DE3032610C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, die insbesondere in logikpegelangepaßten Schaltungssystemen in intergrierter Schaltkreistechnik anwendbar ist, bevorzugt um nichtflüchtige Speichersysteme in integrierter Schaltkreistechnik, die integrierte Schaltkreiselemente mit schwebendem Gate zur Informationsspeicherung in Form elektrischer Ladungszustände aufweist, zu betreiben.

Nach dem IBM Technical Disclosure Bulletin, Vol. 2, Nr. 4, Dezember 1988, ist eine Schaltungsanordnung bekannt, mittels der die Ansteigzeit und die Abfallzeit eines Impulses unabhängig voneinander einstellbar sind.

Nach dem Buch "Hochspannungstechnik", VEB Verlag Technik Berlin 1966, Seite 265, ist eine Gleichspannungskaskadenschaltung bekannt, die im Leerlauf eine konstante Hochspannung abgibt, die jedoch bei Belastung abfällt. Die einzelnen Stufen der Kaskade bestehen aus Villard-Schaltungen.

Es sind Speichersysteme in integrierter Schaltkreistechnik bekannt, in denen bistabile Halbleiterschaltungen, beispielsweise Flip-Flop-Schaltungen, als statische Speicherzellen zum Speichern binärer Daten (Einsen oder Nullen) dienen. Bei solchen statischen Speicherzellen muß ein elektrischer Strom aus einer elektrischen Stromversorgungseinrichtung ununterbrochen durch jeweils einen von zwei Zweigen einer kreuzgekoppelten Schaltung fließen und der jeweils andere Zweig gesperrt werden. Dadurch werden zwei (binäre) unterscheidbare Speicherzustände abhängig davon geschaffen, welcher der Zweige leitend und welcher der Zweige nichtleitend ist. Solche Halbleiter-Speicherzellen werden "flüchtig" genannt, weil, wenn die elektrische Stromversorgung fortgenommen wird, der den Speicherzustand bestimmende Strom durch den gerade stromzuführenden Zweig zu fließen aufhört und dadurch die Information in der Speicherzelle verloren geht. Andere Typen von Speichersystemen mit dynamischen, integrierten Schaltkreisen benötigen eine Stromversorgung für ein ununterbrochenes periodisches Auffrischen von dynamischen Speicherzelleninhalten, weil sonst die Information auf ähnliche Weise verloren geht. Eine solche Flüchtigkeit ist ein wesentlicher Nachteil herkömmlicher Halbleiter-Speichersysteme. Es wurden wesentliche Anstrengungen auf diesem Gebiet unternommen, um Schaltungselemente und Strukturen zur Erzielung einer Nichtflüchtigkeit der Halbleiterschaltungen bei Abschaltung der Stromversorgung zu entwickeln, vgl. beispielsweise E. Harari, et al., "A 256-Bit Nonvolatile Static RAM", 1978 IEEE International Solid State Circuits Conference Digest, pp. 108-109; F. Berenga, et al., "E PROM TV Synthesizer", 1978 IEEE International Solid State Circuits Conference Digest, pp. 196-197; M, Horne, et al., "A Military Grade 1024-Bit Nonvolatile Semiconductor RAM", IEEE Trans. Electron Devices, Vol. ED-25, No. 8 (1978), pp. 1061-1065; Y. Uchida, et al., "lK Nonvolatile Semiconductor Read/Write RAM", IEEE Trans. Electron Devices, Vol. ED-25, No. 8 (1978), pp. 1065-1070; D. Frohmann, "A Fully-Decoded 2048-Bit Electrically Programmable MOS-ROM", 1971 IEEE International Solid State Circuits Conference Digest, pp. 80-81; US-PS 36 60 819, US-PS 40 99 196; US-PS 35 00 142; DiMaria, et al., "Interface Effects and High Conductivity in Oxides Grown from Polycrystalline Silicon", Applied Phys. Letters (1975), pp. 505-507; R. M. Anderson, et al., "Evidence for Surface Asperity Mechanism of Conductivity in Oxide Grown on Polycrystalline Silicon", J. of Appl. Phys., Vol. 48, No. 11 (1977); pp. 4834-4836.

MOS-Strukturen mit schwebendem Gate werden für Speicher verwendet, die eine verlängerte Daten-Aufbewahrungszeit haben. Ein schwebendes Gate (floating gate) ist eine leitende Zone in einem MOS-Transistor, die vollständig von einem Isolationsmaterial umgeben, jedoch kapazitiv an das Substrat des MOS-Transistors gekoppelt ist. Abhängig von dem Vorhandensein oder Nichtvorhandensein einer Signalladung auf diesem schwebenden Gate wird der MOS-Transistor leitend ("on") oder nichtleitend ("off"), wodurch eine binäre "Eins" oder eine binäre "Null" in Korrespondenz mit dem Vorhandensein oder Nichtvorhandensein der Signalladung auf dem schwebenden Gate zu speichern ist. Es sind unterschiedliche Mittel zum Aufbringen und Abführen der Signalladung auf bzw. von dem schwebenden Gate bekannt. Wenn sich die Signalladung einmal auf dem schwebenden Gate befindet, bleibt sie dort permanent gefangen, weil das schwebende Gate vollständig von dem Isolationsmaterial umgeben ist, das als Barriere gegen das Entladen des schwebenden Gates wirkt.

Eine Signalladung kann auf das schwebende Gate einer Speicherzelle gebracht werden oder von ihm entfernt werden, indem Impulse mit einem im Vergleich zu einem Potential eines Logiksignals hohen Potential zum Durchtunneln des Isolationsmaterials an das schwebende Gate gelegt werden. Solche Impulse können durch externe Stromversorgungsschaltungen erzeugt werden. Es ist jedoch schwierig, die Formen dieser Impulse einfach und kostengünstig zu steuern.

Demgemäß liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung anzugeben, mittels der Impulse hohen Potentials mit exakt gesteuerten Anstiegszeiten und Maximalpegeln zu erzeugen sind und die als Teil eines integrierten Schaltkreises herzustellen ist, der über Schnittstellen mit Schaltungen, die Niederpegellogiksignale abgeben, zu verbinden ist.

Diese Aufgabe wird mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung kann als integraler Bestandteil eines monolithischen Schaltkreises, vorzugsweise eines Halbleiterspeichers, hergestellt werden und trotz der ihr von außen zu ihrem Betrieb zugeführten Signale verhältnismäßig niedrigen Pegels, beispielsweise n-Kanal-MOS-Pegel, Impulse mit hohem Potential und genau reproduzierbarer Form erzeugen.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind durch die in den Unteransprüchen angegebenen Merkmale gekennzeichnet.

Im folgenden wird die Erfindung an mehreren Ausführungsbeispielen unter Hinweis auf die beigefügten Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt das Gesamtschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der Schaltungsanordnung.

Fig. 1a zeigt das Schaltbild einer alternativen Ausführungsform der Ausgangsschaltung im Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1.

Fig. 2 zeigt in einem Diagramm die gegenseitige zeitliche Beziehung verschiedener Signale im Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1.

Fig. 3 zeigt eine Schaltung der Ladungspumpe im Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1.

Fig. 4 zeigt in einem Diagramm das Ausgangspotential des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 1 als Funktion der Anzahl von Phasenzyklen.

Fig. 5 zeigt eine Ausgangsschaltung im Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1.

Fig. 6 zeigt eine Struktur einer mit einer steuerbaren Diode versehenen Klemmschaltung für das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1.

Fig. 7 zeigt eine Steuerschaltung im Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1.

Fig. 8 zeigt eine Rückkopplungsschaltung für das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1.

Fig. 9 zeigt, teilweise in halbschematischer Schnittansicht, einen integrierten Schaltungsaufbau der Ladungspumpe gemäß Fig. 3.

Fig. 10 zeigt eine Draufsicht auf Fig. 9.

Fig. 11 zeigt das Gesamtschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der Schaltungsanordnung.

Die im folgenden erwähnten Ladungspumpsignale Φ₁, Φ₂ sind einander nicht überlappende Zweiphasentaktsignale, die einen Arbeitszyklus von weniger als 50% und eine Spitze-zu-Spitze-Spannung von etwa 10 V oder weniger haben, vorzugsweise Logikpegelsignale mit einer Spitze-zu-Spitze-Spannung von etwa 5 V oder weniger sind. Es sind Mittel zum Begrenzen des Ausgangspotentials auf einen vorbestimmten Referenz-Potentialwert vorgesehen und Mittel zum Steuern der Anstiegszeit des Ausgangspotentials und der Anstiegszeit des Referenz-Potentials, die vorzugsweise, jedoch nicht notwendigerweise, die Anstiegszeit des Ausgangspotentials für eine gegebene Ausgangsimpedanz größer als die Anstiegszeit des Referenzpotentials machen. Die Mittel zum Begrenzen des Referenz-Ausgangspotentials können vorteilhafterweise die Rückwärtsdurchbruchs-Charakteristik einer steuerbaren Diode ausnutzen. Zum Steuern der Anstiegszeiten kann eine Rückkopplungsanordnung benutzt werden.

Fig. 1 zeigt eine Generatorschaltung 10, die ein Ausgangspotential STORE hoher Spannung erzeugt, das insbesondere zur Speisung integrierter, nichtflüchtiger Speicher geeignet ist.

Die Generatorschaltung 10 umfaßt eine Ladungspumpe 12, die an Hand von Fig. 3, Fig. 9 und Fig. 10 näher beschrieben wird, eine Ausgangsschaltung 14, die an Hand von Fig. 5 näher beschrieben wird, eine Steuerschaltung 16 mit vier Spannungsumsetzstufen 510, 520, 530, 540, die an Hand von Fig. 7 näher beschrieben wird, und einen rückkopplungsgesteuerten Ladungsmodulator 18, der an Hand von Fig. 8 näher beschrieben wird.

Die Generatorschaltung 10 enthält ferner eine Logikschaltung 20 zum Erzeugen logischer Steuersignale für die Generatorschaltung 10.

Wie in Fig. 1 angegeben, werden der Generatorschaltung 10 vier externe Eingangssignale zugeführt. Diese vier Eingangssignale sind ein Speichersignal , das einem Speichersignaleingang 100 zugeführt wird, ein Bausteinauswahlsignal CS, das einem Bausteinauswahlsignaleingang 106 zugeführt wird, ein erstes Ladungspumpsignal Φ₁, das einem ersten externen Taktsignaleingang 102 zugeführt wird, und ein zweites, das erste Ladungspumpsignal Φ₁ nicht überlappendes Ladungspumpsignal Φ₂, das einem zweiten externen Taktsignaleingang 104 zugeführt wird. Das Speichersignal ist ein TTL-Logikpegelsignal und wird dazu benutzt, einen Zyklus der Generatorschaltung 10 einzuleiten. Das Bausteinauswahlsignal CS ist ein TTL-Logiksignal und wird dazu benutzt, in einer RAM-Speicheranordnung einen einzelnen logischen Baustein auszuwählen.

Das Ausgangspotential STORE tritt an einem Ausgangsanschluß 200 auf. Von der Generatorschaltung 10 benutzte interne Steuersignale sind ein internes Logiksignal , das an einer internen Logikleitung 300 auftritt, ein internes Steuersignal STC, das an einer ersten internen Steuerleitung 302 auftritt, ein invertiertes internes Steuersignal , das an einer zweiten internen Steuerleitung 304 auftritt, ein Rückkopplungssignal V_FB, das an einer Rückkopplungsleitung 306 auftritt, ein Logikpegelsteuersignal HV SENSE, das an einer Ausgangspotentialabtastleitung 308 auftritt, und die Ladungspumpsignale Φ₁ bzw. Φ₂, die an einer ersten internen Taktleitung 310 bzw. an einer zweiten internen Taktleitung 312 auftreten. Die internen Steuersignale sind an Knoten 400, 403, 404, 406, 408, 410, 412 gelegt. Dabei ist der Knoten 400 ein Steuereingang für das interne Logiksignal zum Ladungsmodulator 18, der Knoten 403 ein Steuereingang für das invertierte, interne Steuersignal zu der zweiten Spannungsumsetzstufe 520, der Knoten 404 ein Steuereingang für das invertierte, interne Steuersignal zu der ersten Spannungsumsetzstufe 510, der Knoten 406 ein Steuereingang für das Rückkopplungssignal V_FB, der Knoten 408 ein Steuereingang für das Logikpegel-Steuersignal HV SENSE zur Logikschaltung 20, der Knoten 410 ein interner Eingang für das erste Ladungspumpsignal Φ₁ zur Ladungspumpe 12 und der Knoten 412 ein interner Eingang für das zweite Ladungspumpsignal Φ₂ zur Ladungspumpe 12.

In Fig. 2 sind in einem Zeitdiagramm die verschiedenen Signale während eines typischen Zyklusses der in Betrieb befindlichen Generatorschaltung 10 in ihrer zeitlichen Beziehung zueinander dargestellt. Bezugszeichen, die sich auf Signalzeiten beziehen, sind im folgenden in eckige Klammern gesetzt.

Die Generatorschaltung 10 wird anfänglich dadurch ausgewählt, daß das Bausteinauswahlsignal CS an dem Bausteinauswahlsignaleingang 106 von einem niedrigen in einen hohen Zustand [800] gebracht wird. Dabei wird das Bausteinauswahlsignal CS an das Gate eines MOS-Transistors (Fig. 1) gegeben, um festzustellen, ob ein Speichersperrschaltung 22 der Logikschaltung 20 durch ein Signal, das an dem Speichersignaleingang 100 für das Speichersignal erscheint, gekippt werden kann. Im Anfangszustand befindet sich das interne Logiksignal normalerweise in seinem hohen Zustand. Wenn das Bausteinauswahlsignal CS hoch ist und das Speichersignal abfällt [802], wird bewirkt, daß das interne Logiksignal abfällt [804]. Das abfallende interne Logiksignal bewirkt seinerseits, daß das invertierte interne Steuersignal an der zweiten internen Steuerleitung 304 abfällt [818] und daß dadurch das interne Steuersignal an der ersten internen Steuerleitung 302 hochgeht [820]. Das niedrigliegende, invertierte, interne Steuersignal wird an den Knoten 404 der ersten Spannungsumsetzstufe 510 in der Steuerschaltung 16 gegeben und löst die erste Spannungsumsetzstufe 510 aus, damit sie Differenzen zwischen einem Ausgangsspannungssignal HV der Ladungspumpe 12 und einem Ausgangsspannungssteuersignal HVC der Ladungspumpe 12 abtastet, die über eine erste Steuerleitung 500 und eine zweite Steuerleitung 502 an die Steuerschaltung 16 gegeben werden. Das an dem Knoten 403 liegende niedrige, intervierte, interne Steuersignal löst auf ähnliche Weise die zweite Spannungsumsetzstufe 520, die dritte Spannungsumsetzstufe 530 und die vierte Spannungsumsetzstufe 540 der Steuerschaltung 16 aus, die Differenzen zwischen dem Ausgangsspannungssignal HV an der ersten Steuerleitung 500 und dem Ausgangsspannungssteuersignal HVC an der zweiten Steuerleitung 502 verstärken. Das an den internen Knoten 403 der zweiten Spannungsumsetzstufe 520 angelegte, hochliegende, invertierte, interne Steuersignal setzt das Logikpegel-Steuersignal HV SENSE auf seinen Anfangszustand, der niedrig liegt. Das an den Knoten 400 des Ladungsmodulators 18 geführte, niedrigliegende, interne Logiksignal bewirkt, daß die internen Ladungspumpsignale Φ₁ bzw. Φ₂ an der ersten Taktleitung 310 bzw. der zweiten Taktleitung 312 bei [806] bzw. [808] zu schwingen beginnen. Das niedrig liegende, interne Logiksignal ermöglicht es, die extern zugeführten Ladungspumpsignale Φ₁ an dem ersten Taktsignaleingang 102 bzw. Φ₂ an dem zweiten Taktsignaleingang 104 zu den Taktleitungen 310 bzw. 312 weiterzuleiten, wo sie als interne Ladungspumpsignale Φ₁ bzw. Φ₂ auftreten. Die Amplitude der internen Ladungspumpsignale Φ₁ und Φ₂ wird dabei in Abhängigkeit von der Amplitude der externen Ladungspumpsignale Φ₁ und Φ₂ durch das Rückkopplungssignal V_FB gesteuert, das an den Knoten 406 des Ladungsmodulators 18 gelegt ist. Die externen Ladungspumpsignale Φ₁ und Φ₂ weisen im allgemeinen eine konstante Spannung zwischen einem Maximum und einem Minimum auf und liegen kontinuierlich an dem Ladungsmodulator 18. Die internen Ladungspumpsignale Φ₁ und Φ₂ treten nur dann auf, wenn das niedrigliegende, interne Logiksignal an den Knoten 400 des Ladungsmodulators 18 gelegt ist. Die Amplitude der internen Ladungspumpsignale Φ₁ und Φ₂ ist dabei eine Funktion des an den Knoten 406 des Ladungsmodulators 18 gelegten Rückkopplungssignals V_FB. Die internen Ladungspumpsignale Φ₁ und Φ₂ lassen das Ausgangsspannungssignal HV bzw. das Ausgangsspannungssteuersignal HVC an einem Knoten 314 bzw. einem Knoten 316 ab [812] bzw. [810] in Fig. 2 ansteigen.

Wie in Fig. 3 gezeigt, ist die Ladungspumpe 12 sechzehnstufig. Sie hat dreizehn gemeinsame Ladungspumpschalter 602, 604, 606, 608, 610, 612, 616, 618, 620, 622, 624, 626, einen Zweig mit Ladungspumpschaltern 628, 630, 632 für das Ausgangsspannungssignal HV und einen Zweig mit Ladungspumpschaltern 629, 631, 633 für das Ausgangsspannungssteuersignal HVC. Die Ladungspumpschalter sind gruppenweise in Reihe geschaltet. Jeder Ladungspumpschalter ist so ausgebildet, daß er einen asymptomischen Zustand von etwa 3 V über dem Zustand des vorhergehenden Ladungspumpschalters erreicht, wenn eine hochimpedante Last vorliegt, wenn die internen Ladungspumpsignale Φ₁, Φ₂ rechteckförmig sind und eine Amplitude von jeweils etwa 5 V zwischen einem Maximum und einem Minimum aufweisen und wenn die Ladungspumpschalterschaltschwellen V_T von etwa 1 V haben, sofern keine Klemmaßnahmen getroffen worden sind. Unter diesen Bedingungen beginnt das Ausgangspotential STORE an dem Ausgangsanschluß 200 anzusteigen [814], wenn das Ausgangsspannungssignal HV und das Ausgangsspannungssteuersignal HVC ansteigen. Das Ausgangspotential STORE steigt nach Maßgabe eines Steuertransistors 222 (Fig. 5) an, der das Ausgangsspannungssignal HV an den Ausgangsanschluß 200 unter dem Einfluß des Ausgangsspannungssteuersignals HVC aus den Ladungspumpschaltern 629, 631, 633 für das Ausgangsspannungssteuersignal HVC an dem Gate des Steuertransistors 222 durchläßt. Weil das Gate des Steuertransistors 222 eine relativ geringe kapazitive Last im Vergleich zur Last an dem Ausgangsanschluß 200 darstellt, steigt die Spannung des Ausgangsspannungssteuersignals HVC schneller an als die Spannung des Ausgangsspannungssignals HV. Daher kann die Last an dem Ausgangsanschluß 200 eine nichtflüchtige Speicherelement-Anordnung sein.

Die maximale Spannung des Ausgangsspannungssteuersignals HVC wird durch eine mittels eines Gates 660 steuerbare Diode 650 festgeklemmt. Ein Querschnitt durch eine solche Diode 650 ist in Fig. 6 gezeigt. Wenn das Gate 660 dieser Diode 650 auf einem niedrigen Potential, beispielsweise 0 V, gehalten wird, dann wird für ein angelegtes Ausgangsspannungssteuersignal HVC von etwa 25 V ein hinreichend hohes elektrisches Feld in ihr erzeugt, um einen Durchbruch einer Verarmungsschicht in ihr zu bewirken, das das Ausgangsspannungssteuersignal HVC bei etwa 25 V festklemmt. Dieser Durchbruch ist jedoch durch Anlegen einer Gatespannung V_g an eine Gatespannungsleitung 651 einstellbar. Wenn beispielsweise die Gatespannung V_g mittels eines Gatespannungslastelements 218 (Fig. 5) auf +5 V gehalten wird, beträgt die Klemmspannung für das Ausgangsspannungssteuersignal HVC etwa 30 V. Wenn jedoch das Gate 660 dadurch auf 0 V gehalten wird, daß ein geerdeter Gatespannungsableitschalter 220 (Fig. 5) leitend gehalten wird, beträgt die Klemmspannung für das Ausgangsspannungssteuersignal HVC 25 V. Obwohl die Klemmspannung eine Funktion der dielektrischen Schichtdicke, der Spannungsdifferenz und der Dotierungsdichte in der Diode 650 ist, ist eine Klemmspannung von 25 V typisch für eine Diode 650 mit einer Gateoxiddicke von etwa 1000 Å. Die Gatespannung V_g an der Gatespannungsleitung 651 kann dadurch geändert werden, daß die Leitfähigkeitsverhältnisse eines das Gatespannungslastelement 218 und den Gatespannungsableitschalter 220 (Fig. 5) enthaltenden Inverters geändert werden.

Während des Abschnitts des Ladungszyklus, der dem Einleiten des Ladungspumpens unmittelbar folgt, weisen Source-Elektroden von drei Transistoren 208, 210 und 212 (Fig. 5), die an einer gemeinsamen Source-Leitung 209 liegen, ein Potential von +5 V auf, weil das interne Logiksignal an dem Knoten 400 niedrig liegt. Die Transistoren 208, 210, 212 werden dadurch abgeschaltet (nichtleitend gemacht), so daß die Spannungen an den Steuerleitungen 500, 502 und das Ausgangsspannungssteuersignal HVC an dem Knoten 316 positiv werden können, ohne durch die gemeinsame Source-Leitung 209 verbunden werden zu müssen. Wenn jedoch das Ausgangsspannungssteuersignal HVC an dem Knoten 316 eine Spannung von etwa +25 V erreicht [816], wird diese Spannung durch die Diode 650 festgeklemmt. Das Ausgangsspannungssignal HV an dem Knoten 314 kann jedoch weiter ansteigen. Daher steigt die Spannung an dem Ausgangsanschluß 200 an, bis der Steuertransistor 222 sperrt [822]. Ein weiterer Anstieg des Ausgangsspannungssignals HV bewirkt keinen Anstieg des Ausgangspotentials STORE mehr. Bei [818] wird die kapazitive Last des Ausgangsspannungssignals HV stark reduziert, weil der Steuertransistor 222 sperrt und das Ausgangsspannungssignal HV an dem Knoten 314 von der großen kapazitiven Last des Ausgangspotentials STORE abgekoppelt wird.

Während des Spannungsanstiegs an dem Ausgangsanschluß 200 wird die Anstiegszeit des Ausgangspotentials STORE aktiv gesteuert, weil das Rückkopplungssignal V_FB an dem Knoten 406 im Ladungsmodulator 18 direkt auf die Amplituden der internen Ladungspumpsignale Φ₁ und Φ₂ einwirkt. Wenn das Rückkopplungssignal V_FB eine Spannung von 0 V hat, liegen beispielsweise die internen Taktleitungen 310, 312 auf jeweils 1,5 V, und demgemäß findet ein geringes Ladungspumpen statt. Wenn sich hingegen das Rückkopplungssignal V_FB (bei einer TTL-Ausführungsform der Generatorschaltung 10) auf maximaler Höhe befindet, nimmt die Amplitude der internen Ladungspumpsignale Φ₁, Φ₂ einen Maximalwert von etwa 4,8 V an. Dies entspricht einem Bereich zwischen "geringem" Pumpen und "vollem" Pumpen der Ladungspumpe 12 durch Steuerung der Anstiegszeit des Ausgangsspannungssignals HV und des Ausgangsspannungssteuersignals HVC. Die Anstiegszeit des Ausgangspotentials STORE wird mittels einer Kapazitätsdiode 350 (Fig. 8) ermittelt. Hierzu wird das Potential an einem Knoten 351 des Rückkopplungsschaltkreises durch das Gleichgewicht zwischen einem durch den Knoten 351 über die Kapazitätsdiode 350 fließenden Verschiebungsstrom und einem durch den Knoten 351 fließenden Strom bestimmt, der durch einen von dem ansteigenden Ausgangspotential STORE eingeschalteten Rückkopplungssignalhilfsschalter 352 geliefert wird.

Die Spannung des Rückkopplungssignals V_FB an der Rückkopplungssignalleitung 306, die zum Steuern der Amplitude der internen Ladungspumpsignale Φ₁, Φ₂ und dadurch der Anstiegszeit der Ladungspumpe 12 benutzt wird, wird von einem aus einem ersten Rückkopplungssignalschalter 354 und einem zweiten Rückkopplungssignalschalter 356 gebildeten Inverter geliefert. Ein Gate des ersten Rückkopplungssignalschalters 354 wird von dem Knoten 351 gesteuert. Wenn der Knoten 351 auf einem niedrigen Potential liegt, ist der erste Rückkopplungssignalschalter 354 ausgeschaltet und die Spannung des Rückkopplungssignals V_FB maximal, was bewirkt, daß die internen Ladungspumpsignale Φ₁ und Φ₂ auf maximaler Spannung liegen und die Ladungspumpe 12 voll pumpt. Dies tritt beispielsweise dann ein, wenn der Anstieg an dem Ausgangsanschluß 200 langsam ist. Die daraus resultierende maximale Spannung des Rückkopplungssignals V_FB bewirkt, daß der Anstieg an dem Ausgangsanschluß 200 wieder rascher wird. Wenn jedoch an dem Knoten 351 ein rascher Anstieg auftritt, der einem raschen Anstieg am Ausgangsanschluß 200 entspricht, beginnt der erste Rückkopplungssignalschalter 354 leitend zu werden, wodurch die Spannung des Rückkopplungssignals V_FB an der Rückkopplungssignalleitung 306 zu fallen beginnt. Wenn eine niedrigere Rückkopplungsspannung an dem Knoten 406 des Ladungsmodulators 18 liegt, wird die Amplitude der internen Ladungspumpsignale Φ₁ und Φ₂ kleiner. Dies bewirkt, daß die Ladungspumpe 12 geringer pumpt, wodurch der Anstieg an dem Ausgangsanschluß 200 langsamer wird.

Der Bereich der steuerbaren Anstiegszeit hängt von der Last am Ausgangsanschluß 200 und den Bemessungsgrößen der Ladungspumpe 12, des Rückkopplungsschaltkreises und der externen Ladungspumpsignale Φ₁, Φ₂ ab. Er kann sehr weit sein. Insbesondere können die Anstiegszeiten sehr lang sein, was in integrierten Schaltkreisen häufig benötigt wird. Beispielsweise können Impulse hoher Spannung mit einer im Millisekundenbereich (etwa 1 bis 10 ms) liegenden Dauer für variable Lastkapazitäten von etwa 50 bis 150 pF mit Anstiegszeiten von etwa 0,8 bis 1,5 ms erzeugt werden.

Wenn das Ausgangspotential STORE seine maximale Höhe erreicht hat, die durch das von der Diode 650 festgeklemmte Ausgangsspannungssteuersignal HVC am Knoten 316 bestimmt ist, wird dies durch die Differenz zwischen dem Ausgangsspannungssignal HV an der ersten Steuerleitung 500 und dem Ausgangsspannungssteuersignal HVC an der zweiten Steuerleitung 502 mittels der vierstufigen Steuerschaltung 16 erfaßt, die das Logikpegel-Steuersignal HV SENSE liefert.

Wenn (siehe Fig. 2) das Ausgangsspannungssteuersignal HVC seine maximale Höhe erreicht [816], steigt das Potential an dem Ausgangsanschluß 200 weiter an, bis es seinen maximalen Wert erreicht [822], der durch den von dem Ausgangsspannungssteuersignal HVC gesteuerten Steuertransistors 222 bestimmt ist. Zu diesem Zeitpunkt [818] beginnt das Ausgangsspannungssignal HV aus dem Zweig mit den Ladungspumpschaltern 628, 630, 632 schneller anzusteigen, weil der Ausgangsanschluß 200 nicht länger eine Last darstellt. Zum Zeitpunkt [818] liegt die erste Steuerleitung 500 auf einem niedrigeren Potential als die zweite Steuerleitung 502, was durch einen Transistor 206 bewirkt wird, der eine geringfügig höhere Schwellenspannung hat als ein Transistor 204. Zu diesem Zeitpunkt [818] liegt auch das von der Logikschaltung 20 gelieferte, invertierte, interne Steuersignal an dem Knoten 404 der ersten Spannungsumsetzstufe 510 niedrig, was bewirkt, daß die vier Spannungsumsetzstufen 510, 520, 530, 540 auf Potentialunterschiede an den Steuerleitungen 500 und 502 ansprechen und das Logikpegel-Steuersignal HV SENSE an der Ausgangspotential-Abtastleitung 308 erzeugen. Das Logikpegel-Steuersignal HV SENSE liegt, wenn das Potential der ersten Steuerleitung 500 niedriger ist als das der zweiten Steuerleitung 502, niedrig. Andererseits liegt das Logikpegel-Steuersignal HV SENSE hoch, wenn das Potential der zweiten Steuerleitung 502 niedriger ist als das der ersten Steuerleitung 500.

Die Steuerschaltung 16 ist so ausgebildet, daß sie bei verhältnismäßig hohen Spannungen an den Steuerleitungen 500 und 502 arbeitet. Die erste Spannungsumsetzstufe 510 transformiert die Spannungen an den Steuerleitungen 500 und 502, die etwa 25 V betragen, auf etwa 2,5 V. Derart niedrige Spannungen (2 bis 3 V) sind nämlich zur weiteren Signalverarbeitung geeigneter. Wichtig ist, daß die Steuerleitungen 500 und 502 an die erste Spannungsumsetzstufe 510 nur (hochimpedant) kapazitiv gekoppelt sind, so daß die Spannungen an den Steuerleitungen 500 und 502 durch die Steuerschaltung 16 nicht herabgesetzt werden, was besonders bedeutsam ist, wenn diese Spannungen hoch sind. Wenn an dem Ausgangsanschluß 200 eine hochimpedante Last liegt, benötigt die Ladungspumpe 12 nur geringe Versorgungsströme (Größenordnung µA). Es ist deshalb wichtig, daß die Steuerschaltung 16 ebenfalls eine hochimpedante Schaltung darstellt, so daß sie die Ladungspumpe 12 nicht zu stark belastet.

Zum Zeitpunkt [818] beginnt die Spannung des Ausgangsspannungssignals HV aus dem Zweig mit den Ladungspumpschaltern 628, 630, 632 schnell anzusteigen, weil die große Last an dem Ausgangsanschluß 200 abgeschaltet worden ist. Zum Zeitpunkt [820] ist das Ausgangsspannungssignal HV hinreichend angestiegen, so daß die Spannung der ersten Steuerleitung 500 mehrere Volt über derjenigen der zweiten Steuerleitung 502 liegt. Letztere ist im wesentlichen konstant geblieben, da mit dem Erreichen des Maximalwertes des Ausgangspotentials STORE die Klemmwirkung der steuerbaren Diode 650 eingetreten ist. Die Spannung der zweiten Steuerleitung 502 ist von dem an dem Transistor 204 liegenden Ausgangspotential STORE abgeleitet.

Die Potentialdifferenz zwischen den Steuerleitungen 500 und 502 wird durch die Spannungsumsetzstufen 510, 520, 530, 540 derart transformiert, daß ein MOS-Logikpegel-Steuersignal HV SENSE an der Ausgangspotential-Abstastleitung 308 erzeugt wird. Zum Zeitpunkt [820] liegt die erste Steuerleitung 500 um etwa 2 V höher als die zweite Steuerleitung 502, wodurch das Logikpegel-Steuersignal HV SENSE von einem niedrigen auf einen hohen Zustand (von 0 V auf +5 V) übergeht. Während dieser Übergangszeit [824] geht auch das interne Logiksignal von einem niedrigen Zustand in einen hohen Zustand [826] über, was durch das Logikpegel-Steuersignal HV SENSE bewirkt wird, das an dem Knoten 408 liegt, um die Speichersperrschaltung 22 dadurch rückzusetzen, daß sie eine Logiksignalsteuerleitung 130 auf einen niedrigen Zustand bringt. Das hochgehende interne Logiksignal [826] beendet einen Signalzyklus und bewirkt, daß die internen Ladungspumpsignale Φ₁ und Φ₂ durch Anlegen des internen Logiksignals an den Knoten 400 in einem hohen Zustand verbleiben. Daher stellt die Ladungspumpe 12 ihre Pumparbeit ein. Anschließend bewirkt das an einem Gate eines Logiksignalschalters 216 liegende und im hohen Zustand befindliche interne Logiksignal , daß die Generatorschaltung 10 durch Anlegen des Erdpotentials an die gemeinsame Source-Leitung 209 erneut zu arbeiten beginnt, wozu die Signale HV und HVC und das Ausgangspotential STORE zunächst auf niedrige Potentiale zurückgehen. Weil die Last an dem Ausgangsanschluß 200 hochohmig sein kann, kann einige Zeit erforderlich sein, um den Ausgangsanschluß 200 auf ein niedriges Potential zu bringen. Eine solche Rückkehr des Ausgangsanschlusses 200 auf ein niedriges Potential wird zum Zeitpunkt [828] erkannt, weil dann das Ausgangspotential STORE an ein Gate 250 gelegt wird, das das invertierte, interne Steuersignal an der zweiten internen Steuersignalleitung 304 hochgehen läßt und das interne Steuersignal STC an der ersten internen Steuersignalleitung 302 [830] heruntergehen läßt. Das an dem Knoten 403 und dem Knoten 404 hochliegende, invertierte, interne Steuersignal setzt das Logikpegel-Steuersignal HV SENSE bedingungslos auf einen niedrigen Zustand zum Beginn eines neuen Zyklusses. Der niedrige Zustand [832] des internen Steuersignals STC wird dazu benutzt werden, das Bausteinauswahlsignal CS zu veranlassen, einen hohen Zustand (nicht gezeigt) einzunehmen. Das Setzen des Bausteinauswahlsignals CS in seinen hohen Zustand löst dann die Speichersperrschaltung 22 aus, so daß der Speichersignaleingang 100 über die Speichersperrschaltung 22 einen neuen Zyklus startet.

Die Generatorschaltung 10 ist insbesondere geeignet, anstiegszeitgesteuerte Impulse vorbestimmter hoher Spannung von ungefähr 25 V mit einer Anstiegszeit von ungefähr 1 ms an eine Vielzahl von nichtflüchtigen Speicherzellen zu liefern. Die Impedanz, die eine Matrix solcher Zellen bietet, kann abhängig von den Betriebsbedingungen und der Anzahl der Benutzungszyklen variieren. Durch die beschriebene Schaltungsanordnung werden insbesondere Impulse hoher Spannung erzeugt, mittels denen eine monolithische, integrierte ("onchip")-Speichermatrix aus nichtflüchtigen Speicherzellen betrieben werden kann. Obgleich die beschriebene Schaltungsanordnung nicht auf eine spezielle Herstellungstechnik beschränkt ist, ist die Generatorschaltung 10 doch bevorzugt mittels der n-Kanal-MOS-Herstellungstechnik für eine typische 5-V-Stromversorgung und eine Schwellenspannung von +0,8 V herzustellen.

Die Ladungspumpe 12 ist eine 16-Stufen-Umladungsschaltung, die durch die Ladungspumpsignale Φ₁ und Φ₂ betrieben wird (Fig. 3 und Fig. 4). Sie ist drei Stufen von ihrem Ende entfernt aufgezweigt. Drei Stufen erzeugen das Ausgangsspannungssteuersignal HVC, das wegen des Steuertransistors 222 höher ist als das Ausgangsspannungssignal HV, bis es durch die steuerbare Diode 650 begrenzt wird. Das maximale Ausgangspotential STORE ist durch die Anzahl der Stufen bestimmt. Eine Veränderung der Anzahl Stufen ändert außerdem die dynamischen Eigenschaften der Ladungspumpe 12.

Die Ladungsrate ist proportional zur Frequenz f der Ladungspumpsignale Φ₁, Φ₂, zum wirksamen Bootstrap-Verhältnis multipliziert mit dem Spannungshub ΔV der Ladungspumpsignale Φ₁, Φ₂ und zum Verhältnis R der Lastkapazität am Ausgangsanschluß 200 zur Ladungspumpkapazität (R).

Bei einer Lastkapazität von 100 pF und einer Ladungspumpkapazität von etwa 0,35 pF ist das Verhältnis R typisch ungefähr 300 (d. i. 100 pF/0,35 pF).

Bei einer normalen Rückkopplungsspannung V_FB=4 V beträgt der Spannungshub der Ladungspumpsignale Φ₁, Φ₂ ungefähr 4,5 V. Daher ist ΔV=80%×4,5 V, was ungefähr 3,5 V entspricht.

Das Diagramm gemäß Fig. 4 zeigt eine simulierte Pumpspannung V_Ausg in Abhängigkeit von der Anzahl der Zyklen der nicht einander überlappenden Ladungspumpsignale Φ₁, Φ₂ für unterschiedliche Werte von R und ΔV. Durch die Verwendung der nicht einander überlappenden Ladungspumpsignale Φ₁, Φ₂ ist die Bestimmung einer solchen Simulation stark vereinfacht, und der Effekt eines Transfer-Gate-Spannungsanstiegs oder der Schaltschwelle V_T der Stufen der Ladungspumpe 12 kann infolge des "Handkapazitätseffekts" in das Simulationsmodell einbezogen werden.

Fig. 4 zeigt, daß die Ladungspumpe 12 bei R=100 und ΔV=4 V eine Spannung von 25 V nach etwa 1300 Zyklen erzeugt und bei R=300 und ΔV=4 V eine Spannung von 25 V nach etwa 4000 Zyklen.

Aus Fig. 4 wird deutlich, daß sehr hohe Spannungen aus den verhältnismäßig niedrig gespannten Ladungspumpsignalen Φ₁, Φ₂ erzeugt werden können. Dadurch wird die Anwendung einfacher, nicht einander überlappender Ladungspumpsignale Φ₁, Φ₂ in einer einfachen Niedrigspannungs-Schaltung zur Steuerung der Generatorschaltung 10 zum Erzeugen hoher Spannungen möglich. Die Generatorschaltung 10 hat einen zweifach gegabelten Kettenaufbau, was die Erzeugung von zwei Signalen hoher Spannung, nämlich des Ausgangsspannungssignals HV und des Ausgangsspannungssteuersignals HVC, welche beide von unterschiedlichen Lastbedingungen abhängen, erlaubt.

Ein alternatives Ausführungsbeispiel für die letzten Stufen der Ladungspumpe 12 ist in Fig. 1A gezeigt, bei dem eine gegabelte Ladungspump-Kette nicht benötigt wird und ein Kondensator 652 zwischen das Gate des Steuertransistors 222 und dem Knoten 314 für das Ausgangsspannungssignals HV am Ende der Stufen der Ladungspumpe 12 hinter dem Ladungspumpschalter 632 eingefügt ist. Zusätzlich zu dem Vorteil eines geringeren Bedarfs an Ladungspumpstufen hat die Anordnung gemäß Fig. 1A den Vorteil, daß der Strom, der durch die steuerbare Diode 650 geschaltet wird, nicht in die Ladungspumpe 12 geleitet wird, wodurch die Pumpkapazität der Kette wirksam vergrößert wird. Der Kondensator 652 isoliert kapazitiv die gesteuerte Diode 650.

Beim Betrieb des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 1A veranlaßt das Potential am Knoten 314 für das Ausgangsspannungssignal HV, das Potential am Knoten 316 für das Ausgangsspannungssteuersignal HVC durch kapazitive Wirkung anzusteigen. Wenn das Potential am Knoten 316 die Durchbruchsspannung erreicht, die durch die gesteuerte Diode 650 bestimmt ist, wird das Potential am Knoten 316 für das Ausgangsspannungssteuersignal HVC durch die steuerbare Diode 650 begrenzt. Weil das Potential des Ausgangsspannungssteuersignals HVC das Ausgangspotential STORE steuert, erreicht das Ausgangspotential STORE ein Maximum. Das Potential des Knotens 314 steigt deutlich über das Potential des Knotens 316 an und veranlaßt, einen Zyklus abzutasten und zu vervollständigen. Ein anderer Vorteil der kapazitiven Kopplung an die steuerbare Diode 650 besteht darin, daß ein minimaler Strom aus der steuerbaren Diode 650 gezogen wird, was zu einer merklichen Stabilisierung führt. Die Kapazität des Kondensators 652 ist genügend groß, um alle anderen Kapazitäten an dem Knoten 316 für das Ausgangsspannungssteuersignal HVC zu überwiegen.

Obgleich die Generatorschaltung 10 dazu verwendet werden kann, sowohl hohe als auch niedrige Impedanzlasten zu versorgen, ist die Größe der Generatorschaltung 10 besonders gering für hochimpedante kapazitive Lasten. Daraus wird deutlich, daß ein großer Bereich von Spannungen aus der Generatorschaltung 10 zur Erzeugung hoher Spannungen, wie sie in Fig. 4 gezeigt ist, zur Verfügung steht.

Die Ladungspumpen 12 gemäß Fig. 1 und Fig. 1A können Teile integrierter Schaltungsanordnungen sein. Die Fig. 9 und 10 zeigen jeweils ein Ausführungsbeispiel für eine integrierte Schaltungsanordnung mit einer Reihe von Ladungspumpschaltern.

Wie in Fig. 9 und Fig. 10 gezeigt, sind die nicht einander überlappenden Ladungspumpsignale Φ₁, Φ2 an isolierte pn-Übergangs-N⁺⁺-Kanäle 90, 92 gelegt und kapazitiv an Elektroden 94, 95, 96 und 97 gekoppelt, die jeweils einen elektrischen Kontakt zu einer N⁺-Dioden-Diffusionszone herstellen und kapazitiv mit einer benachbarten N⁺-Diffusionszone gekoppelt sind, um eine Ladungspumpe 12 zu bilden, wie sie in Fig. 1 gezeigt ist.

Das maximale Ausgangspotential STORE der Generatorschaltung 10 wird, wie zuvor erwähnt, durch eine Ausgangsschaltung 14 begrenzt. Diese Ausgangsschaltung 14 (vgl. Fig. 5) begrenzt das maximale Ausgangspotential STORE am Ausgangsanschluß 200 in dem beschriebenen Ausführungsbeispiel, wenn die Gatespannungsleitung 651 auf Erdpotential liegt, auf ungefähr 25 V. Indessen hebt ein Ansteigen des Potentials der Gatespannungsleitung 651 auf einfache Weise das maximale Ausgangspotential STORE an.

Ein zweites Ausführungsbeispiel einer Generatorschaltung 1100, die ein "abgestimmtes" Knotenpotential zum Anheben des maximalen Ausgangspotentials STORE verwendet, ist in Fig. 11 dargestellt. Diese Generatorschaltung 1100 sendet ein differenziertes Spannungssignal an eine Steuerschaltung, wenn dieses Maximum erreicht worden ist. Ein Ausgangsspannungssteuersignal HVC steigt über ein Ausgangsspannungssignal HV an, bis es durch eine steuerbare Diode 650 (Fig. 6) auf ungefähr 25 V begrenzt wird. Die exakte Begrenzungsspannung kann durch Verwendung einer Anpassungsschaltung für die Gatespannung V_g, wie sie in Fig. 6 gezeigt ist, eingestellt werden. Diese Anpassungsschaltung baut ein ausgewähltes Potential von 0 bis 5 V an der Gatespannungsleitung 651 auf, die das "Abstimmen" oder die Auswahl eines Bereiches von Dioden-Durchbruchspannungen und diesen zugeordneten Ausgangspotentialen STORE erlaubt.

Wenn das Ausgangsspannungssteuersignal HVC begrenzt ist, steigt das Potential an einem Ausgangsanschluß 200 an, bis ein Steuertransistor 222 bei ungefähr 25 V abschaltet. Nachdem der Steuertransistor 222 abgeschaltet hat, ist das Ausgangsspannungssignal HV frei, um das Potential einer ersten Steuerleitung 500 über das Potential einer zweiten Steuerleitung 502 anzuheben.

Wenn das interne Logiksignal niedrig wird, hebt ein Transistor 208 das Potential an der zweiten Steuerleitung 502 über das Potential an der ersten Steuerleitung 500, da an dieser ein Transistor 210 liegt, der eine größere Schwellspannung oder eine geringere Leitfähigkeit als der Transistor 208 aufweist. Die Durchbruchspannung der steuerbaren Diode 650 liegt bei ungefähr 30 V.

Wenn das interne Logiksignal hoch wird, entladen die Transistoren 208, 210 und ein Transistor 212 einen Knoten 314 für das Ausgangsspannungssignal HV, um die Generatorschaltung 10 rückzusetzen.

Die Diode 650 gemäß Fig. 6 hat eine 1000 Å dicke Si-Oxid-Schicht 658, die ein MOS-Gate 660 von einem p- und einem n-Leitungstyp-Substratbereich, der einen pn-Übergang bildet, trennt. Die Diode 650 wird von der Spannungsdifferenz zwischen der Gatespannung V_g, die dem MOS-Gate 660 zugeführt wird, und der Spannung des Ausgangsspannungssteuersignals HVC, die einem N⁺⁺-Bereich 662 zugeführt wird, gesteuert. Diese Spannungsdifferenz (HVC-V_g) baut eine hohe, genaue und stabile Referenzspannung auf. Wenn die Spannungsdifferenz (HVC-V_g) ungefähr 25 V beträgt, begrenzt die Durchbruchsspannung der Diode 650 die Spannung des Ausgangsspannungssteuersignals HVC auf ungefähr 25 V.

Der N⁺⁺-Bereich 662 ist in einem p-leitenden monokristallinen Si-Substrat 655 ausgebildet. Die hohe (positive) Spannung des Ausgangsspannungssteuersignals HVC an dem Knoten 316 gemäß Fig. 1 oder dem Knoten 317 gemäß Fig. 1A wird dem N⁺⁺-Bereich 662 zugeführt. Die p-leitende Seite der Diode 650 liegt daher auf wesentlich stärker negativem Potential (beispielsweise Erdpotential in der Generatorschaltung 10), so daß die Diode 650 mittels der Ladungspumpe 12 stark rückwärtsgeregelt wird. Das rückwärtsregel-Potential erzeugt eine Verarmungszone an dem pn-Übergang der Diode 650, wie sie in Fig. 6 gezeigt ist. Das MOS-Gate 660 ist seitlich des pn-Übergangs vorgesehen und von diesem durch die 1000 Å dicke Si-Oxid-Schicht 658 isoliert.

Durch die Spannungsdifferenz (HVC-V_g) entsteht im Bereich des pn-Übergangs unmittelbar neben dem MOS-Gate 660 eine Zone großer Feldstärke, die eine Durchbruchs-Referenzspannung von etwa 25 V bei einem Gatepotential von 0 V hat. Die Diode 650 bricht aufgrund dieser großen Feldstärke infolge des Vorhandenseins des MOS-Gates 660 und der Rückwärtsregelung durch. Wenn das MOS-Gate 660 nicht vorhanden wäre, würde der rückwärtsgeregelte pn-Si-Übergang bei einer sehr viel größeren Spannung (beispielsweise 50 bis 100 V) durchbrechen. Die Durchbruchsspannung kann durch Verändern der Gatespannung eingestellt werden. Allgemein ist der Durchbruch der Diode 650 durch ihre Herstellungsparameter gut festlegbar. Daher ist die Diode 650 ein sehr einfaches Mittel, eine einstellbare Referenzspannung großer Genauigkeit zu erzeugen.

Fig. 7 zeigt die Steuerschaltung 16 der Generatorschaltung 10 im einzelnen. Wichtig ist, daß die erste Spannungsumsetzstufe 510 eine hochimpedante Schnittstelle der Steuerleitungen 500 und 502 bildet. Die erste Spannungsumsetzstufe 510 verschiebt die verhältnismäßig hohe Spannung zwischen den Steuerleitungen 500 und 502 auf einen niedrigen Pegel. Das Logikpegel-Steuersignal HV SENSE wird hochgelegt, wenn, nachdem das Ausgangspotential STORE etwa 25 V erreicht hat, das Signal an der ersten Steuerleitung 500 höher als das Signal an der zweiten Steuerleitung 502 wird.

In der ersten Spannungsumsetzstufe 510 liegen die Knotenpunkte S und auf ungefähr 2,5 bzw. 2,3 V, wenn die Spannung am Knoten HV1 der ersten Steuerleitung 500 27 V und die Spannung am Knoten HV2 der zweiten Steuerleitung 502 25 V betragen. Die Spannungsumsetzstufe 520, 530 und 540 bewirken eine Verstärkung von größer als 100, wodurch die letzte Spannungsumsetzstufe 550 einen großen Hub erhält.

Bevor ein STORE-Zyklus gestartet wird, setzt das dem Knoten 403 zugeführte, invertierte, interne Steuersignal mit einem Logikpegel von +5 V (H) die Steuerschaltung 16 in einen Ausgangspegelzustand 0 V (L).

Die Steuerschaltung 16 erhöht die Spannnung am Knoten HV2 über die Spannung am Knoten HV1, wenn der STORE-Zyklus gestartet ist. Daher verbleibt das Logikpegel-Steuersignal HV SENSE auf einem niedrigen Pegel, nachdem das invertierte interne Steuersignal ausgelöst ist, bis das Ausgangspotential STORE ungefähr 25 V erreicht hat.

Die maximale Höhe des Ausgangspotentials STORE wird durch die Rückkopplungsschaltung gemäß Fig. 8 fesgelegt, die den Anstieg des Ausgangspotentials STORE ohne irgendeine Gleichstromlast für das Ausgangspotential STORE abtastet und regelt. Die Rückkopplungsspannung V_FB steuert die Amplituden der Ladungspumpsignale Φ₁, Φ₂ über den Knoten 406 (vgl. Fig. 11), der seinerseits die Anstiegsrate der Generatorschaltung 1100 wie in Fig. 3 direkt steuert.

Eine ungeregelte Ladungspumpe 12 würde die Anstiegsrate direkt als Funktion der Lastkapatität verändern, die oftmals durch Faktoren größer als 3 abhängig vom Anwendungsfall der Ladungspumpe 12 variiert.

Eine mathematische Simulation zeigt, daß die Verwendung der Rückkopplungsschaltung die Anstiegsrate nur um ±20% verändert, wenn sich die Lastkapazität um ±50% verändert, was eine deutliche Verbesserung darstellt. Weil sich die Impedanz, die durch eine Speichermatrix mit nichtflüchtigen Speicherelementen gegeben ist, im Verlauf ihres Betriebes wesentlich ändern kann und weil Impulse hoher Spannnung, die eine gleichförmige Anstiegszeit haben, wünschenswert für den Betrieb einer solchen Speichermatrix sind, ist die Rückkopplungsschaltung von erheblicher Bedeutung. In der Rückkopplungsschaltung sind Mittel zum Abtasten der Anstiegsrate und zum Verändern der Rückkopplungsspannung V_FB als Funktion der durch die Ladungspumpe 12 bewirkten Rate des Anstiegs des Ausgangspotentials STORE vorgesehen. Die Rückkopplungsspannung V_FB steuert die Ladungspumpen derart, daß ein Ansteigen der Anstiegsrate ein Abfallen der Pumprate verursacht, während ein Abfallen der Anstiegsrate einen Anstieg der Ladungspumprate verursacht. Wenn z. B. das Ausgangspotential STORE innerhalb 1 ms auf 25 V ansteigt, wird ein Verschiebungsstrom von 7,5 nA aus einem Rückkopplungskondensator von 0,3 pF in den Bausteinen, die auf einer hohen Spannung, insbesondere höher als ungefähr 15 bis 20 V, liegen, benötigt.

Die beschriebenen Schaltungsanordnungen sind insbesondere zum Betrieb von elektrisch änderbaren, nichtflüchtigen Speichern mit wahlfreiem Zugriff (RAM's), von elektrisch änderbaren, nichtflüchtigen "Nur-Lesespeichern" (ROM's) und anderen Einrichtungen, die Ladungs-Durchtunnelungen zum Erreichen einer Nichtflüchtigkeit verwenden, nützlich. Die Schaltungsanordnungen können aber auch in fehlertoleranten, integrierten Schaltungen und in elektrisch programmierbaren, integrierten Schaltungen für Mikroprozessoren benutzt werden, in denen nichtflüchtige, elektrisch änderbare Elemente vorgesehen sind. Integrierte Schaltungsanordnungen beschriebener Art für hohe Spannungen sind auch in räumlich abgesetzten, überwachten Einrichtungen zu verwenden, die normalerweise für längere Zeiträume ohne eigene Stromversorgung sind. In solchen Anwendungsfällen kann die Schaltungsanordnung eine Stromversorgung durch Aktivieren ihrer Generatorschaltung mit Hilfe von Taktsignalen bilden, die ihr von der räumlich abgesetzten Stelle zugeführt werden. Es kann auch eine Datenverarbeitung stattfinden, beispielsweise nach Aktivierung der Bausteine durch Aussenden von Signalen, die durch die Ladungspumpsignale synchronisiert werden, z. B. um Meßwerte eines Meßinstruments abzurufen oder bestimmte gewünschte, logische Funktionen durchzuführen. Falls das aktivierte Gerät einen elektrisch änderbaren, nichtflüchtigen Speicher aufweist, kann die Schaltungsanordnung als Mittel zum Speichern und Modifizieren von Daten ohne lokale Stromversorgung vorgesehen sein. Es ist auch möglich, die Ladungspumpsignale über einen Transformator in die Schaltungsanordnung einzukoppeln, so daß keine galvanische Verbindung zum Betrieb der Schaltungsanordnung benötigt wird. Über einen Transformator gespeiste Schaltungsanordnungen können in Schaltungen für medizinische Sondenschaltungen Verwendung finden, z. B. für medizinische Apparaturen, die in lebende Körper ohne Taktimpuls-Leitungen oder eine andere Stromversorgung eingepflanzt werden.

Fig. 11 zeigt eine Schaltungsanordnung, die der in Fig. 1 ähnlich ist, jedoch eine Ladungspumpe 1102 mit 32 Stufen, eine Ausgangsschaltung ähnlich der der Fig. 1A und eine Inverterschaltung 1104 zum Steuern der Spannung eines Knotens Na eines Spannungsbegrenzungsschaltkreises mittels einer gesteuerten Diode 990 aufweist. Die Inverterschaltung 1104 weist Dioden zum Einstellen der Spannung des Knotens Na und dadurch zum Einstellen der Durchbruchsspannung der gesteuerten Diode 990 auf, wodurch das Ausgangspotential STORE an einem Ausgangsanschluß 320 zu steuern ist. An einem Ende der Inverterschaltung 1104 ist eine Klemmspannung mittels zweier Bedarfsverbindungen 1106, 1108 einzustellen. Die Klemmspannung, die durch die erste Bedarfsverbindung 1106 eingestellt wird, beträgt etwa 31 V; die Klemmspannung, die durch die zweite Bedarfsverbindung 1108 eingestellt wird, beträgt etwa 38 V. In der Fertigung wird eine der beiden Bedarfsverbindungen 1106 oder 1108 ausgewählt, um das am meisten geforderte Ausgangspotential STORE festzulegen.

Claims (6)

1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer hohen Spannung mit einem Taktsignalgeber (102, 104), der impulsförmige Ladungspumpsignale (Φ₁, Φ₂) abgibt, mit einer Ladungspumpe (12; 1102), die den Ladungspumpsignalen (Φ₁, Φ₂) entsprechende Ladungsmengen in mehreren, aufeinanderfolgenden Stufen (602 bis 632) ansteigenden Potentials zu einem Ausgangsanschluß (200; 320) auf ein Ausgangspotential (STORE) pumpt, das groß gegenüber dem Potential der einzelnen Ladungspumpsignale (Φ₁, Φ₂) ist, und mit einer spannungsgesteuerten Einrichtung (650; 990) zur Begrenzung des Ausgangspotentials (STORE), gekennzeichnet durch einen die Anstiegsdauer des Ausgangspotentials (STORE) bestimmenden Ladungsmodulator (18) und einen die Anstiegsdauer des Ausgangspotentials (STORE) erfassenden Sensor-Kompensator (350, 352, 354, 356), welcher den Ladungsmodulator (18) derart steuert, daß der Ladungsmodulator (18) die dem Ausgangsanschluß (200; 320) von der Ladungspumpe (12; 1102) pro Zeiteinheit zugeführte Ladungsmenge erhöht, wenn die erfaßte Anstiegsdauer eine erste vorgegebene Anstiegsdauer unterschreitet und die dem Ausgangsanschluß (200; 320) von der Ladungspumpe (12; 1102) pro Zeiteinheit Ladungsmenge erniedrigt, wenn die erfaßte Anstiegsdauer eine zweite vorgegebene Anstiegsdauer überschreitet.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladungspumpe (12; 1102) eine Mehrzahl von in Reihe geschalteten Diodeneinrichtungen (602 bis 632) aufweist, von denen jede kapazitiv mit dem Taktsignalgeber (102, 104) verbunden ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Taktsignalgeber (102, 104) zweiphasige, sich nicht überlappende Ladungspumpsignale (Φ₁, Φ₂) abgibt, die alternativ an die in Reihe geschalteten Diodeneinrichtungen (602 bis 632) gekoppelt sind.

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Steuerschaltung (16), die ein Logikpegel-Steuersignal (HV Sense) abgibt, wenn das Ausgangspotential (STORE) ein vorgegebenes Bezugspotential überschreitet.

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Sensor-Kompensator (350, 352, 354, 356) einen Kompensator (354, 356) aufweist, der die Amplitude der Ladungspumpsignale (Φ₁, Φ₂) bei einer Vergrößerung der erfaßten Anstiegsdauer in bezug auf eine vorgegebene Anstiegsdauer erhöht und bei einer Verkleinerung der erfaßten Anstiegsdauer in bezug auf die vorgegebene Anstiegsdauer erniedrigt.

6. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die spannungsgesteuerte Einrichtung (650; 990) eine Diode (650; 990) mit einem in Sperrichtung vorgespannten p-n-Übergang und einem wenigstens teilweise nächst dem p-n-Übergang angeordneten, dielektrisch von dem p-n-Übergang getrennten Gate (660) zur Erzeugung einer Klemmspannung von wenigstens etwa 25 Volt auf einem vorgegebenen Klemmpotential aufweist und einen ein Ansteigen des Ausgangspotentials (STORE) über das Klemmpotential erfassenden Sensor (222) aufweist.