.., b₂) zu regulieren. O bedeutet niedrig (L) und 1 bedeutet hoch (H).

I) (h_v b₂) = (1, 1), Vd = Vc₁

II) (b.,, b₂) = (1, 0), Vd = Vc₂

III) (D₁, b₂) = (0, 1), Vd = Vc₃

IV) (b.j, b₂) = (0, O), Vd = Vc₄

Im Fall von I) sind die Eingänge eines NAND-Gatters 28 (1, 1). Deshalb ist dessen Ausgangssignal 0, und das Eingangssignal des PT-Gates des Übergabeschalters 33 ist O, das Eingangssignal des NT-Gates ist 1, und zwar aufgrund eines Inverters 'i2, so daß der Schalter 33 ein wird und das Potential Vc₁ an Vd übertragen wird. Die Eingabe für ein NAND-Gatter 29 wird ET = 0, d. h., (1,0), und zwar aufgrund eine.= Inverters 27, und dessen Ausgabe ist 1 , und das Eingangssignal des PT-Gates eines Übergabeschalters ist 1 und das Eingangssignal des NT-Gates ist aufgrund eines Inverters 34 0, so daß der Schalter 35 aus wird. Aufgrund eines Inverters 26 wird die Eingabe eines NAND-Gatters zu b₁ = 0, d. h. (0,1), und dessen Ausgabe ist 1. Daher ist das Eingangssignal des PT-Gates eines Übergabeschalters 37 1, und der Schalter 3 7 ist aus, da das Eingangssignal des NT-Gates aufgrund eines Inverters 36 0 ist. Und die Eingabe

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eines NAND-Gatters 31 wird b₁ = O, fc>₂ = O, d. h. (O, 0), aufgrund der Inverter 26, 27, und dessen Ausgabe ist 1. Daher ist das Eingangssignal des PT-Gates eines übergabeschalters 39 1, und aufgrund eines Inverters 38 ist das Eingangssignal von dessen NT-Gate O. Daher ist der Schalter 39 aus. Schließlich wird nur das Potential Vc₁ vom Schalter 33 übertragen, wenn dieser eingeschaltet ist. Im Fall II) ist gleicherweise nur der Schalter 35 ein, und dann wird Vc₂ übertragen. Gleichermaßen ist im Fall von III) lediglich Schalter 37 ein und wird Vc₃ übertragen. Und im Fall von IV) ist lediglich Schalter 9 ein und wird Vc. übertragen.

Um solche Einstellungen innerhalb eines IC durchführen zu können, ist die Steuerschaltung 25 in Fig. 2 erfindungsgemäß unter Verwendung nicht-flüchtiger Speicherelemente gemäß Fig. 5-a aufgebaut. 76, 77, 81 und 82 sind FAMOS. Die Gates der FAMOS weisen keine Elektroneninjektion auf, bei einer Schaltungsanordnung mit FAMOS umgekehrter Polarität keine Löcherinjektion, und ferner ist Vc gleich φ^, wenn cj>, auf L ist. Dann sind NT 79 und NT 84 eingeschaltet und werden (a.., a«) = (0, 0), und deren Ausgaben werden von Invertern 80, 85 invertiert. Daher ist Vd = Vc₁, wie es (b.., b ) = (1, 1) entspricht. Wenn ^₃ auf H ist, sind PT 78 und PT

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ein, was (a.., a₂) = (1, 1) bedeutet, und dann findet in den Strom führenden Wegen der einzelnen Schaltungen 1, 2, 3, wie sie in den Fig. 2 gezeigt sind, kein Stromfluß stattj und deren eigentliche Operationen werden nicht ausgelöst. Kurz, das Ausgangssignal der Schaltung 25 dann, wenn φ, auf L ist, ist vorteilhaft. Es wird nun die Regulierschaltung 25 für die oben genannten Fälle I) bis IV) betrachtet. Für den Fall I) ist (a., a ) = (O, O), welches der Zustand ist, in welchem die Gateelektroden der FAMOS 76, 77, 81, 82 mit Doppelgates keiner Elektroneninjektion unterliegen. Im Fall II) ist (a.. , a₂) = (O, 1), welches der Zustand ist, in dem die Gateelektroden der FAMOS 81, 82 einer Elektroneninjektion unterliegen. Im Fall III) ist (a.., a„) = (1, 0), welches der Zustand ist, in dem Elektronen in die Gateelektroden der FAMOS 76, 77 injiziert werden. Im Fall IV) ist (a.. , a_) = (1, 1), welches der Zustand ist, in" dem die Gateelektroden der FAMOS 76, 77, 81, 82 zusammen einer Elektroneninjektion unterliegen.

Der Aufbau eines solchen FAMOS ist in Fig. 5-b gezeigt. Dabei bedeuten: 55 ein N -Siliciumsubstrat, 57 und 58 P-leitende Schichten für Source und Drain eines PT, 87 und 88 P-leitende Schichten für Source und Drain eines FAMOS. Weiterhin bedeuten: 62 N-leitende Schichten, die als Iso-

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lierung und Substratkontaktierung dienen, 89 reine Isolierschichten im Gate, 64 feldisolierende Schichten und 65 Gateelektroden, Source-Drain-Substrat-Elektroden oder Metallschichten zur Verdrahtung, beispielsweise aus Aluminium. 90 ist eine schwebende (floating) Gateelektrode des FAMOS, die mit P- oder N-leitend dotiertem polykristallinem Silicium oder nicht dotiertem polykristallinen Silicium aufgebaut ist. Die Elektroneninjektion in die Gateelektroden des FAMOS wird durchgeführt, indem ein Lawinendürchbruch erwirkt wird zwischen 65 (62) und 88, d. h., in der Verarmungsschicht (gestrichelter Bereich in der Figur) zwischen Substrat und Drain des FAMOS zum Schreiben, und indem die dann erzeugten Elektronen durch das Beschleunigungsfeld (in der Zeichnung durch einen Pfeil angedeutet) in die Gateelektroden injiziert werden. Aus diesem Grund muß der Abstand 92 zwischen Isolierzone 86 und Drain 88 des FAMOS zum Schreiben größer gemacht werden als der Abstand 91 zwischen Drain 58 und Isolierzone 86 des gewöhnlichen MOS, so daß die Lawinendurchbruchsspannung am PN-Übergang zwischen Drain und Substrat des FAMOS zum Schreiben nicht durch die Sperrdurchbruchsspannung des PN-Übergangs zwischen Drain und dessen Isolierzone gehindert wird. Natürlich ist es möglich, die Länge von 91 der von 92 anzupassen. Was betrifft, so kann das polykristalline Silicium für eine

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Vielschichtverdrahtung als schwebende Gateelektrode verwendet werden, und umgekehrt kann das polykristalline Silicium für das schwebende Gate für eine Vielschichtverdrahtung benutzt werden. Und in Fig. 5-a unterliegt FAMOS 77 oder 82 einer Injektion, und die Impedanz bei 79, 84 ist so ausgelegt, daß sie hoch ist, während 79 und 84 ein sind, so daß die Potentiale von a.. , a„ hoch werden, wenn i> auf L ist und 79, 84 ein sind. Da die Impedanz genügend niedrig wird, selbst für den Fall, daß 77, 82 die gleiche Größe (gleiche Kanallänge, gleiche Kanalbreite und gleiche Gateisolierschichtdicke) wie 79, 84 aufweisen, können 77, 82 nur gleich groß wie 79, 84 gemacht werden, wenn 77, 8 2 völlig Gegenstand der Injektion sind. Fig. 5-c zeigt ein Musterbeispiel für 76, 77, 78 unter Berücksichtigung dieser Absichten. Das in der Figur gezeigte Muster ist das gleiche wie in Fig. 5-b. Der schräg schraffierte Teil ist eine N-leitende Schicht, die als Isolierung und Substratkontaktierung dient, der weiß gelassene Teil ist eine P-leitende Schicht oder das Substrat, der kreuzschraffierte Teil ist eine Gateelektrode des FAMOS, beispielsweise polykristallines Silicium, und der punktierte Bereich zeigt Metallschichten, beispielsweise aus Aluminium, die als Elektroden für Gate, Source, Drain und Substrat dienen. H zeigt den Kontakt zwischen Metallschichten und P- oder N-leitenden Schichten. Im FAMOS 76 für das Schreiben ist der Abstand 9

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zwischen Drain und Isolierung größer gemacht als der Abstand 91 zwischen Drain und Isolierung beim FAMOS zum Lesen oder gewöhnlichen MOS 78.

Die Verwendung nicht-flüchtiger Speicherelemente wie FAMOS oder dergleichen in der Regulierschaltung eröffnet auf diese Weise einen Vorteil beim Herstellungsverfahren als fünftes Merkmal der vorliegenden Erfindung, da eine Einstellung oder Regulierung im Fall der Spannungsmeßschaltung direkt von einem Tester durchgeführt wird, wenn er die integrierte Schaltung im Zustand auf dem Wafer (Halbleiterscheibe) überprüft, und da hinsichtlich dieser integrierten Schaltung bzw. Spannungsmeßschaltung keine weitere Einstellung erforderlich ist.

Es folgt eine Erläuterung im Hinblick auf die Vergleichsschaltung 3. Die einen Komparator 40 aufweisende Schaltung beginnt ihren wesentlichen Betrieb, wenn φ~ auf (L) niedrig ist. Der Komparator 40 ist mit einem Differenzverstärker (Operationsverstärker) gemäß Fig. 3-a aufgebaut und vergleicht eine invertierte Eingabe V_T mit einer nicht-invertierten Eingabe v"_NI· Im Fall von V₁ > V ist Vo = L (0), und bei V₁ < V_NI ist Vo = H (1) .

Das Auflösungsvermögen ist bestimmt durch eine offene Verstärkung (mit offener Schleife) des in Fig. 3-a gezeigten Verstärkers. Da die Verstärkung typischerweise bei 70 dB bis 80 dB liegt, können sehr kleine Spannungen von 1/3000 bis 1/10000 der Versorgungsspannung verglichen werden. Es gibt kein Problem hinsichtlich des Schwingens des Komparators und es ist zulässig, die Kapazität C₁, C_ klein zu machen, d. h., man muß nicht den Gate-Aufbau 52 gemäß Fig. 3-b wählen, sondern man kann den Gate-Aufbau 59 gemäß Fig. 4-a nehmen. Das Leitwertkoeffizientenverhältnis wie für 45, 50 kann auch von ähnlichem Grad sein. Die Offenverstärkung des Differenzverstärkers (Operationsverstärkers) gemäß Fig. 3-a kann höher sein, wenn die Kanallänge der die Verstärkerstufen je bildenden Transistoren lang, die Substratkonzentration hoch und die Dicke der Gateschicht dünn gemacht werden. Um beim Entwurf des IC dafür zu sorgen, daß die Verstärkung hoch wird, sollte die Kanallänge der den Verstärker bildenden Transistoren lang gemacht werden. Die Kanallänge der Transistoren für den Verstärker ist dadurch gekennzeichnet, daß sie länger ist als diejenige der Transistoren, die nicht für den Verstärker vorgesehen sind, im Fall der Spannungsmeßschaltung oder die Kanallänge von Transistoren in anderen integrierten Schaltungen als der Spannungsmeßschaltung in elektronischen Geräten.

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In dieser Ausführungsform ist nun die Vergleichsspannung V_T = Vd, V = Vst. Wenn sich die Regulierschaltung 4 im

Zustand I) befindet, ist Vd = ^ Vd und Vst =

ρ τ?

-—i-= Vst, und daher Vd = . Bei - - Vst

•K.. + κ« K₁ + K— r j,

als Grenze wird das Ausgangssignal des Komparators bei Vd ^> Vd niedrig (Massepotential)_t und es wird hoch (V )

O- O*

bei Vd <C Vd . Dagegen sind ein Verhältnis von R-ZR₁ , ri I R + r (i = 1, 2, ) und Vst ( = V_Tp - ν_βΤρ) so eingestellt, daß die Messung oder Feststellung von Vd beim geo*

wünschten Vd gemacht wird.

Das sechste Merkmal der vorliegenden Erfindung im Fall der Spannungsmeßschaltung besteht darin, daß der Vergleich der Bezugsspannung, wenn die Spannungsumschaltung mit der umgewandelten Meßspannung gebildet wird, mittels des Komparators durchgeführt wird, d. h. des Differenzverstärkers.

Schließlich ist die Halteschaltung 6 mit einem Daten-Halte-Flipflop (Schieberegister) 41 gemäß Fig. 6 aufgebaut. Es handelt sich dabei um eine Speicherschaltung zum Einschreiben einer Ausgabe Vcomp des Komparators 40, wenn <J>₃ auf L ist, und zum Halten der Ausgabe, wenn <J>_ auf H ist. Vcomp wird ferner auf ein Ausgangssignal Vh verstärkt, und zwar durch Inverter in der Halteschaltung, beispielsweise 96 und 97 oder 102 und 103. In der Halteschaltung 6 in Fig. 2 sind der Im-

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puls 9., zum Betreiben der einzelnen Schaltungen 1, 2, 3, 4 für die Messung von Spannungen und der Taktimpuls für die Halteschaltung mit demselben o, ausgedrückt. Wenn das Ausgangssignal dieser Halteschaltung vollständig zu allen Zeiten benötigt wird, bereiten die dynamischen Eigenschaften der einzelnen Schaltungen dann, wenn der Impuls <f>_ von H auf L wechselt, nämlich die Übergangseigenschaften, Schwierigkeiten. In diesem Fall wird beispielsweise die Zeit £*d, die vergeht, bis die einzelnen Schaltungen 1, 2, 3, 4 für die Spannungsmessung statisch gleichförmig werden können, von φ-, abgezogen. Dann wird die Halteschaltung durch einen in Fig. 7-c gezeigten Impuls O₁. getrieben. ^₁- ist ein Impuls, bei dem das Impulsäquivalent zu einer Zeit £"b (> Td) für einen Halbtakt von ώ. von φ- abgezogen, und er wird gemäß Fig. 7-b durch ein Schieberegister (Flipflop) 104 und ein NOR-Gatter 105 erzeugt.

Neben dem Erwähnten verursacht das übergangsverhalten der Spannungsmeßschaltung und der Halteschaltung dann, wenn der Impuls p^ von L nach H wechselt, in ähnlicher Weise Schwierigkeiten, in welchem Fall die Halteschaltung mit o,-

das ' ^b

getrieben wird, bei dem /cmpulsäquivalent zu einer bestimmten festen Zeit Ta (für einen Takt von <p.) von φ subtrahiert wird. 0, kann gemäß Fig. 7-b durch ein Schiebergister (Flipflop) 106,

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ein NAND-Gatter 107 und einen Inverter 108 erzeugt werden. Die Schaltung gemäß Fig. 7-b ist in der Impulsgeneratorschaltung 5 untergebracht. Obwohl bei der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsform der Erfindung Einstellungen unter Verwendung der Schaltung 2 durchgeführt werden, kann die Einstellung auch unter Verwendung der Schaltung 1 erzielt werden. Dies ist eine Art, um Vst einzustellen, beispielsweise dadurch, daß die Widerstände 17 und 18 anstelle der Widerstände 20, 21, 22, 23 und 24 mit dem Ausgang des Ver-

Rp ο

stärkers 19 verbunden und auf Vd = ———=r— Vd festgelegt

R₁ + R₂

werden, und daß umgekehrt die Widerstände 20, 21, 22, 23 und 24 anstelle der Widerstände 17 und 18 angeschlossen werden und die Regulierschaltung 4 mit dem Ausgang des Verstärkers 16 verbunden wird.

Was die Spannungsmeßschaltung betrifft, so ist es überdies in Abhängigkeit von der Genauigkeit der Spannungen möglich, ohne Einstellung zu arbeiten. Wenn man Fig. 2 betrachtet, so geschieht das, indem man die Schaltung 4 wegläßt, den Wert des an den Ausgang des Verstärkers 19 angeschlossenen Widerstandes festlegt und das Ausgangssignal Vd vorsieht. Hierfür besteht das einzige darin, beispielsweise r₂ = r₃ = r₄ = 0 zu machen, RZr₁ geeignet zu bestimmen und den Ausgang C₁ als Vd direkt mit dem invertierten Eingang des Komparators 40 zu verbinden. Wie bereits erwähnt, ist es für das IC für

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die Spannungsmeßschaltung der Erfindung charakteristisch, daß sie zusammen mit anderen Schaltungen vorhanden ist, die das elektronische Gerät bilden und leicht integriert sind.

Was jedoch den Fall betrifft, in dem die erfindungsgemäße Einstellung durchgeführt wird, so ist die vorliegende Erfindung insoweit charakteristisch dafür, daß die Einstellung innerhalb der integrierten Schaltung in einfacher Weise vor deren Einbau durchgeführt wird und daß für eine solche Einstellung nicht-flüchtige Speicherelemente als praktikable Vorrichtung verwendet werden.

Überdies kann die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Einstellung der integrierten Schaltung deren automatische Einstellung erlauben.

Die integrierte Schaltung (IC) für die Spannungsmeßschaltung gemäß Erfindung kann ebenfalls ein automatisches Einstellsystem für die Meßeinstellspannungen zu lassen, wie nun ausgeführt wird. Die in Fig. 8 gezeigte Schaltung ist aufgebaut mit nicht-flüchtigen Speicherelementen 110 bis 114, 115 bis 119 (die im vorliegenden Fall mit FAMOS bezeichnet werden), mit Injektionssteuerungstransistoren 120 bis 124 zur EIN- oder AÜS-Steuerung der FAMOS und mit einem Schieberegister 125,

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- 4s? -

mit dem die FAMOS durch diese Steuertransistoren leitend gemacht werden, und zwar über den Taktimpulse aufweisenden Eingang Ci. Der Anschluß Vd, der als ein zu vergleichender Eingang für den Komparator dient, unterliegt dann einer variablen Spannung, wenn von den Widerständen r» bis r einige oder alle kurzgeschlossen werden, nachdem die entsprechenden FAMOS ihrerseits ein sind. Es handelt sich um eine Doppelgatekonstruktion, wie bereits erwähnt, wie bei den FAMOS 110 und 115 oder 111 und 116. Der Anschluß Vp kann ein Schreibeingang zum Zweck einer Ladungsinjektion in die FAMOS sein, und es werden Spannungen von etwa -30 bis -50 in Impulsform angelegt.

Fig. 9 zeigt ein Beispiel eines wirklichen Systems zur automatischen Einstellung unter Verwendung der automatischen Regulierschaltung 109 in Fig. 8. Dieses Beispiel betrifft das Feststellen der Versorgungsspannung beim Erreichen einer gewünschten Spannung, demgemäß ist Vdo = V_nn. Als erstes wird die Versorgungsspannung V_nn etwas niedriger als die überwachte Einstellspannung oder Spannungsschwelle festgelegt. Dann wird das Ausgangssignal Vcomp des Komparators 3 auf einen hohen Wert gebracht. Eine Steuervorrichtung bestätigt dies, hebt die Rücksetzung auf, gibt das Eingangssignal Cg vom Eingang des Taktes C£_Q über einen Zähler auf die Regulierschaltung 109 und betätigt das Schiebere-

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gister 125. Dann gehen die Ausgänge Q₁ bis Q des Registers auf niedrige Pegel, und wenn 2U dieser Zeit der Injektionsimpuls auf Vp gegeben wird, schalten die FAMOS 110 bis 114 ein. Genau dann verringert sich das Potential der zu messenden Spannung Vd schrittweise synchron mit den Taktimpulsen und wenn es den Wert des Bezugspotentials Vst durchläuft, wechselt das Ausgangs signal Vcomp des !Comparators zu niedrigem Pegel. Dann beendet die Steuervorrichtung 127 unverzüglich die Takt- und Injektionsimpulse und beendet damit die Einstellung. Wenn diese Schaltung gewöhnlich verwendet wird, stellt der Komparator 3 demgemäß unmittelbar fest, wenn die Versorgungsspannung die eingestellte Spannung oder Spannungsschwelle erreicht. Die Regulierelemente, die in einer solchen integrierten Schaltung verwendet werden können, umfassen Elemente vom Tunnelinjektionstyp, wie MNOS, usw. und sind nicht speziell auf FAMOS begrenzt.

Die Einstellvorrichtung gemäß vorliegender Erfindung kann auch folgendes umfassen. Fig. 10 zeigt eine Regulierschaltung, bei der eine Sicherung 130 (aus Metall oder Silicium usw. hergestellt) verwendet wird, durch welche die überwachte Spannung eingestellt wird, indem eine thermische Trennung durch-

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geführt wird oder nicht, und zwar mit einem hohen Strom zwischen einem Eingang 134 und V_nn- Diese Regulierschaltung gemäß Fig. 10 umfaßt einen Widerstand 131 und einen Inverter 132. Wenn der Stromverbrauch stark begrenzt ist, besteht eine gute Praxis darin, die Abtastmessung durch NT 133 vorzunehmen, wobei der Differenzimpuls wie φ₃ verwendet wird. Andere Einrichtungen sind möglich, wenn der der Sicherung entsprechende Teil entfernt wird, unter Verwendung eines Lasers usw. Das heißt, alle Elemente wie FAMOS, MNOS, Sicherung usw. sind nicht-flüchtig, und die erfindungsgemäße Einstellvorrichtung ist mit allen nicht-flüchtigen Speicherelementen realisierbar, überdies erlauben alle genannten Vorrichtungen eine Einstellung vor dem Einbau der integrierten Schaltung oder wenn diese erst im Wafer-(Scheiben) oder Chip-Zustand vorliegt. Allerdings ist die Einstellung auch durch eine Anschlußansteuerung möglich, selbst beim oder nach dem Bonden (Anbringen von Zuleitungsdrähter») oder dem mechanischen Kontaktieren.

Fig. 11 ist eine Ausführungsform, bei der die interne Einstellvorrichtung für die integrierte Schaltung bei einer Spannungsmeßschaltung bei einer elektronischen Uhr angewendet wird. In Fig. 11 bedeuten:

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Pf: Rückkopplungswiderstand eines Oszillatorinverters

R^: Ausgangswiderstand des Oszillatorsinverters Cp. C : Kondensatoren der Oszillator schaltung Rr: Ableitungswiderstand eines Rücksetzanschlusses 144, 146, 151, 153, 157, 159, 162: Inverter 142, 145, 155: NAND-Schaltungen

149, 161: UND-Schaltungen

150, 160: NOR-Schaltungen 147, 152: Motortreiberinverter

Sg: Ausgang der 9. Stufe einer Frequenzteilerschaltung mit 16 Binärzählerstufen

Die Fig. 11 zeigt eine Schaltung, die eine Verringerung der Batteriespannung feststellt und den Benutzer der Uhr das Ende der Batteriebetriebslebensdauer durch eine geeignete Anzeige wissen läßt, durch welche die Aufmerksamkeit des Benutzers darauf gelenkt wird, daß die Batterie ersetzt werden muß. Die Regulierschaltung 4 mit den Bezugsspannungserzeugungsschaltungen (10 bis 15), der Komparator 3, ein Datenhaite-Flipflop 41, Schaltungen 7 und 8 zur Erzeugung des Abtastimpulses φ., und äußere Verbindungsanschlüsse W₁ und W_? sind nahezu wie in Fig. 2 aufgebaut. In diesem Fall wird die Bezugsspannung Vsto direkt zum Komparator 3 geliefert,

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und die gemessene Spannung ist die Versorgungsspannung. 154 ist ein Inverter für eine Quarzkristallschwingung und 156 ist eine Frequenzteilerschaltung mit 16 Binärzählerstufen. Eine Einstellung dieser Schaltung wird folgendermaßen durchgeführt. Zunächst wird der Anschluß "Rückstellung" auf Η-Wert gebracht. Sobald die Niederfrequenzstufen der Frequenzteilerschaltung zurückgesetzt sind, gehen die Flipflops (Schieberegister) 7, 140 und 143 alle auf W = Qi (i = 2,4), da sie als 1/2-Bit-Elemente aufgebaut sind, und demgemäß gehen die Ausgangssignale O₁ und 0„ des Motors zum Drehen der Zeiger auf Η-Werte. Wenn der Anschluß Ο- von außerhalb auf L gezwungen wird, werden die Gatter und 158 geöffnet, und die Abtastimpulse cj>- und <£_ der Spannungsmeßschaltung öffnen alle Gatter, und norm«?¹.erweise ist nun die Bereitschaft zur Messung oder überwachung gegeben. Das Datenhalte-Flipflop 41 wird durch ώ~ schreibbereit gemacht und liefert den gemessenen Datenwert als Ausgangssignal durch das Gatter 148 an O₁. Danach ändert sie die Versorgungsspannung V_nn, bestimmt eine geeignete Meßeinstellspannung oder Überwachungsspannungsschwelle aus der Spannung, bei der das Ausgangssignal von O₁ zu ändern ist, und schreibt über die Anschlüsse W und W- in FAMOS ein. Danach wird die Energiequelle wieder in ihren ursprünglichen Zustand gebracht und der Anschluß "Rückstellung" wird offengelassen, die Rückstel-

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Wi

lung wird aufgehoben und Treibimpulse werden als Ausgangssignale in jeder Sekunde abwechselnd auf O₁ und 0_ gegeben. Da der Dateneingang W des Flipflop (Schieberegisters) 7 ein Leitsignal M_{1 fi} der 16. Stufe benutzt, wird der Abtastimpuls ώ- mit einer Zeitnacheilung von 0,5 Sekunden gegenüber dem obigen Motortreibsignal erzeugt, wobei die Spannungsmessung in einer sehr kurzen Zeit je einmal in zwei Sekunden durchgeführt und der Datenwert im Flipflop 41 gespeichert wird. Wenn die Batteriespannung abnimmt und die festgesetzte Spannung erreicht, wird der Ausgang des Komparators invertiert, woraufhin das Gatter 141 aktiviert wird, wodurch das Signal des Eingangs W des Flipflops 143 ein Signal mit kleinem Einschalttastverhältnis wird, das durch den Takt S₁„ bescimmt ist. Folglich liefern die

Ausgänge O₁ und 0~ derartige Zeitbasissignale, bei denen es sich nicht um in jeder Sekunde wechselnde Signale handelt, bei denen der Sekundenzeiger der Uhr sich in jeder Sekunde bewegt, daß der Sekundenzeiger augenscheinlich am Ende von je zwei Sekunden zwei Schritte durchführt, wodurch der Benutzer der Uhr gewarnt wird.

Ferner vermag die erfindungsgemäße Spannungsmeßschaltung zwei oder mehr Pegel zu überwachen. Fig. 12-a, in der 166 ein Inverter und 167 eine NAND-Schaltung ist, zeigt eine

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Schaltung zur überwachung zweier Spannungspegel.φ_ und φο sind Signale, die zueinaner phasenverschoben sind, wie Fig. 12-b zeigt. Die Spannungsmeßschaltung arbeitet bei jeder Zeitfolgesteuerung gleichermaßen. Da bei der Eingabe von φο ein Transistor 165 ausgeschaltet ist, wird Vsto als Bezugspotential verwendet, und wenn φ_ eingegeben wird, wird Transistor 165 eingeschaltet und man hat dann als Bezugspotential (R₂ZR₁ + R₂) * Vsto, so daß eine Zwei-Pegel-Überwachung möglich ist. Die Ausgangssignale des Komparators 3, die bei jedem Takt gemessen werden, werden im Speicher durch Flipflops 163 bzw. 164 gespeichert. Erforderlichenfalls wird für das zu messende Potential Vd eine Regulierschaltung zugefügt, wie zuvor beschrieben. Die Schaltung gemäß Fig. 12-a wird für eine Uhr verwendet, beispielsweise für eine mit Solarzellen versehene aufladbare Uhr. Ein Taktsignal φ_ ermittelt das Absinken der Spannung einer Sekundärbatterie, und über den Ausgang Q,. wird dem Benutzer rechtzeitig die Warnung gegeben, daß eine Aufladung erforderlich ist. Dagegen ermittelt ein Taktsignal d>g einen Spannungsanstieg der Sekundärbatterie aufgrund einer überladung und beendet das Aufladen durch das Ausgangssignal am Ausgang Q_fi. Die zu überwachende Spannung bedeutet in dieser mit Solarzellen versehenen elektronischen Uhr die Spannung der Sekundärbatterie.

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Die integrierte Schaltung mit der erfindungsgemäßen Einstellvorrichtung, die vorzugsweise in der erfindungsgemäßen Spannungsmeßschaltung vorgesehen ist, ist auf einem monolithischen IC untergebracht und kann, speziell wie die integrierte Schaltung für eine Uhr, zusammen mit anderen Punktionen auf einem einzigen Chip (Halbleiterplättchen) integriert sein. Die Regulierschaltung der Meßspannung erlaubt auch ein Trimmen der integrierten Schaltung, beispielsweise in der Spannungsmeßschaltung, in dem Sinn, daß Schwankungen gemessener Spannungen zwischen den integrierten Schaltungen kompensiert werden.

Die erfindungsgemäße abstimmbare integrierte Schaltung,und insbesondere die erfindungsgemäße Spannungsmeßschaltung, ist bahnbrechend im Hinblick darauf, daß keinerlei Trimmvorrichtung wie ein extern montierter, platzraubender Widerstand usw. erforderlich ist, und charakteristischerweise ist sie sehr stabil gegen Temperaturänderungen und Versorgungsspannungsänderungen. Bei Verwendung in der integrierten Schaltung für eine Uhr hilft sie bei der Miniaturisierung und Kostenreduzierung aufgrund der Möglichkeit, daß extern zu montierende Justierelemente wegfallen können, was von besonderer Bedeutung ist.

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Claims

BLUMBACH -WESER · BERGEN.· KRAMER ZWIRNER · HIRSCH -BREHM

PATENTANWÄLTE IN MÖNCHEN UND WIESBADEN

Patentconsult RadeckestraBe 43 800G München 60 Telefon (089) 883603/883604 Telex 05-212313 Telegramme Patentconsult Patentconsult Sonnenberger Straße 43 6200 Wiesbaden Telefon (06121) 562943/56199B Telex 04-186237 Telegramme Patentconsult

kABUSHIKIKAISHASUWASEIKOSHA 78/87 22

3-4, .4-chöme, Ginza, Chou-ku, Tokyo, Japan

PATENTANSP rüche

T. Integrierte Halbleiterschaltung, ;

gekennzeichnet, durch eine Einstellvorrichtung zum Einstellen der Schaltung vor deren Einbau.
2. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 1 , . dadurch gekennzeichnet, daß die Einstellvorrichtung nicht-flüchtige Speicherelemente zum schaltungsinternen Einstellen der integrierten Schaltung aufweist.
3. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die nicht-flüchtigen Elemente durch FAMOS ffc*}9% eeSer <aaf eOnejr integrierten

München: R. Kramer Dipl.-Ing. · W. Weser Dipl.-Phys. Dr. rer. nat. · P. Hirsch Dipl.-Ing. . H. P, Brehm Dipl.-Chem. Dr. phil. nät. Wiesbaden: P. G. Blumbach Dipl.-lng.-P. Bergen Dipl.-lng, Dr. jur.· G. Zwirner Dipl.-lng.Dipl.-W.-lng.

Halbleiterschaltung integrierte Sicherungen in Form von durch bestimmte Stromstärke oder Laserbestrahlung trennbaren Leiterbahnen gebildet sind.

Γ
4 J Integrierte Halbleiterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3,

dadurch gekennzeichnet, daß die integrierte Schaltung einen ein Eingangssignal oder eine Versorgungsspannung unterteilenden Spannungsteiler aufweist, daß einzelne Spannungsteilerstrecken mit Schalttransistoren überbrückbar sind, wenn diese sich im Einschaltzustand befinden, daß die Schalttransistoren in ihren Schaltzuständen mittels einer Logikschaltung einstellbar sind, und daß die Ansteuerung der Logikschaltung über einen die nicht-flüchtigen Elemente enthaltenden Speicher geschieht, dessen verschiedene Speicherzustände über Speichereingangsanschlüsse einstellbar sind (Schaltung 4 in Fig. 2).
5. Integrierte Halbleiterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3,

dadurch gekennzeichnet, daß die integrierte Schaltung einen ein Eingangssignal oder eine Versorgungseingangsspannung unterteilenden Spannungsteiler aufweist, daß einzelne

Spannungsteiler-Strecken mit FAMOS überbrückbar sind, wenn diese in ihren Einschaltzustand gebracht worden sind,und daß die in nicht-flüchtiger Weise in den Ein- oder Aus-Zustand bringbaren FMlOS zum Zweck der automatischen Einstellung der integrierten Schaltung mit Hilfe der Ausgangssignale je zugeordneter Stufen eines Schieberegisters ansteuerbar sind (Fig. 8).
6. Spannungsmeßschaltung _r insbesondere mit einer integrierten Halbleiterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß eine Bezugsspannungsschaltung, eine Meßspannungswandlerschaltung, eine Vergleichsschaltung und eine Vergleichsspannungsregulierschaltung auf einem Substrat integriert sind.
7. Spannungsmeßschaltung nach Anspruch S, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsschaltung einen Differenzverstärker aufweist und die Bezugsspannung oder die Meßspannung entsprechend dem Verhältnis von Widerständen umgewandelt wird.
8. Spannungsmeßschaltung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die nicht-flüchtigen Speicherelemente als Reguliereinrichtung für die Vergleichsspannungsregulierschaltung vorgesehen sind.
9. Spannungsmeßschaltung nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugsspannungsschaltung, die Meßspannungswandlerschaltung, die Vergleichsschaltung und die Vergleichsspannungsregulierschaltung in einem impulsartigen Abtastbetrieb arbeiten.
10» Spannungsmeßschaltung nach einem der Ansprüche 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugsspannung oder die umgewandelte Meßspannung digital regulierbar sind.
11. Spannungsmeßschaltung nach einem der Ansprüche 6 bis 1O, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugsspannung oder die umgewandelte Meßspannung mittels einer integrierten Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5 vor deren Einbau einstellbar ist.

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12. Spannungsmeßschaltung nach einem der Ansprüche 6 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugsspannung oder die umgewandelte Meßspannung mittels einer integrierten Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5 beim oder nach deren Einbau durch Ansteuern bestimmter von deren Anschlüssen einstellbar ist.
13. Elektronische Uhr mit einer integrierten Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5.

14, Elektronische uhr mit einer Spannungsmeßschaltung nach einem der Ansprüche 6 bis 12.

809 8 4 5707